ConversorElevadorHíbridocomdobrador detensãonoramodachave · que estabelece as condições gerais para o acesso de micro e mini geração de energia elétrica (RESOLUÇÃO NORMATIVA

Universidade Estadual de LondrinaCentro de Tecnologia e UrbanismoDepartamento de Engenharia Elétrica

Pedro Henrique Bonilha Mantovani

Conversor Elevador Híbrido com dobradorde tensão no ramo da chave

Londrina2017

Universidade Estadual de Londrina

Centro de Tecnologia e UrbanismoDepartamento de Engenharia Elétrica


Conversor Elevador Híbrido com dobrador de tensãono ramo da chave

Trabalho de Conclusão de Curso orientado pelo Prof. Dr. Lúciodos Reis Barbosa intitulado “Conversor Elevador Híbrido com do-brador de tensão no ramo da chave” e apresentado à UniversidadeEstadual de Londrina, como parte dos requisitos necessários paraa obtenção do Título de Bacharel em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Dr. Lúcio dos Reis Barbosa

Londrina2017

Ficha Catalográfica

Pedro Henrique Bonilha MantovaniConversor Elevador Híbrido com dobrador de tensão no ramo da chave - Lon-drina, 2017 - 92 p., 30 cm.Orientador: Prof. Dr. Lúcio dos Reis Barbosa1. Boost. 2. Elevador de tensão. 3. Dobrador. 4. Nova topologia.I. Universidade Estadual de Londrina. Curso de Engenharia Elétrica. II.Conversor Elevador Híbrido com dobrador de tensão no ramo da chave.


Conversor Elevador Híbrido com dobradorde tensão no ramo da chave

Trabalho de Conclusão de Curso apresentado ao Curso deEngenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina,como requisito parcial para a obtenção do título de Bacharelem Engenharia Elétrica.

Comissão Examinadora

Prof. Dr. Lúcio dos Reis BarbosaUniversidade Estadual de Londrina

Orientador

Prof. Dr. Leonimer Flávio de MeloUniversidade Estadual de Londrina

Prof. Dr. Aziz Elias Demian JuniorUniversidade Estadual de Londrina

Londrina, 4 de fevereiro de 2018

A minha querida mãe Vera que sempre meapoiou e me mostrou o caminho em tudo na vida.

Ao meu pai José, guerreiro que sempre foi meu exemplo a seguir.E a Duda, menina exemplo que eu tenho orgulho de chamar de irmã.

Agradecimentos

Agradeço primeiramente a Deus, pois O considero acima de tudo o meu pilar desustentação para construir a minha jornada.

Aos meus pais Vera e José, que de todas as formas possíveis sempre me apoiaram eme mostraram o caminho correto a ser seguido, além de estarem presentes nos momentosmais difíceis, me confortando e incentivando a conseguir meus objetivos. A minha irmãmais nova Duda, uma menina muito carinhosa que sempre me deu amor e carinho.

Aos meus amigos que durante toda esta etapa estiveram juntos, nas batalhas e nasalegrias conquistando cada momento como sendo único.

A 3E-UEL, empresa júnior que me moldou e me ensinou diversas coisas que tenhocerteza que usarei para a vida toda, através de experiências inesquecíveis vividas lá e noMovimento Empresa Júnior.

Ao meu professor orientador Dr. Lúcio dos Reis Barbosa que me apoiou e me ensinoudurante toda esta jornada do TCC, me aconselhando e tirando todas as dúvidas possíveis.

E agradeço a Universidade Estadual de Londrina pela estrutura fornecida de todas asmaneiras possíveis para que eu pudesse me tornar um Engenheiro Eletricista.

"Sonhos determinam o que você quer.Ação determina o que você conquista."

(Aldo Novak)

Pedro Henrique Bonilha Mantovani. Conversor Elevador Híbrido com dobrador detensão no ramo da chave. 2017. 92 p. Trabalho de Conclusão de Curso em EngenhariaElétrica - Universidade Estadual de Londrina, Londrina.

