AMPLIFICADOR DE ÁUDIO CLASSE D COM MODULAÇÃO SIGMA …

UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ

DOUGLAS RAFAEL PEREIRA ALVES

AMPLIFICADOR DE ÁUDIO CLASSE D COM MODULAÇÃO

SIGMADELTA APLICADO A MÁQUINAS DE MÚSICA JUKEBOX

CAMPO MOURÃO

2021

4.0 Internacional

Esta licença permite remixe, adaptação e criação a partir do trabalho, para fins não comerciais, desde que sejam atribuídos créditos ao(s) autor(es) e que licenciem as novas criações sob termos idênticos. Conteúdos elaborados por terceiros, citados e referenciados nesta obra não são cobertos pela licença.


AMPLIFICADOR DE ÁUDIO CLASSE D COM MODULAÇÃO

SIGMADELTA APLICADO A MÁQUINAS DE MÚSICA JUKEBOX

Class D audio amplifier with modulation

sigmadelta applied to jukebox music machines

Dissertação apresentada como requisito para obtenção do título de Mestre em Inovações Tecnológicas da Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR). Orientador: Prof. Dr. Gilson Junior Schiavon.

CAMPO MOURÃO 2021

https://creativecommons.org/licenses/by-nc-sa/4.0/

Ministério da EducaçãoUniversidade Tecnológica Federal do Paraná

Campus Campo Mourão


AMPLIFICADOR DE ÁUDIO CLASSE D COM MODULAÇÃO SIGMA-DELTA APLICADO A MÁQUINASDE MÚSICA JUKEBOX

Trabalho de pesquisa de mestrado apresentado comorequisito para obtenção do título de Mestre Em InovaçõesTecnológicas da Universidade Tecnológica Federal doParaná (UTFPR). Área de concentração: InovaçõesTecnológicas.

Data de aprovação: 10 de Setembro de 2021

Prof Gilson Junior Schiavon, Doutorado - Universidade Tecnológica Federal do Paraná

Prof Eduardo Giometti Bertogna, Doutorado - Universidade Tecnológica Federal do Paraná

Prof Glaucio Pedro De Alcantara, Doutorado - Universidade Estadual de Maringá (Uem)

Documento gerado pelo Sistema Acadêmico da UTFPR a partir dos dados da Ata de Defesa em 10/09/2021.

- https://utfws.utfpr.edu.br/acad03/sistema/mpCadDefQualPg.pcTelaAssi...

1 of 1 05/11/2021 13:49

AGRADECIMENTOS

Agradeço a Deus, por me dar saúde e força para superar as dificuldades e

pela oportunidade de cursar este Mestrado.

Ao meu orientador, Prof. Dr. Gilson Junior Schiavon pelo desafio assumido e

pela orientação, paciência e sabedoria perpassada, apesar das minhas limitações.

Pela enorme preocupação de tornar as ideias e discussões ao longo dessa trajetória

em um trabalho de pura eletrônica aplicada.

A todo corpo docente desta instituição e banca examinadora.

A minha família por me apoiarem em tantos momentos onde tudo parecia não

dar certo.

Ao grande amigo Claudemir Biondo, grande técnico em eletrônica e sua

família pela contribuição imensurável para este trabalho.

Aos colegas de turma no qual tive uma ótima convivência e troca de

conhecimentos no decorrer do curso em especial ao grande amigo e parceiro de sala

de aula Luiz Henrique Dias Afonso.

Enfim, a todos os que por algum motivo contribuíram para a realização desta

pesquisa.

RESUMO

O presente trabalho tem como objetivo o desenvolvimento de um amplo projeto em eletrônica de potência que, ao final visa a construção de uma única placa contemplando um pré-amplificador de áudio, amplificador de potência classe D e fonte de alimentação chaveada para aplicação em máquinas musicais Jukebox. Nos últimos anos houve uma grande expansão na procura por áreas de lazer de aluguel para festas, confraternizações e eventos. Para o sucesso de tais eventos necessita-se, entre outros, de bons equipamentos de som com boa qualidade sonora e potência suficiente para abranger todo o público. A jukebox agrega valor e garante diversão e entretenimento aos usuários. Para aparelhar uma jukebox foi implementado um amplificador classe D pois esta classe tem alto rendimento, em torno de 90% com boa qualidade sonora. Como circuito auxiliar a qualidade sonora também foi desenvolvido um pré-amplificador com equalizador de três bandas para compensação ou atenuação de frequências graves, médias e agudas. Para a alimentação deste amplificador, completando o projeto, foi implementada uma fonte chaveada de alto rendimento. Este projeto será uma boa opção e um grande diferencial para os proprietários de áreas de lazer trazendo mais diversão com qualidade para as pessoas. O amplificador tem oscilação em torno de 400 kHz com dois canais de 150 WRMS e sua eficiência energética é superior a 90%. A fonte tem seleção automática de rede 127 V/220 V, com controle PWM com frequência de chaveamento de 50 kHz e tensão de saída simétrica de +40 V/-40 V. São apresentados os estágios de controle, circuitos de proteção e potência. Após implementado o protótipo foram realizados testes em bancada para avaliar o desempenho de todas as etapas dos circuitos. Deste modo, observou-se que os resultados experimentais foram satisfatórios. O protótipo funciona de forma esperada com boa qualidade, a fonte chaveada e o amplificador classe D apresentaram um rendimento de 93,2% e 99,5%, respectivamente, o que permite concluir que o projeto é viável tanto do ponto de vista técnico como econômico.

Palavras-chave: amplificador de áudio; classe d; fonte chaveada; controle pwm; eficiência energética.

ABSTRACT

This work aims to develop a broad project in power electronics that, in the end, aims to build a single board including an audio preamplifier, class D power amplifier and switching power supply for application in musical machines Jukebox. In recent years there has been a great expansion in the demand for rental leisure areas for parties, get-togethers and events. For the success of such events, one needs, among other things, good sound equipment with good sound quality and enough power to reach the entire audience. A jukebox adds value and guarantees users fun and entertainment. To equip a jukebox, a class D amplifier was implemented because this class has high efficiency, around 90% with good sound quality. As an auxiliary circuit for sound quality, a preamp with three-band equalizer was also developed for compensating or attenuating low, mid and high frequencies. To power this amplifier, completing the project, a high-performance switching power supply was implemented. This project will be a good option and a great differential for leisure area owners, bringing more quality fun to people. The amplifier has an oscillation around 400 kHz with two channels of 150WRMS and its energy efficiency is above 90%. The source of 127 V/220 V mains selection selection, with PWM control with switching frequency of 50 kHz and symmetrical output voltage of +40 V/-40 V. Control stages, protection circuits and power are obtained. After the prototype was implemented, tests were carried out on a bench to evaluate the performance of all stages of the circuits. Thus, it was observed that the experimental results were satisfactory. The prototype works as expected with good quality, a switched power supply and the class D amplifier yield 93,2% and 99,5%, respectively, which allows the project to be feasible both from a technical and economic point of view.

Keywords: audio amplifier; class d; switched power supply; pwm control; energy efficiency.

LISTA DE ILUSTRAÇÕES

Figura 1 - Configuração da Jukebox ......................................................................... 14

Figura 2 - Foto Interna da Jukebox ........................................................................... 14

Figura 3 - Resposta em Frequência (diagrama de Bode) ......................................... 17

Figura 4 - Amplificador Classe A ............................................................................... 19

Figura 5 - Amplificador Classe B ............................................................................... 20

Figura 6 - Amplificador Push-Pull .............................................................................. 21

Figura 7 - Distorção por Crossover ........................................................................... 21

Figura 8 - Amplificador Classe AB ............................................................................. 22

Figura 9 - Rendimento Classe AB conforme polarização .......................................... 22

Figura 10 - Rendimento Amplificador Classe D ......................................................... 23

Figura 11 - Comparador de Tensão SPWM .............................................................. 24

Figura 12 - Circuito Básico de Amplificador Classe D ............................................... 25

Figura 13 - Diagrama Modulação Sigma-Delta ......................................................... 25

Figura 14 - Configuração Meia Ponte ........................................................................ 27

Figura 15 - Efeito "bus pumping" Amplificador Half Bridge........................................ 28

Figura 16 - Efeito "bus pumping" Amplificador Full Bridge ........................................ 28

Figura 17 - Configuração Ponte Completa (Full Bridge) ............................................ 29

Figura 18 - Filtro Passa Baixa Config. Meio Filtro ..................................................... 30

Figura 19 - Amplificador Modulado Sigma-Delta ....................................................... 31

Figura 20 - Diagrama de Blocos Fonte Chaveada .................................................... 32

Figura 21 - Modulação PWM ..................................................................................... 33

Figura 22 - Conversor Meia Ponte ............................................................................ 34

Figura 23 - Capacitor em Série com o Transformador .............................................. 35

Figura 24 - Conversor Ponte Completa ..................................................................... 36

Figura 25 - Configuração do CI TL064CN ................................................................. 37

Figura 26 - Circuito do Pré-Amplificador ................................................................... 38

Figura 27 - Diagrama de Blocos CI IRS2092 ............................................................ 40

Figura 28 - Circuito Típico do CI IRS2092 ................................................................. 40

Figura 29 - Configuração do Tempo Morto ............................................................... 41

Figura 30 - Circuito do Amplificador .......................................................................... 43

Figura 31 - Diagrama de Blocos SG3525 .................................................................. 45

Figura 32 - Circuito da Fonte Chaveada ................................................................... 47

Figura 33 - Face Superior PCI ................................................................................... 48

Figura 34 - Face Inferior PCI ..................................................................................... 48

Figura 35 - Placa do Protótipo ................................................................................... 49

Figura 36 - Frequência de Chaveamento do IRS2092 .............................................. 50

Figura 37 - Forma de Onda do Deadtime .................................................................. 50

Figura 38 - Forma de Onda na Saída do Amplificador .............................................. 51