ResumoEste trabalho apresenta uma nova topologia de boost, denominado conversor elevadorhíbrido (CEH). A composição proposta é a utilização de dois capacitores no ramo dachave, que irão atuar como dobradores de tensão e terão a finalidade de originar umatensão no MOSFET que seja a metade da tensão de saída do conversor. A análise teóricado CEH apresenta o desenvolvimento do seu ganho estático, bem como as formas de onda,ondulação de corrente nos indutores e demais características. Em seguida ao circuito sersimulado, foi feita a prototipagem do mesmo, e com o circuito todo montado em PCB,testes práticos foram desenvolvidos e suas respectivas formas de onda foram retiradasatravés de osciloscópios. Com os resultados obtidos foi possível analisar que esta novatopologia aparenta um bom avanço na descoberta dos conversores pois com os resultadosobtidos pôde-se comprovar sua efetividade.

Palavras-Chave: 1. Boost. 2. Elevador de tensão. 3. Dobrador. 4. Nova topologia.

Pedro Henrique Bonilha Mantovani. Hybrid Elevator Converter with voltage folderin the key branch. 2017. 92 p. Monograph in Electrical Engineering - Londrina StateUniversity, Londrina.

AbstractThis work presents a new boost topology, called hybrid elevator converter (HEC). Theproposed composition is the use of two capacitors in the key branch, which will act asvoltage doublers and will have the purpose of causing a voltage in the MOSFET that ishalf the output voltage of the converter. The theoretical analysis of the HEC presents thedevelopment of its static gain, as well as the waveforms, current ripple in the inductorsand other characteristics. After the circuit was simulated, it was prototyped, and withthe whole circuit assembled in PCB, practical tests were developed and their respectivewaveforms were taken through oscilloscopes. With the results obtained it was possible toanalyze that this new topology appears a good advance in the discovery of the convertersbecause with the obtained results it was possible to prove its effectiveness.

Key-words: 1. Boost. 2. Tension lift. 3. Double. 4. New topology.

Lista de ilustrações

Figura 1 – Diagrama do processo de geração de energia fotovoltaica . . . . . . . . 22Figura 2 – Potência instalada por ano em cada continente. . . . . . . . . . . . . . 24Figura 3 – Média anual de insolação diária no Brasil em horas. . . . . . . . . . . . 25Figura 4 – Conversor boost tradicional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27Figura 5 – Primeira etapa de operação do conversor boost. . . . . . . . . . . . . . 28Figura 6 – Segunda etapa de operação do conversor boost. . . . . . . . . . . . . . 28Figura 7 – Pulso de controle do conversor (PWM). . . . . . . . . . . . . . . . . . 29Figura 8 – Circuito comparador que gera o PWM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30Figura 9 – Sinais de referência, da portadora e da saída do comparador. . . . . . . 31Figura 10 – Representação de ton e toff em malhas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31Figura 11 – Ganho estático ideal do conversor boost tradicional. . . . . . . . . . . . 33Figura 12 – Principais formas de onda do conversor boost tradicional. . . . . . . . . 34Figura 13 – Conversor boost em cascata. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37Figura 14 – Primeira etapa de funcionamento do conversor boost em cascata. . . . 38Figura 15 – Segunda etapa de funcionamento do conversor boost em cascata. . . . . 38Figura 16 – Malhas do período ton do conversor boost em cascata. . . . . . . . . . . 39Figura 17 – Malhas do período toff do conversor boost em cascata. . . . . . . . . . 40Figura 18 – Ganho estático ideal do conversor boost em cascata. . . . . . . . . . . 42Figura 19 – Comparação entre os ganhos estáticos dos boosts tradicional e em cascata. 42Figura 20 – Principais formas de onda do conversor boost em cascata. . . . . . . . 43Figura 21 – Conversor boost quadrático. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44Figura 22 – Primeira etapa de funcionamento do conversor boost quadrático. . . . . 45Figura 23 – Segunda etapa de funcionamento do conversor boost quadrático. . . . . 45Figura 24 – Malhas do período ton do conversor boost quadrático. . . . . . . . . . . 46Figura 25 – Malhas do período toff do conversor boost quadrático. . . . . . . . . . 47Figura 26 – Principais formas de onda do conversor boost quadrático. . . . . . . . . 49Figura 27 – Conversor elevador híbrido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51Figura 28 – Primeira etapa de operação do CEH. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51Figura 29 – Segunda etapa de operação do CEH. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52Figura 30 – Representação da malha do circuito no período toff . . . . . . . . . . . 52Figura 31 – Representação da malha do circuito no período ton . . . . . . . . . . . . 54Figura 32 – Indutor do projeto construído. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62Figura 33 – Circuito de comando gerador do PWM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64Figura 34 – Circuito de comando gerador do PWM montado em protoboard. . . . . 65