Figura 39 - Sinal de Saída com Distorção ................................................................. 52

Figura 40 - Formas de Onda Entrada X Saída .......................................................... 53

Figura 41 - Curva Resposta de Frequência .............................................................. 53

Figura 42 - Relação Sinal/Ruído ............................................................................... 54

Figura 43 - Curva de Rendimento do Amplificador .................................................... 56

Figura 44 - Forma de Onda Dente de Serra (pino 7) ................................................. 56

Figura 45 - Sinal PWM (pinos 11 e 14) ..................................................................... 57

Figura 46 - Sinal PWM nos gates dos Transistores .................................................. 57

Figura 47 - Tensão de Ripple .................................................................................... 58

Figura 48 - Curva de Rendimento da Fonte .............................................................. 59

Quadro 1 - Comparativo Half Bridge X Full Bridge .................................................... 26

LISTA DE TABELAS

Tabela 1 - Rendimento do Amplificador .................................................................... 55

Tabela 2 - Rendimento da Fonte Chaveada.............................................................. 59

SUMÁRIO

1 INTRODUÇÃO ........................................................................................11

2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA ..............................................................13

2.1 A MÁQUINA DE MÚSICA JUKEBOX ....................................................13

2.1.1 História da Jukebox .................................................................................13

2.1.2 Configuração de uma Jukebox ................................................................14

2.2 PARÂMETROS DE UM AMPLIFICADOR ..............................................15

2.2.1 Distorção do Sinal Amplificado ................................................................16

2.2.2 Resposta em Frequência ........................................................................17

2.2.3 Relação Sinal/Ruído ................................................................................18

2.3 CLASSES DE AMPLIFICADORES ........................................................18

2.3.1 Amplificador Classe A .............................................................................18

2.3.2 Amplificador Classe B .............................................................................20

2.3.3 Amplificador Classe AB ...........................................................................22

2.3.4 Amplificador Classe D .............................................................................23

2.3.4.1 Técnicas de modulação...........................................................................24

2.3.4.1.1 Modulação SPWM ...................................................................................24

2.3.4.1.2 Modulação Sigma-Delta (MSD) ...............................................................25

2.3.4.2 Estágio de Potência em Classe D ...........................................................26

2.3.4.2.1 Topologia meia ponte (half bridge) ..........................................................27

2.3.4.2.2 Topologia ponte completa (full bridge) ....................................................29

2.3.4.3 Filtro Passa Baixa ...................................................................................30

2.3.5 Amplificador Classe D com Modulação Sigma-Delta (MSD) ...................31

2.4 TOPOLOGIAS DE FONTES CHAVEADAS ...........................................32

2.4.1 Controle PWM .........................................................................................33

2.4.2 Conversor em Meia Ponte (Half Bridge) ..................................................34

2.4.3 Conversor em Ponte Completa (Full Bridge) ...........................................35

3 DESENVOLVIMENTO ............................................................................37

3.1 PROJETO DO PRÉ-AMPLIFICADOR ....................................................37

3.2 PROJETO DO AMPLIFICADOR ............................................................39

3.2.1 CI IRS2092 ..............................................................................................39

3.2.2 Frequência de Auto-oscilação .................................................................41

3.2.3 Configuração do Tempo Morto (dead time) .............................................41

3.2.4 Dimensionamento do Filtro de Saída ......................................................42

3.3 PROJETO DA FONTE CHAVEADA .......................................................44

3.3.1 Circuito de Entrada AC ............................................................................44

3.3.2 Circuito de Controle .................................................................................44

3.3.3 Circuito de Chaveamento ........................................................................46

3.3.4 Circuito de Saída CC da Fonte ................................................................46

3.4 PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO ........................................................48

4 RESULTADOS ........................................................................................49

4.1 RESULTADOS DO AMPLIFICADOR .....................................................49

4.1.1 Frequência de Chaveamento ..................................................................49

4.1.2 Aferição do Tempo Morto ........................................................................50

4.1.3 Potência de Saída ...................................................................................51

4.1.4 Sensibilidade ...........................................................................................52

4.1.5 Resposta de Frequência .........................................................................53

4.1.6 Relação Sinal/Ruído ................................................................................54

4.1.7 Rendimento do Amplificador ...................................................................55

4.2 FONTE CHAVEADA ...............................................................................56

4.2.1 Controlador PWM ....................................................................................56

4.2.2 Frequência de Chaveamento ..................................................................57

4.2.3 Saída CC da Fonte ..................................................................................58

4.2.4 Rendimento da Fonte ..............................................................................58

5 CONCLUSÃO .........................................................................................60

REFERÊNCIAS .......................................................................................62

11

1 INTRODUÇÃO

Não muito depois de Thomas Edison apresentar seu fonógrafo tocador de

cilindros, Louis Glass e William S. Arnold inventaram uma versão operada por moedas

em 1890, com quatro tubos de audição por onde era possível ouvir música (BILESKY,

2021).

As máquinas de tocar discos operadas por moedas, passaram a existir de fato

com o surgimento do vinil, surgiu em 1927. Foi lançada na época das 78 rotações. De

início, tinha oito ou dez pratos, para que os ouvintes pudessem escolher, e na maioria

das máquinas apenas um dos lados do disco ficava disponível para ser executado

(LEE, 2020).

Durante a Grande Depressão nos Estados Unidos, bares e salões não podiam

mais bancar bandas ao vivo, esses locais dependiam de uma jukebox para oferecer

entretenimento musical, e o aparelho serviu para isso em milhares de cafés de beira

de estrada, restaurantes e outros locais de diversão.

Em seu auge, as jukeboxes era um grande negócio, e contribuíram com uma

significativa proporção das vendas de discos. Em meados dos anos 1940, três quartos

de todos os discos produzidos nos Estados Unidos iam para as jukeboxes

(SEGRAVE, 2002).

Em uma versão computadorizada, com muita potência sonora as jukeboxes

atuais ainda fazem parte do entretenimento das pessoas. E também é fonte de renda

para muitos comerciantes de estabelecimentos relacionados.

Para dar vida as jukeboxes e propagação das músicas nelas contida se faz

necessário um conjunto amplificador - alto falantes de boa qualidade. Neste contexto

que o presente trabalho se encontra.

Este trabalho consiste em um amplo projeto de eletrônica de potência que visa

ao seu final a implementação de uma placa de um amplificador de áudio com fonte de

alimentação própria.

Será projetado e implementado um protótipo de um amplificador classe D com

dois canais de 150 WRMS aplicado a jukeboxes. Para a viabilidade do amplificador

também será desenvolvido um pré-amplificador com equalizador de três bandas com

ajuste de ganho. Para a alimentação dos circuitos de pré-amplificação e do

amplificador de potência será desenvolvida e implementada uma fonte chaveada

simétrica com comutação automática 127 V/220 V.

12

Amplificadores lineares são ineficientes e desperdiçam muita energia em

forma de calor. Sua eficiência máxima está em 50% a 70%. Visando ganhar eficiência

energética foi escolhido a classe D para o amplificador. Amplificadores digitais (classe

D) podem chegar a mais de 90% de rendimento, pois seus componentes trabalham a

maior parte do tempo apenas em saturação ou corte.

A exemplo dos amplificadores as fontes lineares também deixam muito a

desejar quando se trata de eficiência energética. Seu rendimento máximo é em torno

de 50%. Com as fontes chaveadas ou comutadas os componentes atuam como

chaves comutando os sinais deixando os transistores sempre em saturação ou corte.

Devido a este fato, para essa topologia de fontes de alimentação, é possível se chegar

acima de 90% de rendimento.

Para se escolher a topologia e classe adequada para o amplificador e fonte

de alimentação foram feitos estudos em revisão bibliográfica que estão contidos no

capítulo 2.

No capítulo 3 será demonstrado todo o desenvolvimento do protótipo, os

cálculos e diagramas de todas as fases do projeto bem como as justificativas pela

escolha dos componentes principais da placa.

Os ensaios e metodologia de testes assim como os resultados obtidos neste

projeto serão demonstrados no capítulo 4. Imagens das formas de onda,

chaveamentos e curvas de rendimento demonstraram o desempenho do protótipo.

Após a montagem do protótipo foram realizados testes e ajustes necessários,

bem como correções e mudança de componentes pertinentes até que se atingisse o

funcionamento desejado.

Para o amplificador a potência de saída desejada foi alcançada e seu

rendimento ficou acima de 90%.

Para a fonte chaveada após ajustes para se obter a tensão de saída desejada

foram realizados testes de estabilidade e desempenho. Os resultados foram

satisfatórios. A fonte demonstrou um excelente resultado e seu rendimento foi acima

de 95%.

13

2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA

2.1 A Máquina de Música Jukebox

Este capítulo será dedicado a máquina de música jukebox, desde a sua

história a configuração das jukeboxes mais modernas.

2.1.1 História da Jukebox

As jukeboxes tradicionais já foram uma fonte significativa de receita para as

empresas produtoras de discos. Essas máquinas eram muitas vezes as primeiras

fontes de novos lançamentos da indústria musical e tinham uma certa vantagem se

comparadas aos rádios: elas tocavam a música sob demanda e sem a inserção de

comerciais. No entanto, essas máquinas não nasceram com o nome “jukebox”. No

início, seus fabricantes as chamavam de nomes que variavam bastante, incluindo

“fonógrafos automáticos operados por moedas”, “fonógrafos automáticos” ou

“fonógrafos operados por moeda”. O termo “jukebox” só viria a aparecer anos mais

tarde, por volta da década de 1930. Acredita-se, que esse nome foi dado por que as

máquinas podiam ser facilmente encontradas nas “Juke joints”, que eram pequenos

estabelecimentos comerciais que ofereciam músicas, dança, jogos e bebidas como

forma de lazer (LEE, 2020).