Figura 35 – Esquemático do circuito simulado no PSIM. . . . . . . . . . . . . . . . 68Figura 36 – Forma de onda da tensão de saída simulada no PSIM. . . . . . . . . . 68Figura 37 – Forma de onda aproximada da tensão de saída simulada no PSIM. . . . 69Figura 38 – Forma de onda da tensão na chave simulada no PSIM. . . . . . . . . . 69Figura 39 – Forma de onda da corrente de entrada simulada no PSIM. . . . . . . . 70Figura 40 – Forma de onda da corrente de saída simulada no PSIM. . . . . . . . . . 70Figura 41 – Forma de onda da corrente nos diodos D1 e D2 simulada no PSIM. . . 71Figura 42 – Esquemático para a montagem da PCB no software EAGLE. . . . . . . 71Figura 43 – Circuito do Snubber acoplado ao MOSFET do CEH. . . . . . . . . . . 72Figura 44 – Disposição dos componentes na placa de circuito impresso do CEH. . . 73Figura 45 – Trilhas da placa de circuito impresso do CEH. . . . . . . . . . . . . . . 73Figura 46 – Circuito de potência montado em PCB. . . . . . . . . . . . . . . . . . 74Figura 47 – Protótipo completo do Conversor Elevador Híbrido. . . . . . . . . . . . 75Figura 48 – Sinal da saída do gerador de funções para o teste com DC=0,5 . . . . . 76Figura 49 – Sinal da saída do circuito de comando para o teste com DC=0,5 . . . . 76Figura 50 – Forma de onda da tensão de saída do CEH para o teste com DC=0,5 . 77Figura 51 – Forma de onda da tensão na chave do CEH para o teste com DC=0,5 . 77Figura 52 – Sinal da saída do gerador de funções para o teste com DC=0,6 . . . . . 78Figura 53 – Forma de onda da tensão de saída do CEH para o teste com DC=0,6 . 79Figura 54 – Forma de onda da tensão na chave do CEH para o teste com DC=0,6 . 79Figura 55 – Sinal da saída do gerador de funções para o teste com DC=0,7 . . . . . 80Figura 56 – Forma de onda da tensão de saída do CEH para o teste com DC=0,7 . 80Figura 57 – Forma de onda da tensão na chave do CEH para o teste com DC=0,7 . 81Figura 58 – Sinal da saída do gerador de funções para o teste com DC=0,8 . . . . . 82Figura 59 – Forma de onda da tensão de saída do CEH para o teste com DC=0,8 . 82Figura 60 – Forma de onda da tensão na chave do CEH para o teste com DC=0,8 . 83Figura 61 – Gráfico da tensão de saída do CEH x Ciclo de tarefa (DC). . . . . . . . 84

Lista de tabelas

Tabela 1 – Principais características das topologias de conversores analisadas. . . . 58Tabela 2 – Especificações do conversor elevador híbrido operando em MCC. . . . . 59Tabela 3 – Componentes do circuito de potência do conversor elevador híbrido. . . 64Tabela 4 – Componentes do circuito de comando do conversor elevador híbrido. . . 65Tabela 5 – Valores nominais dos componentes utilizados em simulação. . . . . . . 67

Lista de Siglas e Abreviaturas

CEH Conversor Elevador HíbridoHEC Hybrid Elevator ConverterPNPN Positivo-Negativo-Positivo-NegativoSCR Silicon Controlled RectifierCI Circuito IntegradoMOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect TransistorIGBT Insulated Gate Bipolar TransistorBJT Bipolar Junction TransistorCC Corrente ContínuaCA Corrente AlternadaMLP Modulação por Largura de PulsoPWM Pulse Width ModulationANEEL Agência Nacional de Energia ElétricaMCC Modo de Condução ContínuaAWG American Wire GaugeUEL Universidade Estadual de LondrinaPCB Printed Circuit BoardDC Duty CiclePCI Placa de Circuito Impresso