Em seu auge, as jukeboxes era um grande negócio, e contribuíram com uma

significativa proporção das vendas de discos. Em meados dos anos 1940, três quartos

de todos os discos produzidos nos Estados Unidos iam para as jukeboxes. Os

fabricantes, cientes do potencial financeiro, com frequência colocavam a velocidade

um pouco acima de 45 rpm, para que mais moedas por hora fossem introduzidas nas

máquinas. Elas foram também importante fonte de renda para os editores de música

que, assim como as companhias de discos, recebiam royalties por canção tocada

(SEGRAVE, 2002).

14

2.1.2 Configuração de uma Jukebox

As jukeboxes atuais são equipamentos modernos, com telas de LED,

computadores embutidos nos gabinetes, potentes amplificadores e alto-falantes além

de luzes que acompanham o ritmo das músicas e vídeo clips. A Figura 1 demonstra

o diagrama de funcionamento de uma jukebox. A Figura 2 apresenta os componentes

internos de uma jukebox.

Fonte: Autoria própria (2021).


Figura 1 - Configuração da Jukebox

Figura 2 - Foto Interna da Jukebox

15

2.2 Parâmetros de um Amplificador

Um amplificador é um circuito ou dispositivo eletrônico que recebe um sinal

de um transdutor elétrico, ou de outra fonte geradora de sinal em sua entrada, e

fornece uma cópia maior desse sinal para um dispositivo de saída, ou para outro

estágio amplificador. O sinal de transdutores elétricos apresenta, normalmente,

valores de tensão muito baixos, na ordem de milivolts. Este nível de tensão precisa

ser amplificado para acionar um dispositivo de saída.

Amplificadores de grandes sinais fornecem, principalmente, potência

suficiente para uma carga de saída como um alto-falante ou outro dispositivo,

normalmente na faixa de alguns Watts a dezenas de Watts (BOYLESTAD e

NASHELSKY, 2004). Devido à grande quantidade de potência elétrica requerida, tem-

se procurado obter, cada vez mais, para os amplificadores de potência, maior

rendimento, dentre outras melhorias.

Todo amplificador é baseado no seu ganho em que o sinal pode ter ao entrar

e sair deste. Em sistemas onde comparamos sinais de entrada e saída, o ganho é

medido em bels. O bel é uma unidade relativamente grande em virtude disso é

comumente utilizado 1/10 do bel, o decibel (dB). O valor dB é uma medida logarítmica

da razão entre uma variável e outra do mesmo tipo (SADIKU e ALEXANDER, 2004).

Para medir a razão entre dois níveis de potência fazemos,

10log10 xP

PG

i

o

dB

A relação entre tensões e correntes de entrada e saída podem ser positivas

ou negativas. Isto significa apenas uma inversão ou não do sinal de entrada, portanto

toma-se o módulo destas, para expressá-las em dB, já que uma medida negativa e

dB representa uma atenuação e não uma inversão.

As medidas de ganho em amplificadores de potência são utilizadas, por

exemplo, para o levantamento de algumas características específicas, alguns

parâmetros do amplificador, porém a principal figura de mérito do mesmo, relacionada

diretamente com a capacidade de saída, é a potência, já que a relação de

saída/entrada se torna uma grandeza elevada e sem grande significado prático

(HEERDT, 1997).

16

A medida de ganho em tensão é a mais utilizada para obtenção da resposta

em frequência do amplificador (BOYLESTAD e NASHELSKY, 2004).

2.2.1 Distorção do Sinal Amplificado

Existem dois objetivos a se alcançar quando se realiza a amplificação de

sinais. Um bom aproveitamento energético por parte do amplificador, de modo a que

a energia utilizada na amplificação seja aplicada o máximo possível diretamente na

carga e a menor distorção possível no sinal de saída e é como se comporta, em termos

lineares, o amplificador. Quanto menor a distorção na saída do amplificador melhor

será a qualidade do sinal (PIRES, 2010).

A distorção de um sinal por um amplificador, está diretamente relacionada

com o quanto existe de diferença no conteúdo harmônico entre o sinal de saída e o

de entrada com exceção do ganho (HEERDT, 1997).

O comportamento desejado para um amplificador é que em sua saída exista

uma cópia fiel do sinal de entrada. Em situações reais sabemos que isso é muito difícil

de conseguir. O estudo sobre distorção nos mostra que a forma com que a onda toma

na saída está diretamente ligada a transferência de potência na carga pelo

amplificador.

Uma das formas de medir a distorção introduzida no sinal amplificado é

através da distorção harmônica total. A THD (Total Harmonic Distortion) produzida por

um amplificador é definida matematicamente no standard do Institute of Electrical and

Electronics Engineers (IEEE, 1993).

A distorção harmônica total (THD) produzida por um amplificador é definido

matematicamente como a razão da raiz quadrada da soma dos quadrados do valor

eficaz de cada harmônica individualmente ao valor RMS (Root Mean Square) do sinal

de saída (DUNCAN, 1997). Em outras palavras, é a razão da raiz quadrada da soma

do quadrado do valor eficaz de cada harmônica individual pelo valor eficaz da

fundamental.

1001

2

4

2

3

2

2

ef

efefef

V

VVVTHD

17

2.2.2 Resposta em Frequência

Amplificadores são requeridos para operarem nas mais diversas faixas de

frequência, porém, os transistores que os compõem têm limitações que os impedem

de trabalhar em todas as faixas, principalmente pela capacitância parasita que surge

em suas junções, além dos próprios capacitores de acoplamento utilizados no circuito.

Para (BORTONI, 2009) um amplificador de áudio deve ter um mesmo

comportamento em toda faixa audível (20 Hz à 20 kHz), ou seja, deve reproduzir, com

iguais características de magnitude e fase, os graves, médios e agudos de qualquer

tipo de programa.

A magnitude é representada pela relação entre o sinal de entrada e o sinal de

saída do amplificador (SCHWAAB, 2012). Para obtermos o gráfico da resposta em

frequência da magnitude plotamos as medições de ganho de cada frequência contida

no programa numa escala mono-log.

A resposta de fase em muitos casos não é apresentada ou são demonstradas

independente da resposta de ganho, porém devem ser apresentadas em conjunto

(HEERDT, 1997).

A resposta em frequência é representada pelo diagrama de Bode tendo o

ganho de tensão em dB pela frequência em escala logarítmica. A Figura 3 apresenta

o gráfico de resposta de frequência.

Fonte: HEERDT (1997).

Figura 3 - Resposta em Frequência (diagrama de Bode)

18

2.2.3 Relação Sinal/Ruído

Conforme (BORTONI, 2009), a relação Sinal/Ruído, S/N (Signal/Noise), é o

parâmetro que mostra a qualidade do amplificador quanto ao ruído. Quanto menor o

ruído, melhor é o amplificador. Por definição temos:

Ruído

Sinal

N

S PIOR

NSmenor

MELHORN

Smaior

Para S/N dados em volts temos:

N

S

N

S

dB

log20

Para S/N dados em watts temos:

N

S

N

S

dB

log10

2.3 Classes de Amplificadores

Neste capítulo serão abordadas as características das principais classes de

amplificadores de áudio.

2.3.1 Amplificador Classe A

O amplificador classe A foi o primeiro modelo de amplificação desenvolvido

para aplicações em rádio e instrumentos musicais. Sua topologia é a mais simples,

comparada às outras classes. Possui baixa distorção harmônica para baixos níveis de

sinais de entrada.

Esta classe apresenta o menor rendimento, porém a melhor característica de

linearidade entre todas. Isso se deve ao fato de que os transistores de saída estão

19

sempre em condução, pois existe uma corrente de polarização, constante, com valor

no mínimo igual à metade da máxima corrente de carga.

Classifica-se um amplificador em classe A quando o mesmo funciona sempre

na região ativa. Isto significa que a corrente de coletor flui durante os 360° do ciclo de

uma senoide (BOYLESTAD e NASHELSKY, 2004). Para isso é necessário que o

ponto Q do transistor seja polarizado em um nível que permita que o sinal varie no

semiciclo positivo e no semiciclo negativo sem atingir a tensão máxima e mínima,

respectivamente, da fonte de alimentação, ou seja, em uma operação normal a saída

nunca entra em saturação ou em corte (BOGART, 2001). A Figura 4 apresenta

esquemático básico do amplificador classe A.

Fonte: BOGART (2001).

Pelo fato de o transistor estar sempre polarizado, independentemente da

existência ou não de um sinal de entrada, o consumo deste tipo de amplificador é

muito alto e sua eficiência muito baixa. Como mostra a equação:

%25%1002

8%100

2

2

)(

)( RcVcc

RcVcc

P

P

cci

caO

Na prática não se chega a obter os 25% de rendimento, pois a saída não é

excitada até atingir as regiões de corte e saturação, tornando-o impraticável para

grandes quantidades de potência (SELF, 2006). Porém, devido a sua baixa distorção

e timbre bastante apurado, os amplificadores classe A ainda são muito utilizados em

locais onde se exige equipamentos high-end de alta fidelidade no ambiente tais como

salas de cinema, estúdios de gravação e amplificação de instrumentos musicais.

Figura 4 - Amplificador Classe A

20

2.3.2 Amplificador Classe B

Na operação em classe B, o transistor fica polarizado em um valor que o

mantem cortado, sendo ligado somente quando o sinal é aplicado à sua base. Ou

seja, não há polarização, e o transistor conduz corrente durante apenas um semiciclo

do sinal. A Figura 5 apresenta esquemático básico do amplificador classe B.


A operação em classe B produz uma forma de onda fortemente ceifada e,

portanto, altamente distorcida. Esta forma de onda não é aplicável em áudio. Para

obtermos saída para um ciclo completo de sinal, é necessário utilizar dois transistores

e ter cada um deles conduzindo em semiciclos opostos. Esta combinação fornece um

ciclo completo do sinal de saída, este circuito é referenciado como um circuito push-

pull (BOYLESTAD e NASHELSKY, 2004).

Um amplificador push-pull usa dois transistores de saída para acionar a carga.

Esse nome origina-se do fato de que um transistor é responsável pelo fornecimento

de corrente à carga, em um sentido, como se estivesse “empurrando” (pushing),

enquanto o outro transistor retira corrente da carga no sentido oposto, como se

estivesse “puxando” (pulling), cada um deles operando em classe B. Um conduz

somente quando a entrada for positiva e o outro só conduz quando a entrada for

negativa (BOGART, 2001).

A principal vantagem do uso de um amplificador de potência classe B é a

possibilidade de se obter um rendimento maior, em torno de 75% do que o obtido em

um amplificador classe A. A Figura 6 apresenta esquemático básico do amplificador

push-pull.

Figura 5 - Amplificador Classe B

21


De acordo com (BOGART, 2001) a melhoria no rendimento provém do fato de

que não há dissipação de potência no transistor na condição de standby, intervalo de

tempo em que os transistores encontram-se em corte.

%1004

%1002

2%100

Vcc

V

VccI

IV

P

P i

i

ii

i

o

No caso de sinal máximo, Vi = Vcc, encontramos:

%5,78%1004

)(

máx

Porém, para a configuração push-pull, durante a transição da operação de um

transistor para outro há uma interrupção do sinal de saída, pois o nível do sinal de

entrada não é suficientemente grande para pôr os transistores em condução. Ocorre

a chamada distorção no cruzamento ou crossover, o que para grandes níveis de sinais

(grandes potências) esta distorção é relativamente pequena (BORTONI, 2009). A

Figura 7 apresenta gráfico da distorção por crossover.


Figura 6 - Amplificador Push-Pull

Figura 7 - Distorção por Crossover

22

2.3.3 Amplificador Classe AB

A distorção no cruzamento ou crossover pode ser reduzida ou eliminada em

um amplificador push-pull, basta que cada transistor fique ligeiramente polarizado

(BOGART, 2001). Juntando o princípio de funcionamento da classe A, que amplifica

o sinal com melhor característica de linearidade, e o de classe B, que utiliza dois

dispositivos, para amplificarem cada um dos semiciclos do sinal de entrada, obtêm-se

a classe AB. Isto é implementado deixando que os dispositivos se encontrem ligados

ao mesmo tempo por um curto período.

Assim cada dispositivo conduz durante pouco mais da metade de cada ciclo

de onda fazendo com que o sinal amplificado continue a ser linear durante a passagem

por zero no sinal de entrada (PIRES, 2010). A Figura 8 apresenta circuito básico do

amplificador classe AB.


O ponto crítico destes amplificadores é a determinação da corrente de

polarização, de modo a eliminar a distorção por crossover e não prejudicar o

rendimento (HEERDT, 1997). A curva de rendimento é apresentada em função da

potência de saída e de diferentes valores da corrente de polarização. A Figura 9

apresenta o rendimento do amplificador classe AB.


Figura 8 - Amplificador Classe AB

Figura 9 - Rendimento Classe AB conforme polarização

23

2.3.4 Amplificador Classe D

O amplificador classe D é projetado para operar com sinais digitais pulsados,

onde os transistores de saída atuam como chaves, ficando ligadas por um intervalo

de tempo e desligadas por outro. Como os transistores do estágio de saída do

amplificador estão basicamente ligados ou desligados, por eles circulará corrente

apenas no momento “ligado” (BOYLESTAD e NASHELSKY, 2004), apresentando

apenas uma pequena perda de potência devido à baixa tensão utilizada.

Além da modulação SPWM (Senoidal Pulse Width Modulation) existem outros

tipos de modulação utilizada em amplificadores classe D como a modulação PDM e

Sigma-Delta. Os amplificadores classe D tem uma eficiência bastante alta, em torno

de 90%, mas o nível de distorção comparado com um amplificador linear deixa muito

a desejar (BORTONI, FILHO e SEARA, 2001).

Devido ao seu alto rendimento, tem como tendência a aplicação em

amplificadores de alta potência, com aplicação para áudio ou não, como por exemplo,

para acionamento de motores, filtros ativos, exploração geofísica e até mesmo em

pequenas potências para altas frequências, como na utilização em acionamentos de

bombas e motores piezo elétricos (HEERDT, 1997). A Figura 10 apresenta o

rendimento do amplificador classe D.


Uma das características do circuito amplificador em classe D é a necessidade

de se ter um filtro passa-baixa no estágio de saída para eliminar as componentes de

frequência elevada (portadora) e recuperar o sinal de áudio (COX, DURST e SILVIA,

2008).

Figura 10 - Rendimento Amplificador Classe D

24

2.3.4.1 Técnicas de modulação

Neste tópico serão abordadas as principais técnicas utilizadas para

modulação em amplificadores de áudio.

2.3.4.1.1 Modulação SPWM

A modulação SPWM (Senoidal Pulse Width Modulation) ou modulação por

largura de pulso senoidal é um método de transmitir a informação em uma série dos

pulsos. É uma técnica de modulação para gerar pulsos de largura variável que

representam a amplitude de um sinal analógico de entrada.

Para gerarmos um sinal modulado SPWM, compara-se o sinal de entrada com

uma onda triangular. O senoide de entrada é condicionado a um comparador de

tensão, o qual produz um trem de pulsos com larguras proporcionais ao nível do

mesmo sinal. Quando a amplitude do sinal de entrada for maior que a da onda

triangular, na saída do comparador temos um sinal de nível alto e quando a amplitude

do sinal de entrada for menor que a da onda triangular teremos um sinal de nível baixo.

A Figura 11 apresenta o comparador SPWM.


O sinal de entrada é representado por uma senoide que é constantemente

comparada com uma portadora (onda triangular) que deve possuir frequência muitas

vezes maior que o sinal de áudio. O resultado é uma onda quadrada que varia a

Figura 11 - Comparador de Tensão SPWM

25

largura de pulso proporcionalmente ao sinal de entrada. Este resultado é conhecido

como modulação por largura de pulso (PWM). O sinal modulado é aplicado nos

transistores de saída, passa por um filtro passa-baixa, que recupera a forma original

do sinal e então é entregue à carga (FRANCHI, 2011). A Figura 12 apresenta o

circuito básico do amplificador classe D.

Fonte: BORTONI (2009).

2.3.4.1.2 Modulação Sigma-Delta (MSD)

A modulação Sigma-Delta é a modulação Delta (Delta Modulation) acrescida

de um integrador antes da quantização. Nesta implementação, a integração é

incorporada à entrada do sinal de áudio, o que faz com que esse sinal fique pré-

enfatizado dando melhoria a correlação entre amostras adjacentes da entrada do

modulador delta, o que tende a aumentar a performance total do sistema (HAYKIN,

2007). A Figura 13 apresenta o diagrama de modulação Sigma-Delta.

Fonte: MOREY, VASUDEVAN e WOLOSCHIN (2008).

Figura 12 - Circuito Básico de Amplificador Classe D

Figura 13 - Diagrama Modulação Sigma-Delta

26

Quando este sinal ultrapassa um limite, reinicia o integrador e dispara o flip-

flop D, produzindo um pulso com uma largura definida. Isto proporciona uma série de

pulsos com um espaçamento variável entre eles, cujo tempo de distribuição de

densidade representa a amplitude instantânea do sinal de entrada original (MOREY,

VASUDEVAN e WOLOSCHIN, 2008). Este tipo de modulação diferencia-se da

modulação SPWM pelo seu uso inerente de realimentação para criar um sistema com

melhor desempenho.

2.3.4.2 Estágio de Potência em Classe D

Os principais componentes do estágio de potência são os transistores

MOSFET que são acionados por drivers projetados para essa finalidade. Uma das

decisões mais importantes que se deve tomar para o projeto do amplificador de classe

D é a escolha do estágio de potência (saída). Esta escolha define como o fluxo de

potência é transferido a partir do amplificador para a carga. O Quadro 1 mostra um

comparativo entre as duas topologias principais utilizadas em amplificadores de áudio

classe D.

Após o sinal passar pelo modulador, ele deve ser amplificado. Há uma

variedade de métodos que podem ser utilizados para amplificar um sinal modulado. A

maioria dos sistemas de classe D utiliza a configuração de meia ponte (half bridge) ou

ponte completa (full bridge) também conhecida como ponte H (MOREY, VASUDEVAN

e WOLOSCHIN, 2008).

Quadro 1 - Comparativo Half Bridge X Full Bridge

Característica Half Bridge Full Bridge

Corrente nas chaves Imédia = Ientrada (cada chave) Imédia = 1/2.Ientrada (cada chave)

Tensão sobre as chaves Vcc para cada chave Vcc para cada chave

Nº de MOSFETs 2 (mínimo) 4 (mínimo)

Número de drivers 2 3

Offset DC Requer ajuste Pode ser eliminado

Padrão PWM 2 níveis 2 ou 3 níveis

Realimentação Necessária Pode ser utilizado em malha aberta

Fonte: CANÔNICO (2011).

27

2.3.4.2.1 Topologia meia ponte (half bridge)

De acordo com (COX, DURST e SILVIA, 2008) a configuração em meia ponte

pode ser vantajosa por várias razões. Em primeiro lugar, esta topologia pode alcançar

níveis de eficiência superior a 90%, em aplicações de baixa potência, devido às baixas

perdas no chaveamento.

A topologia em meia ponte liga a carga entre os dois níveis de tensão. O sinal

modulado é levado aos dois comutadores (transistores) de saída conforme o

duty cycle. Os dois comutadores podem ser alimentados por fontes simples ou em

fontes simétricas de alimentação.

Ter somente dois transistores também economiza valioso espaço na placa em

um projeto de baixo consumo de energia, onde o espaço é um fator importante na

seleção de componentes. Além disso, o custo total dos componentes também é

diminuto com uma saída em meia ponte, devido a apenas dois comutadores e um

único filtro sejam necessários na saída (Maxim Engeneering Journal Vol. 59, 2007). A

Figura 14 apresenta a configuração meia ponte.