Sumário

1 INTRODUÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 211.1 Motivação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 231.2 Justificativa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 251.3 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 261.4 Considerações finais do capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA . . . . . . . . . . . . . . . . . 272.1 Conversores Boost e suas topologias . . . . . . . . . . . . . . . . 272.1.1 Conversor Boost Tradicional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272.1.1.1 Etapas de funcionamento do conversor boost tradicional . . . . . . 272.1.1.2 Modulação por largura de pulso PWM . . . . . . . . . . . . . . . . 292.1.1.3 Ganho estático ideal do conversor boost tradicional . . . . . . . . 312.1.1.4 Formas de onda básicas e análise quantitativa do conversor boost

tradicional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 322.1.2 Conversor boost em cascata . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 372.1.2.1 Etapas de funcionamento do conversor boost em cascata . . . . . 372.1.2.2 Ganho estático ideal do conversor boost em cascata . . . . . . . . 382.1.2.3 Formas de onda básicas do conversor boost em cascata . . . . . . 412.1.3 Conversor boost quadrático . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 432.1.3.1 Etapas de funcionamento do conversor boost quadrático . . . . . . 442.1.3.2 Ganho estático ideal do conversor boost quadrático . . . . . . . . 452.1.3.3 Formas de onda básicas e análise quantitativa do conversor boost

quadrático . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 482.2 Considerações finais do capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3 DESENVOLVIMENTO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 503.1 Conversor elevador híbrido com dobrador de tensão na chave 503.1.1 Topologia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 503.1.2 Etapas de funcionamento do conversor elevador híbrido . . . . 503.1.3 Ganho estático ideal do CEH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 523.2 Análise quantitativa do conversor elevador híbrido . . . . . . . 553.3 Considerações finais do capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4 METODOLOGIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 594.1 Valores de corrente, tensão e dos elementos do circuito de

potência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.1.1 Indutor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 604.1.2 Capacitores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 624.1.3 Chave . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 634.1.4 Diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 634.2 Circuito de comando da chave . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 634.3 Considerações finais do capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

5 RESULTADOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 675.1 Simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 675.1.1 Layout do circuito simulado em PSIM . . . . . . . . . . . . . . . 675.1.2 Formas de onda retiradas da simulação no PSIM . . . . . . . . 675.2 Prototipagem do circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 705.2.1 Desenvolvimento da Placa de circuito impresso (PCB) . . . . 715.2.2 Formas de onda do protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 745.2.2.1 Teste com ciclo de tarefa (DC) de 0,5 . . . . . . . . . . . . . . . . . 755.2.2.2 Teste com ciclo de tarefa (DC) de 0,6 . . . . . . . . . . . . . . . . . 785.2.2.3 Teste com ciclo de tarefa (DC) de 0,7 . . . . . . . . . . . . . . . . . 785.2.2.4 Teste com ciclo de tarefa (DC) de 0,8 . . . . . . . . . . . . . . . . . 815.2.2.5 Análise dos resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 835.3 Considerações finais do capítulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

6 DISCUSSÕES E CONCLUSÕES . . . . . . . . . . . . . . . . . 856.1 Trabalhos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

REFERÊNCIAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

ANEXO A – DATASHEET IRFP240 . . . . . . . . . . . . . . 89

ANEXO B – DATASHEET MUR880 . . . . . . . . . . . . . . 92

21

1 Introdução

Defini-se eletrônica de potência como a aplicação da eletrônica em estado sólido parao controle e conversão da energia elétrica. Dados nos mostram quem entre as décadasde 80 e 90 apresentou um crescimento acelerado ao redor do mundo. Pode-se dizer queela ainda encontra um cenário favorável para o seu crescimento pelas próximas décadas,de acordo com a sua atuação na forma e no condicionamento da energia, atuando desdea sua geração até a chegada ao usuário final. Ainda veremos o desenvolvimento de di-versos dispositivos de potência e microprocessadores, sendo eles cada vez mais rápidos eeficientes, que poderão ser utilizados a um nível quase inédito (RASHID, 1999).