Fonte: O Autor (2021).

Apesar das suas inúmeras vantagens, a configuração em meia ponte não é

uma solução perfeita. Devido à natureza da comutação de dois níveis, quando

operando em alimentação simples, a carga sofre um deslocamento no nível CC (DC

offset) que consiste na média da tensão de alimentação e o terra (GND). A solução

para este problema é colocar capacitores de bloqueio CC para proteger a carga (COX,

DURST e SILVIA, 2008). Contudo essa adequação é volumosa, acrescenta custos de

componentes, e pode aumentar a distorção no sinal de saída, devido à natureza dos

capacitores de filtragem.

Figura 14 - Configuração Meia Ponte

28

Outra desvantagem em amplificadores de classe D é o efeito chamado “bus

pumping”, que pode ser notado quando a topologia de meia ponte manda baixas

frequências para a carga. Tendo sempre em mente que o ganho de um estágio

amplificador classe D é diretamente proporcional à tensão de alimentação da fonte, a

variação desta tensão gera distorções no sinal de áudio na saída. Uma vez que o fluxo

de energia no estágio de potência classe D é bidirecional, há um período em que o

amplificador classe D devolve energia para a fonte de (HONDA e ADAMS, 2005). A

Figura 15 demonstra o efeito bus pumping em topologia half bridge.

Fonte: HONDA e ADAMS (2005).

A maior parte dessa energia que retorna para a fonte de alimentação é

proveniente da energia armazenada no indutor do filtro LC da saída. Normalmente, a

fonte de alimentação não tem como absorver essa energia de retorno.

Consequentemente a tensão da fonte recebe diretamente o “bus pumping”, criando

variações e picos de tensão na alimentação. O “bus pumping” não acontece em

topologias de ponte completa, porque a energia que retornaria para a fonte de

alimentação ocorrida em um lado do circuito de chaveamento é consumida pelo outro

lado. A Figura 16 demonstra o efeito bus pumping em topologia full bridge.

Fonte: HONDA e ADAMS (2005).

Figura 15 - Efeito "bus pumping" Amplificador Half Bridge

Figura 16 - Efeito "bus pumping" Amplificador Full Bridge

29

2.3.4.2.2 Topologia ponte completa (full bridge)

A primeira vantagem de amplificadores full bridge é que eles não necessitam

de capacitores para filtrar a corrente CC na saída quando se opera com fonte de

alimentação simples. Para este amplificador o offset CC aparece em cada lado da

carga, o que significa que a corrente resultante CC é zero na saída.

A segunda vantagem é que para a configuração em ponte completa o

amplificador pode atingir o dobro da amplitude do sinal de saída, quando em

comparação com um amplificador meia ponte com a mesma tensão de alimentação,

pois a carga é acionada de forma alternada (Maxim Engeneering Journal Vol. 59,

2007). Isto resulta, teoricamente, num aumento de 4 vezes na potência máxima

comparada a operação do amplificador em meia ponte a partir da mesma fonte de

alimentação (FRANCHI, 2011). Além de não ocorrer o efeito "pumping".

Uma vez que o estágio de potência adotado é em ponte completa, é

necessário que o filtro seja diferencial. Isto significa que existem essencialmente dois

filtros separados, mas idênticos em ambos os lados da carga. Isto faz aumentar o

custo do produto final, mas é necessária devido ao tipo de estágio de potência usado.

O amplificador em ponte completa e o filtro balanceado melhoram muito a redução de

ruído na saída, eliminando harmônicos ímpares, o que melhora o THD (MOREY,

VASUDEVAN e WOLOSCHIN, 2008).

A maioria dos amplificadores de alta potência em ponte completa atinge

eficiência energética entre 80% a 88% com cargas de 8 Ω. No entanto, amplificadores

de meia-ponte, podem alcançar eficiência energética superior a 90% para a mesma

carga em 8 Ω (Maxim Engeneering Journal Vol. 59, 2007). A Figura 17 apresenta a

configuração em ponte completa.


Figura 17 - Configuração Ponte Completa (Full Bridge)

30

A ponte completa usa dois circuitos em meia ponte para acionar a carga de

forma alternada. Este tipo de conexão com a carga é muitas vezes referida como

ponte H.

2.3.4.3 Filtro Passa Baixa

As características de chaveamento do amplificador classe D faz com que

exista uma quantidade significativa de frequências ruidosas acima da faixa de áudio,

a onda portadora. Embora esta onda portadora seja projetada para estar acima de

20 kHz, maior frequência percebida pela audição humana, ela ainda pode causar

alguns problemas. A interferência eletromagnética (EMI) e problemas no alto-falante

entre outras causas.

Para eliminar a onda portadora e minimizar os problemas causados pelo

conteúdo de alta frequência desse sinal, um filtro passa baixa (low-pass) deve ser

colocado antes da carga no amplificador (CASTRO, 1997).

A principal função do filtro é agir como uma indutância à frequência de

comutação. Desta forma impede que a corrente oscile com a tensão que varia à

frequência da portadora, limitando a corrente que é fornecida pela fonte de

alimentação ao amplificador e tornando-se também um meio de diminuição das

interferências eletromagnéticas (EMI).

O filtro em configuração meio filtro diminui a corrente quiescente. No caso do

filtro completo, parte da corrente de comutação é desviada para o terra através de um

dos capacitores. No meio filtro, a ausência dos capacitores ligados ao terra elimina

estes resíduos. Além disso, cada saída vê o valor da indutância total, o que reduz de

forma eficaz a taxa de variação da corrente no indutor, proporcionando uma menor

perda de potência no filtro (SCORE, 1999). A Figura 18 apresenta a configuração do

filtro passa baixa.


Figura 18 - Filtro Passa Baixa Config. Meio Filtro

31

2.3.5 Amplificador Classe D com Modulação Sigma-Delta (MSD)

O estágio de potência é formado por um inversor de meia ponte (half bridge),

um driver, e um filtro passa-baixa na saída. A conversão do sinal de entrada analógico

para pulsos digitais é executada por um circuito de controle ciclo-a-ciclo do MSD

(HSIEH, CHEN e LI, 2004).

No processo completo de conversão o semiciclo positivo do sinal de entrada,

está pronto para o processamento. Qualquer um dos segmentos de amostra a partir

do semiciclo positivo está sempre integrada em uma constante de tempo dos pulsos

especificada.

Depois de atingir nível alto (nível lógico 1), o sinal modulado desce a uma taxa

constante para o nível baixo (nível lógico 0) gerando um período de serviço

(duty cycle), cujo comprimento é dependente do nível de entrada detectado e é um

múltiplo da constante de tempo dos pulsos. Para o semiciclo negativo, é realizado um

processo idêntico com fase inversa. A Figura 19 apresenta diagrama da modulação

Sigma-Delta.

Fonte: HSIEH, CHEN e LIU (2005).

O inversor de meia ponte (half bridge), é usado para transferir o sinal digital a

partir do MSD em forma de potência para a carga, no caso, o alto-falante. Um circuito

com driver high/low é aplicado para controlar os dois MOSFETs de potência. Um filtro

de saída LC é usado para filtrar o ruído de alta frequência (onda portadora).

Figura 19 - Amplificador Modulado Sigma-Delta

32

O modulador sigma-delta é projetado para converter um sinal de áudio Va(t)

em um trem de pulsos digitais Vd(t) para o circuito de potência. Cada pulso Vsat(t) é

obtido através do circuito de controle ciclo-a-ciclo do MSD em relação à amplitude de

amostragem do sinal de áudio. Em outras palavras, o modulador sigma-delta é

também referido como um tipo de modulação por densidade de pulsos PDM (Pulse

Density Modulation) (HSIEH, CHEN e LIU, 2005).

2.4 Topologias de Fontes Chaveadas

Fontes de regulação lineares utilizam transformadores rebaixadores para

realizar o bloqueio da passagem da corrente elétrica regulando a tensão sobre a

carga. Nesse processo há inúmeras causas que geram perdas de eficiência, como o

aquecimento dos condutores, perdas consideráveis nos resistores, semicondutores,

perdas magnéticas nos transformadores entre outras, que fazem a eficiência da fonte

linear ficar próxima dos 50%. Já em contrapartida a regulação de tensão feita por

conversores teoricamente não possuem perdas por se tratar de um interruptor,

realizando comutação inúmeras vezes por segundo, onde sua eficiência real pode

variar entre 70% a 98% dependendo de fatores construtivos, controle de operação e

modos de acionamento em carga (BARBI e MARTINS, 2006).

Uma fonte chaveada possui um conversor no qual tanto a tensão de entrada

como de saída são contínuas. Conforme a topologia de conversor empregado, o valor

da tensão de saída pode ser maior ou menor que a tensão de entrada. A chave

eletrônica opera somente nos estados de saturação (ligado) e corte (desligado), com

frequência de operação muito maior que a frequência da rede elétrica. O resultado é

uma tensão alternada não-senoidal que é retificada novamente e entregue à carga. A

Figura 20 apresenta diagrama de blocos de uma fonte chaveada.


Figura 20 - Diagrama de Blocos Fonte Chaveada

33

Neste capítulo serão abordadas duas topologias de fontes chaveadas mais

utilizadas em amplificadores de áudio.

2.4.1 Controle PWM

Para controlar a tensão de saída dos conversores CC/CC a modulação PWM

(Pulse Width Modulation), ou modulação por largura de pulso, é a mais usada (BARBI

e MARTINS, 2006).

O circuito de controle dos dispositivos de chaveamento é um oscilador com

modulação de largura de pulsos PWM. O período de chaveamento T permanece

constante e a largura do pulso t1 (intervalo em que a chave permanece conduzindo)

varia resultando em um ciclo de trabalho t1/T variável de forma a compensar variações

da tensão de entrada e da carga, mantendo a tensão de saída estável (MOTOROLA

INC., 1996). A Figura 21 apresenta a modulação PWM.

Fonte: BARBI e MARTINS (2006).

O que ocorre nesta técnica de modulação é que, os pulsos de chaveamento

do transformador têm largura variável dependente da tensão de saída, devido à

realimentação vinda da tensão de saída. A tensão de saída é comparada com uma

tensão de referência gerando uma tensão de erro. Em seguida, essa tensão é

comparada com um sinal em dente-de-serra para gerar pulsos de largura proporcional

à tensão de erro. Enquanto o nível do sinal do dente-de-serra for menor do que a

tensão do sinal de erro, a saída do comparador que controla o dispositivo de

chaveamento permanece em nível baixo, cortando o dispositivo de chaveamento.

Figura 21 - Modulação PWM

34

Quando o sinal dente-de-serra atingir um nível igual ou maior do que a tensão de erro

a saída do comparador vai para o nível alto, fazendo o dispositivo de chaveamento

conduzir até o reinício do ciclo. Quanto mais a tensão de saída se aproximar da tensão

desejada, menor será a tensão de erro e menor será a largura dos pulsos (MOHAN,

1995).

2.4.2 Conversor em Meia Ponte (Half Bridge)

A topologia meia ponte consiste em duas chaves semicondutoras acionadas

de modo alternado criando tensão alternada pulsante e simétrica no primário do

transformador, a tensão no secundário é retificada e filtrada por meio de um filtro LC.

A principal característica desta configuração é o uso de um ponto médio na

alimentação, por meio de um divisor capacitivo, o que faz com que os transistores

tenham que suportar 50% da tensão da fonte, porém com o dobro da corrente quando

comparado a topologia full bridge.

O acionamento das chaves semicondutoras é realizado através de modulação

PWM para cada chave defasa em 180º. É altamente recomendado que não ultrapasse

de 50% do ciclo total para garantir a desmagnetização total antes da próxima chave

conduzir (HART, 2016). A Figura 22 apresenta o conversor meia ponte.

Fonte: RASHID (1999).

No circuito da Figura 19, quando Q1 conduz, VS/2 aparece sobre o primário

do transformador. Quando Q2 conduz, uma tensão inversa de VS/2 aparece sobre o

primário do transformador. A tensão no primário oscila de (-VS/2) a VS/2. A tensão de

circuito aberto de transistor é VOC = VS e a corrente máxima do transistor é IP = 2IS. O

Figura 22 - Conversor Meia Ponte

35

circuito em meia ponte é preferível em aplicações de tensão elevada (RASHID, 1999).

A tensão média na saída é

= = ∙ = = 0,5 Segundo (BARBI, 2001) nos conversores half bridge ou full bridge, se faz

necessário empregar em série com o primário do transformador um capacitor

destinado a impedir a circulação de componentes contínuas de corrente no próprio

transformador. Tais correntes provocariam a saturação do núcleo, provocando como

consequência uma provável falha de um ou ambos os interruptores. A Figura 23

demonstra o capacitor em serie no primário do transformador.

Fonte: BARBI (2001).

2.4.3 Conversor em Ponte Completa (Full Bridge)

Esta topologia é composta de 4 chaves no seu circuito de entrada,

popularmente chamado ponte “H”, que são ligadas duas a duas de maneira cruzada,

proporcionando tensões diferentes para o primário do transformador. Isto faz com que

as correntes sejam divididas por todas elas, diminuindo o esforço em cada uma das

chaves. A Figura 24 apresenta o conversor em ponte completa.

Enquanto Q1 e Q2 conduzem, a tensão no primário do transformador é igual

à tensão de entrada VS. Quando Q3 e Q4 conduzem, a tensão primária é invertida

para um valor simétrico da tensão de entrada (-VS) (RASHID, 1999). A relação entre

a tensão de saída VO e a tensão de entrada Vi é dada por:

Figura 23 - Capacitor em Série com o Transformador

36

=

∙ 2

Onde D = ciclo de trabalho (deve ser inferior a 50%)

Neste circuito então temos uma tensão de circuito aberto na chave igual à

tensão de entrada Vi e corrente igual à corrente de entrada. Como o ciclo de trabalho

deve ser inferior a 50%, tem-se que a corrente média nas chaves deve ser menor que

a corrente de entrada (RASHID, 1999). Esses valores indicam um esforço menor nos

transistores e uma capacidade maior de entregar potência na saída.

Fonte: RASHID (1999).

Figura 24 - Conversor Ponte Completa

37

3 DESENVOLVIMENTO

Este capítulo será dedicado ao desenvolvimento das etapas do amplificador

bem como sua fonte de alimentação.

O projeto contempla em uma única placa de circuito impresso um amplificador

com dois canais em Classe D. Terá um pré-amplificador com ajustes de ganho, grave,

médio e agudo. Será alimentado por uma fonte chaveada.

3.1 Projeto do Pré-amplificador

O estágio de pré-amplificação é um dos estágios mais importantes pois o sinal

a ser amplificado é tratado neste circuito. O ajuste de ganho se dá por meio do

potenciômetro pot1 de 100 kΩ, mostrado na Figura 26.

Para a pré-amplificação do sinal foi utilizado o circuito integrado TL064CN,

este CI possui 4 amplificadores operacionais os quais dão ganho e condicionam o

sinal de entrada de acordo com os ajustes disponíveis de grave, médio e agudo,

através dos potenciômetros pot2, pot3 e pot4 respectivamente. A Figura 25 mostra

sua configuração.

Fonte: (ST MICROELETRONICS, 1997).

As principais características deste CI são:

Baixo consumo de energia: 200mA

Baixa corrente de offset

Figura 25 - Configuração do CI TL064CN

38

Proteção de curto-circuito na saída

Entrada com J-FET de alta impedância

Compensação de frequência interna

Alto slew rate: 3.5V/ms

O circuito desenvolvido é mostrado na Figura 26.


Figura 26 - Circuito do Pré-Amplificador

39

3.2 Projeto do Amplificador

Para o circuito do amplificador de áudio a ser projetado e construído em placa

de circuito impresso, será adotado a topologia em meia ponte (half bridge) e deverá

fornecer na saída dois canais de150 Watts para cargas de 4 Ω com uma alimentação

simétrica de +40V e -40V.

A modulação a ser utilizada é a Sigma-Delta de segunda ordem alto oscilante.

Para isso utilizaremos o circuito integrado IRS2092S. Este circuito integrado realiza a

modulação do sinal de áudio e também atua como driver para os MOSFETs de saída.

Para atuar no estágio de potência foi escolhido o transistor IRFB5620 o qual

tem as seguintes características:

Parâmetros de chaveamento otimizado para amplificadores classe D

Baixo RDS(ON) = 60 mΩ

Baixo QG = 25 nC e QSW = 9,8 nC para otimizar a THD

Baixo QRR para melhor THD e menor EMI

Temperatura de operação da junção de 175°C

VDS = 200 V e ID = 25 A

Pode entregar até 300 W por canal em 8 Ω em amplificador em de meia

ponte

O filtro de saída passa-baixa será de segunda ordem dimensionado de acordo

com a potência de saída, composto de um indutor e um capacitor e frequência de

corte em 50 kHz.

A Figura 30 apresenta o diagrama esquemático do circuito do amplificador

classe D proposto.

3.2.1 CI IRS2092

Segundo (I R INTERNATIONAL RECTIFIER, 2010) o IRS2092 é um circuito

integrado de 16 pinos dedicado para amplificadores de áudio Classe D, incorporado

um circuito de driver de alta tensão e alto desempenho com modulador PWM e

proteção. Em conjunto com dois MOSFETs e poucos componentes externos, um

amplificador de áudio classe D com proteção pode ser implementado. A tecnologia de

40

isolamento de ruído da International Rectifier permite alta passagem de corrente para

o gate e alta velocidade com baixo ruído no amplificador de erro tudo em um único

molde de silício de pequeno porte.

O IRS2092 também permite proteção contra sobre corrente programável com

função de auto-reset. Configuração do deadtime (tempo morto) para melhor

performance na THD. Pode funcionar em até 800 kHz de frequência de modulação.

Na Figura 27 está o diagrama em blocos do IRS2092. Posteriormente, na

Figura 28, temos o circuito típico de um amplificador de áudio classe D com saída em

meia ponte utilizando o IRS2092.

Fonte: IR INTERNATIONAL RECTIFIER (2010).


Figura 27 - Diagrama de Blocos CI IRS2092

Figura 28 - Circuito Típico do CI IRS2092

41

3.2.2 Frequência de Auto-oscilação

O IRS2092 é capaz de trabalhar com uma frequência de modulação de até

800 kHz. Para o protótipo deste trabalho foi estabelecida a frequência de modulação

de 400 kHz a fim de se obter melhor resposta de frequência no amplificador com

melhor rendimento. Para conseguir a frequência escolhida usou-se uma configuração

padrão para o circuito integrado IRS2092, encontrada na folha de dados do mesmo

que nos mostra valores fixos dos componentes de acordo com a frequência escolhida

para trabalho.

Os componentes responsáveis pela frequência de trabalho são: C52, C53 e

R75. Sendo possível ajustar a frequência de chaveamento alterando apenas o valor

de R75.

3.2.3 Configuração do Tempo Morto (dead time)

Com a alta velocidade de chaveamento, aproximadamente 100 000 transições

por segundo, os dois transistores de saída podem conduzir ao mesmo tempo

ocasionando um curto-circuito. Isso provocaria sobreaquecimento e dissipação de

potência por calor prejudicando a eficiência do amplificador. Um circuito denominado

de tempo morto (dead time) é implementado para que não ocorra este problema.

Este circuito já está contido no circuito integrado IRS2092 e deve ser

configurado através de um divisor de tensão conforme Figura 29.