Fontes indicam que seu início se deu em meados do século XX através dos retificado-res à arco de mercúrio, (IOINOVICI, 2013) mas em 1948 a eletrônica de potência tevesua primeira evolução com o desenvolvimento do transistor de silício, material que maistarde se tornaria a base de toda a indústria eletrônica. Utilizando também o silício paraa seguinte evolução do setor, no qual foi inventado o transistor disparável PNPN, pelaBell Telephone Laboratories, este foi definido como tiristor ou retificador controlado desilício SCR (do inglês Silicon-controlled rectifier). Em 1958 a General Eletric Companydesenvolveu o tiristor comercial, e esta época ficou conhecida como a segunda revoluçãoda eletrônica, pois tivemos o desenvolvimento de vários componentes chamados de semi-condutores de potência, além da utilização de novas técnicas de conversão de energia, estafeita através dos conversores estáticos.

O conversor estático é interpretado por um circuito composto por elementos ativos,dos quais podemos citar: diodos, tiristores, MOSFET (do inglês metal-oxide semiconduc-tor field effect transistor), IGBT (do inglês insulated-gate bipolar transistor) e BJT (doinglês bipolar junction transistor), estes que são associados à elementos passivos como re-sistores, capacitores e indutores. Dentro do grupo dos conversores estáticos, na eletrônicade potência, pode-se destacar os conversores CC-CC. Este conversores atingem seu fun-cionamento através da combinação de um indutor e/ou capacitor com um dispositivo deestado sólido em modo de chaveamento, que terá a finalidade de alterar o valor médio datensão de saída, de acordo com a variação da proporção do tempo em que o dispositivo deestado sólido permanece conduzindo (AHMED, 2011). Estes famosos conversores podematuar abaixando ou elevando o nível de tensão CC inserido em sua entrada, gerando umagrande utilização nos meios comerciais e industriais (BARBI; MARTINS, 2000).

Temos como principais conversores estáticos 2 tipos, o abaixador de tensão, denomi-nado como conversor buck ou step-down, que tem por objetivo produzir uma tensão desaída menor ou igual a sua tensão inserida na entrada, e além dele temos o elevador detensão, denominado como conversor boost, que tem a finalidade de produzir uma tensãode saída maior ou igual a tensão de entrada inserida (AHMED, 2011). Estes conversores

22 Capítulo 1. Introdução

podem ser utilizados em várias situações, dentre as quais podemos citar em sistemas degeração alternativa de energia como os que se utilizam de painéis fotovoltaicos. Os conver-sores boost CC-CC são empregados na metade do processo de geração, no qual precisa-seelevar os valores médios de tensão antes de ocorrer a inversão, para enviar a energia aalimentação de cargas isoladas, ou a rede faz-se a necessidade de converter a corrente CCpara CA, e isto necessita da utilização de um inversor, que por sua vez precisa de valoresmédios de tensão superiores aos gerados pelos painéis fotovoltaicos.

Através da figura 1 podemos observar todo o processo de geração de energia foto-voltaica, no qual podemos observar bem o funcionamento de um conversor Boost. Oprocesso é definido quando os painéis solares transformam a energia solar em energia elé-trica, porém o valor médio da tensão gerado pelos painéis é muito baixo para ocorrer ainversão, desta forma utiliza-se um conversor Boost para elevar o valor médio da tensãoe então antes de chegar a rede, utiliza-se um inversor CC-CA para a transformação dacorrente contínua em corrente alternada, após este processo a energia está pronta paraser utilizada.

Figura 1 – Diagrama do processo de geração de energia fotovoltaica

Fonte: R3 Técnica (2014)

Como já citado para o conversor Boost funcionar é utilizado uma técnica de chavea-mento no MOSFET, esta técnica pode ser denominada Modulação por Largura de Pulso(MLP) ou Modulação PWM (do inglês pulse-width modulation). Para a utilização destatécnica é necessário empregar dispositivos especiais que aguentem esta aplicação de sinaiscom altas e baixas frequências, e além disto estes dispositivos devem aguentar a tensãoe corrente demandada também. Quanto a utilização, quando se trata da utilização de

1.1. Motivação 23

altos valores de tensão e corrente, opta-se por utilizar os tiristores para o chaveamento,já nas situações onde altas frequências são utilizadas, encontra-se muitos transistores depotencia.

Podemos citar como destaque a utilização dos MOSFETS e IGBT nestes conversoresestáticos. No caso do MOSFET podemos classificá-lo como um transistor de efeito decampo, que apresenta alto ganho, não apresenta problemas quanto ao fenômeno da rup-tura secundária, necessitando de uma corrente de entrada baixa, sendo controlados portensão, o que facilita a utilização de altas velocidades de chaveamento, obtidas utilizandoo dispositivo em sua região linear (RASHID, 1999). Já no caso do IGBT, ele deve serutilizado em casos de altas tensão e corrente e com uma frequência de até 20kHz.

Com isto utilizando-se destes elementos sabe-se que existem várias topologias de con-versores elevadores, das quais podemos citar o Boost tradicional, o Boost em cascata, oBoost quadrático, entre outros que foram sendo desenvolvidos a partir de um conversorjá criado que possuía pontos de melhoria. Com isto este trabalho apresenta uma nova to-pologia de um conversor híbrido, possuindo dois capacitores no ramo da chave que atuamcomo um dobrador de tensão que terão o papel de deixar a tensão na chave como sendoa metade da tensão de saída do conversor.

1.1 Motivação

Com o passar dos anos os estudos cada vez mais comprovam que existe uma necessidadegrande em relação as fontes renováveis de energia no mundo, além de serem uma grandealternativa para a necessidade, também possuem o ponto positivo de causarem pouco ounenhum impacto ambiental. Através disso podemos citar como exemplo dessas fontes aenergia eólica e a fotovoltaica que desde 2012 no Brasil possui uma diretriz a ser seguidaatravés da resolução n 482 de 2012 da Agência Nacional de Energia Elétrica - ANEEL,que estabelece as condições gerais para o acesso de micro e mini geração de energiaelétrica (RESOLUÇÃO NORMATIVA N 482, 2012). Ou seja, estabelece meios paraque pequenas unidades residenciais e industriais possam produzir energia para consumopróprio, assim como fornecer o excedente através da rede para a concessionária.

Através da figura 2 pode-se observar que o potencial de produção no mundo vemaumentando gradativamente e significantemente, e isto tende aumentar cerca de 70%nos próximos 20 anos, sendo que esta expansão terá grande influencia na capacidade dahumanidade conduzir o planeta de forma segura nos próximos anos (BELTRAME et al.,Jun 2014). Além disso podemos ver através da figura 2 que os países desenvolvidos jáestão um passo a frente dos demais, com a Europa liderando os continentes em relação apotência instalada, no qual podemos listar 3 dos líderes presentes lá, sendo: a Alemanha(24.678 MW), Itália (12.754 MW) e Espanha (4.400 MW), outros países situados emoutros continentes não ficam pra trás destes 3 gigantes como é o caso do Japão (4.914


MW), Estados Unidos (4.383 MW) e China (3.093 MW) (SADL - Soluções em engenharia,2015).

O Brasil ainda está um pouco distante da realidade mundial não chegando a superaros 35MW de potência instalada, porém possui um grande potencial para aproveitamentodesta fonte de energia, já que possui índices de radiação solar superiores aos encontradosna maioria dos países europeus – variam de 1500kWh/m2/ano a 2200kWh/m2/ano. Afigura 3 nos mostra as regiões com mais radiação solar no Brasil sendo calculada porhoras de insolação no dia, o que nos mostra que o Brasil ainda tem muito a crescer nesteassunto.

Figura 2 – Potência instalada por ano em cada continente.

Fonte: SADL - Soluções em engenharia (2015)

Portanto com toda esta contextualização é possível observar a necessidade do desen-volvimento de novos e melhores conversores elevadores de tensão (Boost), que deverão serutilizados nestas fontes alternativas de energia como a fotovoltaica. Quanto mais estudostivermos sobre estes conversores, mais desenvolvidos eles se tornarão podendo melhoraro rendimento deles e até mesmo baratear o custo de um projeto de geração de energiafotovoltaica que ainda acaba por ser bem caro. Lembrando que possuímos diversas to-pologias de conversores Boost sendo que cada uma possui uma característica intrínsecarelacionada à sua arquitetura, cumprindo cada um o seu determinado papel. A partirdisto temos os conversores que atuam através das seguintes aplicações: controlabilidade,alta eficiência, alto ganho de tensão, alta frequência de chaveamento, entre outros.