Figura 29 - Configuração do Tempo Morto

42

Para o amplificador apresentado neste trabalho usaremos um tempo morto de

45 ns, utilizando um resistor de 8,2 kΩ em R85 e 3,3 kΩ em R83.

3.2.4 Dimensionamento do Filtro de Saída

O filtro de saída adotado foi um filtro passa-baixa passivo de 2ª ordem. Para

a frequência de chaveamento de 300 kHz estabelecemos a frequência de corte do

filtro em 20 kHz. Com a frequência de corte estabelecida em 20 kHz garantimos que

a faixa audível (20 Hz a 20 kHz) seja preservada.

A alta frequência de chaveamento exige um indutor específico para esta faixa

de frequência, sendo sua resistência ôhmica a menor possível. Adotamos um valor

comercial para este tipo de indutor que será de 22 µH. Sabendo o valor do indutor

podemos calcular o valor do capacitor C58.

F

fLC

S

46,02

12

O valor comercial encontrado para o capacitor foi de 0,47 µF. Recalculando a

frequência de corte encontramos o novo valor de 49,45 kHz, sendo desprezível a

pequena diferença. O fator de amortecimento pode ser calculado abaixo:

85,0

42

21045,491022

2

36

LR

fL

43


Figura 30 - Circuito do Amplificador

44

3.3 Projeto da Fonte Chaveada

A topologia adotada neste projeto para a fonte chaveada de alimentação do

amplificador foi a meia ponte (half bridge). Neste capítulo iremos demonstrar os

circuitos de controle, potência, transformação e retificação. A Figura 32 mostra o

circuito completo da fonte.

3.3.1 Circuito de Entrada AC

A fonte terá implementada um circuito seletor automático na entrada AC para

entradas em 127 V ou 220 V. O fotoacoplador 4N25 monitora a tensão de entrada da

rede através do pino 1. Quando o nível de tensão é maior que 150 V polariza o

transistor Q5 que aciona o micro relé comutando para 220 V. Quando o nível de

tensão é menor que 150 V Q5 não é polarizado fazendo assim o micro relé voltar ao

estado inicial para o funcionamento em 127 V.

3.3.2 Circuito de Controle

O circuito de controle tem como componente principal o circuito integrado

SG3525 de 16 pinos. Este chip contem referência interna de +5,1 V eliminando a

necessidade de divisores de tensão para o amplificador de erro. Uma entrada de

sincronização para o oscilador que permite que várias unidades sejam comandadas

ou uma única unidade seja sincronizado com um clock externo. Uma ampla gama de

deadtime pode ser programado por um único resistor conectado entre o CT e o pino

de descarga. Também apresenta partida suave (soft-starter), exigindo apenas um

capacitor de temporização externo. Um pino de desligamento controla os circuitos de

partida suave e os estágios de saída, fornecendo desligamento instantâneo por meio

do PWM. O bloqueio de subtensão inibe as saídas e o capacitor de partida suave

quando o VCC estiver abaixo do nominal (MOTOROLA INC., 1996).

Características de operação:

Operação de 8,0 V a 35 V

45

5,1 V ± 1,0% de referência trimmer

Faixa de oscilação de 100 Hz a 400 kHz

Pino de sincronização do oscilador separado

Controle ajustável de Deadtime

Bloqueio de subtensão de entrada

Travamento do PWM para prevenir pulsos múltiplos

Desligamento pulso a pulso

Saídas Dual Source / Sink: ± 400 mA Peak

A Figura 31 apresenta o diagrama em blocos do SG3525.

Ci 555

Fonte: MOTOROLA INC. (1996).

Para o projeto da fonte utilizaremos as seguintes configurações no controle

PWM:

O resistor R20, R21 e o capacitor C24 ajustam a frequência em 50 kHz

enquanto o resistor R25 ajusta o duty ciclo.

O circuito integrado 555 faz a proteção da fonte através da leitura da

corrente sobre o R26. O ajuste é realizado através dos resistores R19

e R23.

Figura 31 - Diagrama de Blocos SG3525

46

3.3.3 Circuito de Chaveamento

Para o acionamento dos transistores de chaveamento da fonte e proteção do

CI SG3525 foi utilizado um transformador do tipo Gate-Driver. O núcleo toroidal é de

8 mm X 4 mm e 22 mm diâmetro. É composto de três enrolamentos sendo um primário

e dois secundários com 15 voltas de fio 24 AWG.

Este tipo de driver foi escolhido devido ao baixo custo e alta eficácia em

proteger o SG3525 contra possíveis problemas nos MOSFETs chaveadores.

Para o chaveamento foi escolhido o transistor mosfet FDP12N50NZ. Este

Transistor é projetado para aplicações em fontes de alimentação comutadas,

aplicações de conversão, como correção de fator de potência, fontes ATX e reatores

eletrônicos de lâmpadas. Este componente tem baixos níveis de resistência de

condução por unidade de área de silício (RdsON = 460 mΩ). Além disso, tem uma

boa faixa para carga de gate (Qg = 23 nC). Tendo encapsulamento TO-220, com

tensão Vdss = 500 V e a corrente Id = 11,5 A mostra que este transistor irá atender

perfeitamente as necessidades do nosso circuito.

O projeto do conversor half bridge seguiu os passos de (MELLO, 1987) e

como resultado obteve-se os dados do transformador a ser utilizado. O mesmo será

do tipo toroidal e terá enrolamento isolado, com primário de trinta e seis voltas com fio

18 AWG e secundário com dois enrolamentos de nove voltas com fio 17 AWG isso

contido em um núcleo de 45 mm X 20 mm. Conta ainda com um enrolamento auxiliar

com quatro voltas de fio 20 AWG para alimentação +15 V dos circuitos integrados do

amplificador.

3.3.4 Circuito de Saída CC da Fonte

Na saída do transformador temos uma onda quadrada oscilante. Esta precisa

ser retificada e filtrada para a obtenção de uma corrente CC pura. Para a retificação

utilizamos os diodos MUR1620CTG.

Segundo a (ON SEMICONDUTOR, 2006) este diodo é projetado para uso em

fontes de alimentação comutadas, inversores e como diodo de roda livre. Tem

encapsulamento TO-220AB e suas características estão listadas a seguir:

47

Tempos de recuperação ultrarrápidos de 35 e 60 ns

Temperatura de operação da junção de 175°C

Tensão de trabalho de até 600 V

O filtro é composto pelos capacitores C6 e C7 de 4700 uF/50 V


Figura 32 - Circuito da Fonte Chaveada

48

3.4 Placa de Circuito Impresso

A placa de circuito impresso desenvolvida irá alojar todos os circuitos

envolvidos neste trabalho. O material isolante é fibra de vidro monofacial nas

dimensões de 270 mm X 127 mm. A Figura 33 mostra a face superior (componentes)

enquanto a Figura 34 mostra a face inferior (trilhas).



Figura 33 - Face Superior PCI

Figura 34 - Face Inferior PCI

49

4 RESULTADOS

Neste capítulo demonstraremos os resultados obtidos nos ensaios de todas

as etapas do projeto. A Figura 35 mostra o protótipo montado.


4.1 Resultados do Amplificador

Neste capítulo demonstraremos os resultados obtidos no circuito do pré-

amplificador e amplificador de potência.

4.1.1 Frequência de Chaveamento

Medimos no pino 13 do IRS2092, com o osciloscópio sem nenhum sinal na

entrada do amplificador para obtermos a forma de onda do chaveamento. Neste pino

está a realimentação de referência da saída para o IRS2092 e por isso se existir algum

sinal na entrada esta modulação de saída irá variar conforme a variação do sinal de

entrada dificultando sua leitura.

Figura 35 - Placa do Protótipo

50

A Figura 36 mostra a frequência da forma de onda do chaveamento que é de

381kHz, valor muito próximo da frequência proposta.


4.1.2 Aferição do Tempo Morto

Para realizarmos esse procedimento colocou-se a ponteira do osciloscópio

diretamente nos gates do IRFB5620 com o amplificador sem sinal de entrada. A

importância deste circuito foi descrita no capítulo 3.2.3 e as formas de onda obtidas

foram satisfatórias. A Figura 37 apresenta a forma de onda do deadtime.


Figura 36 - Frequência de Chaveamento do IRS2092

Figura 37 - Forma de Onda do Deadtime

51

4.1.3 Potência de Saída

Nos ensaios de potência de saída do amplificador utilizamos uma resistência

de 4 Ω no lugar do alto falante. Foi inserido um sinal de 1 kHz com 775 mV de

amplitude na entrada do amplificador e medimos a tensão de saída mostrada na

Figura 38.


Pela lei de Ohm temos:

=

⇒ 26,7

4 = 178,22&

Onde:

P = Potência fornecida à carga;

VRMS = Valor eficaz da tensão na saída do amplificador;

R = Resistência da carga.

Pelos testes feitos no amplificador notamos que atingiu tensão de 26,7 VRMS

sem distorção do sinal e foi capaz de fornecer mais potência do que esperado. Isso

se deve a linearidade do circuito e também a estabilidade da fonte de alimentação

chaveada. Com tudo a potência desejada é de 150 WRMS por canal por este motivo os

demais testes serão realizados com este valor.

Para demonstrar o limite deste amplificador a Figura 39 mostra que se

aumentarmos o sinal de entrada a fim de tentarmos ganhar mais potência na saída do

Figura 38 - Forma de Onda na Saída do Amplificador

52

amplificador, além de 26,7 VRMS, a senoide começa a achatar suas extremidades e

teremos uma “onda quadrada”.


A partir deste ponto quanto mais aumentarmos a amplitude do sinal de entrada

mais quadrado ficará o sinal de saída do amplificador. Este sinal distorcido além de

não agradar o ouvido humano é extremamente prejudicial ao alto falante.

4.1.4 Sensibilidade

Segundo BORTONI (2009) esse parâmetro informa qual o nível do sinal de

entrada que leva amplificador à sua potência nominal. Se o ganho do amplificador é

constante, existirá um único valor de sinal de entrada que o levará à máxima potência

de saída.

Para a pré-amplificação foi implementado além do controle de ganho um

equalizador de três bandas com ajuste na faixa de frequência de 80 Hz para os graves,

2 kHz para ajuste de frequências médias e 10 kHz para ajustes dos agudos.

Os testes foram realizados com um sinal de entrada com frequência de 1 kHz

com potência de saída de aproximadamente de 150 W e um alto-falante de 4 Ω como

carga.

Para atingir a potência máxima de saída desejada precisamos de 24,5 VRMS

na carga, o alto falante. A Figura 40 mostra que para essa tensão na saída do

amplificador a sensibilidade de entrada é de 775 mV.

Figura 39 - Sinal de Saída com Distorção

53


Obtemos o ganho do amplificador pela equação:

'( = ) =24.50,775 ≅ 32

4.1.5 Resposta de Frequência

Os dados foram colhidos utilizando 50% da potência nominal do amplificador

com um alto falante de 4 Ω como carga. A curva de resposta em frequência mostrada

na Figura 41 foi construída levantando ponto a ponto e posteriormente plotada com o

auxílio de um software adequado.


Figura 40 - Formas de Onda Entrada X Saída

Figura 41 - Curva Resposta de Frequência

54

Nota-se que o ganho é linear até a faixa de 100 Hz quando tem uma ligeira

queda e mantem-se plano com pequenas variações até 20 kHz onde sofre uma

elevação brusca para 50 kHz. Isso devido a frequência estar se aproximando da

frequência de ressonância do filtro de saída. Quando ultrapassada a frequência de

ressonância do filtro o ganho cai bruscamente até zero, mostrando o perfeito

funcionamento do filtro. Este teste se mostrou muito satisfatório visto que o

amplificador respondeu bem em todas as frequências da faixa audível.

4.1.6 Relação Sinal/Ruído

Na Figura 42 temos o gráfico da FFT (Fast Fourier Transform) do sinal na

saída do amplificador. Este gráfico foi obtido com um sinal de 1 kHz na entrada do

amplificador. Através dos cursores medimos o nível de tensão, em dB, do sinal e do

ruído presente na saída do amplificador. O osciloscópio nos mostra a diferença entre

os dois sinais que é de 31,6 dB, essa é a relação Sinal/Ruído deste amplificador.


Figura 42 - Relação Sinal/Ruído

55

4.1.7 Rendimento do Amplificador

Para este ensaio foram feitas várias medidas de tensão e corrente na fonte

de alimentação e no alto falante ligado a saída do amplificador simultaneamente. Com

um sinal de 1 kHz aumentamos sua amplitude gradualmente.

A Tabela 1 mostra os dados colhidos.

Tabela 1 - Rendimento do Amplificador

Potência de Entrada

(W)

Potência de Saída

(W)

Rendimento

(ƞ) (%)

33,7 5 15

43,7 10 23

71,4 40 56

106,8 80 75

121,2 100 82,5

134,5 120 89,2

161,6 150 93,2


Uma vez com os valores em mãos temos que:

- = . × 100%

Onde:

= Rendimento do amplificador;

Po = Potência fornecida à carga;

Pi = Potência fornecida pela fonte de alimentação.

O rendimento para baixa potência foi relativamente pequeno devido a energia

consumida pelo circuito com o chaveamento independente de se ter sinal na entrada

ou não. Mas podemos observar pela Figura 43 que acima dos 40 W de potência na

saída do amplificador o mesmo já apresenta rendimento acima de 56%, rendimento

médio de um amplificador classe AB, chegando a 93,2% quando é atingida sua

potência nominal.

56


4.2 Fonte Chaveada

Neste capítulo demonstraremos os resultados obtidos no circuito da fonte de

alimentação chaveada.

4.2.1 Controlador PWM

O controle do circuito PWM é feito pelo CI SG3525. A Figura 44 demonstra a

onda dente de serra comparadora (Pino 7) utilizada para gerar o sinal PWM esta forma

de onda oscila em 100 kHz, dobro da frequência de chaveamento dos transistores

(Pinos 11 e 14). A Figura 45 apresenta a forma de onda na saída dos pinos 11 e 14.


Figura 43 - Curva de Rendimento do Amplificador

Figura 44 - Forma de Onda Dente de Serra (pino 7)

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

0 50 100 150

Ren

dim

ento

(ƞ

) (%

)

Potência de Saída (W)

57


4.2.2 Frequência de Chaveamento

Após passar pelo transformador isolador Gate-Driver o sinal chega até o gate

dos transistores FDP12N50NZ. A Figura 46 demonstra que os sinais estão

satisfatórios. A frequência aferida foi de 51,33 kHz, muito próxima da calculada.


Figura 45 - Sinal PWM (pinos 11 e 14)

Figura 46 - Sinal PWM nos gates dos Transistores

58

4.2.3 Saída CC da Fonte

Após ser elevada pelo transformador a corrente passa por uma ponte

retificadora formada pelos diodos MUR1620CTG e MUR1620CTR. O filtro é formado

por dois capacitores de 4700 uF a tensão obtida foi de +40 V/-40 V. Após filtrada a

tensão de ripple foi aferida.

Tipicamente a tensão de ripple é um valor residual e periódico obtido de uma

fonte de tensão que, por sua vez, é alimentada por uma corrente alternada. Este ripple

é derivado da incompleta supressão da onda alternada no interior da fonte de tensão.

O componente alternado quase sempre é indesejável, de modo que projetos de fontes

devem ser elaborados de modo que esta ondulação seja a mínima possível.

Em nosso projeto a tensão de ripple apresentou apenas 53,4 mV de valor

médio e 400 mV pico a pico, como ilustra a Figura 47. Este valor não representa

prejuízos ao circuito da fonte nem tão pouco para a alimentação do amplificador já

que representa apenas 0,0006% da tensão de saída da fonte.


4.2.4 Rendimento da Fonte

Neste teste analisamos a potência de entrada (Pi) e comparamos com a

potência de saída (Po). Foram feitas algumas medições utilizando o amplificador como

carga. A metodologia foi medir a fonte com o amplificador em ganho mínimo, a 25%,

Figura 47 - Tensão de Ripple

59

50%, 75%, 100% e carga máxima sem o acionamento das proteções. Com estes

testes obtivemos os seguintes resultados demonstrados na Tabela 2.

Tabela 2 - Rendimento da Fonte Chaveada

Ganho Potência de Entrada

(W)

Potência de Saída

(W)

Rendimento

(ƞ) (%)

0 34,3 26 74,97

25% 101,6 77 76,06

50% 170,1 163 95,63

75% 246,4 246 99,84

100% 330,2 330 99,80

Máx. 520,7 518 99,55

Fonte: (O Autor, 2021).

Os resultados foram satisfatórios. A fonte demonstrou um excelente resultado

tanto de estabilidade quanto de rendimento. A Figura 48 apresenta a curva de

rendimento da fonte.


0,00%

25,00%

50,00%

75,00%

100,00%

0 25 50 75 100

Ren

dim

ento

(ƞ

)

Ganho no Amplificador em (%)

Figura 48 - Curva de Rendimento da Fonte

60

5 CONCLUSÃO

O objetivo deste trabalho foi de estudar e implementar uma placa de um

amplificador com fonte chaveada de alimentação própria.

A classe D para amplificadores é amplamente utilizada para grandes

potências devido ao seu alto rendimento, porém, ainda existe certo receio quanto a

sua qualidade sonora.

Nossa meta inicial era de construir um amplificador de áudio Classe D com

boa resposta de frequência e com rendimento acima de 90%. O amplificador aqui

projetado e implementado demostrou parâmetros satisfatórios e bem próximos dos

valores teóricos mostrados neste trabalho. Obtivemos 93,2% de eficiência energética

com uma excelente resposta de frequência. Este amplificador se limita a potência

máxima de 150 WRMS com impedância mínima de saída de 4 Ω e fonte de alimentação

simétrica de +40 V e -40 V.

Melhorias no projeto podem otimizar ainda mais o desempenho do

amplificador. Menor espaço entre os componentes de alta frequência, como a

utilização de componentes SMD, podem diminuir a EMI (Interferência

Eletromagnética) do circuito, desencadeando melhorias significativas principalmente

na relação Sinal/Ruído baixa, cerca de 31,6 dB.

Fontes de alimentação chaveadas são imprescindíveis quando o objetivo é

alta performance e eficiência energética. A ideia inicial da fonte era obter uma fonte

compacta que suportasse os 300 W para alimentar o amplificador.

Em nosso projeto a fonte se mostrou robusta com capacidade acima da

esperada. Foi alcançada potência máxima de 518 W, com tensão de saída de +40 V

e -40 V, muito acima da potência inicial de projeto. A frequência de chaveamento ficou

19 Hz abaixo da calculada. Supõe-se que as diferenças construtivas e tolerâncias dos

componentes possam ter ocasionado esta diferença, a qual não impactou no

funcionamento e desempenho da fonte. O circuito de proteção e a comutação

automática 127 V/220 V também funcionaram conforme esperado.

A EMI (Interferência Eletromagnética) do circuito da fonte se mostrou presente

em forma de ruído em algumas medições com o osciloscópio. Este é um problema

comum em fontes chaveadas. A proposta para estudos futuros seria a implantação de

filtros ao longo do circuito, principalmente na entrada de energia provinda da rede

61

elétrica. A construção utilizando componentes SMD é um fator que pode ajudar na

atenuação da EMI.

Testes audíveis com música também foram realizados e o resultado foi

considerado satisfatório. Apesar de a percepção musical ser algo particular os timbres

estavam nítidos, com boa percepção dos graves, médios e agudos.

Assim o trabalho foi concluído e os objetivos desejados foram alcançados. O

protótipo funciona de forma esperada com boa qualidade.

62

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