1.2. Justificativa 25

Figura 3 – Média anual de insolação diária no Brasil em horas.

Fonte: ANEEL (2005)

1.2 Justificativa

Sabe-se que dentro da eletrônica de potência possuímos vários conversores que por suavez podem vir a possuir várias topologias diferentes sendo que cada uma delas é desen-volvida de acordo com a necessidade do pesquisador. Em relação ao conversor elevadorde tensão (Boost) sabe-se que ele pode atuar em diferentes aplicações das quais podemoscitar alta eficiência, alto ganho de tensão, alta frequência de chaveamento entre outros,e para que essas aplicações ocorram, algumas mudanças sempre são feitas na disposiçãodos componentes, topologia e até mesmo na arquitetura do conversor, de maneira quecom a mudança ele possa fazer o desejado, apresentando uma condição favorável para autilização dos componentes específicos e mesmo assim permaneça com as característicasde ganho e tensão específicas.

Com isto, todas as topologias de cada conversor estático até hoje inventadas e desenvol-vidas, possuem um significado, um dimensionamento específico ou alguma característicade funcionamento que o diferencia dos demais, desde que o mesmo possa desempenhar opapel a ele projetado.


Em exemplos onde necessitamos elevar a tensão com os conversores Boost, sabe-se queo conversor Boost tradicional fica limitado ao bloqueio de tensão limite da chave, pois atensão encontrada na saída é a mesma tensão encontrada na chave. Com isto conversoreshíbridos podem nos auxiliar com este problema, no qual dependendo da disposição doscomponentes e topologia utilizada podemos chegar a uma tensão na chave menor do quea da saída, sendo mais precisamente a metade, fazendo com que o conversor desta formatenha um limiar maior para se trabalhar, podendo alcançar resultados mais avançados esatisfatórios.

1.3 Objetivos

O principal objetivo do trabalho é o aprimoramento, simulação e confecção em PCB deuma topologia de conversores elevadores CC-CC híbridos vistos em (SALEEM; REHMAN;KHAN, 2012). O conversor estudado apresentou um melhor desempenho que o Boosttradicional, no qual teve um ganho maior que o tradicional, gerando um aumento nastensões finais envolvidas na conversão.

Além disto de acordo com a adição de dois capacitores no ramo da chave e de doisdiodos, tem-se algo parecido com o funcionamento de um dobrador de tensão que resultaem uma tensão na chave sendo aproximadamente a metade da tensão de saída do con-versor. Desta forma haverá um benefício na escolha da chave, podendo esta ser menor emais barata. Além disto o stress presente na chave, terá também a metade do valor deum conversor boost tradicional.

Após ser estudado este novo conversor, deduções de acordo com a nova topologiaforam desenvolvidas e após isto, simulações foram feitas através do software PSIM e suasrespectivas formas de onda foram obtidas e analisadas.

E por fim o circuito foi prototipado e construído, e suas características de funciona-mento foram analisadas.

1.4 Considerações finais do capítulo

Neste capítulo foi observado que a eletrônica de potência foi evoluindo com o passardo tempo, e a partir desta evolução novos dispositivos foram sendo desenvolvidos, dosquais podemos citar os conversores. Foi visto que hoje existem conversores abaixadores eelevadores de tensão, dos quais podem ser utilizados em diversas situações, dependendodo projeto e da necessidade que ele apresenta.

27

2 Fundamentação Teórica

2.1 Conversores Boost e suas topologias

Neste capítulo serão apresentadas algumas das principais topologias relacionadas aosconversores Boost. Os conversores elevadores que também podem ser chamados de re-guladores chaveados, tem por finalidade converter uma tensão CC que geralmente não éregulada, em uma tensão CC regulada na saída. Em sua grande maioria os conversoresutilizam como suas chaves elementos semicondutores como MOSFET, BJT ou IGBT depotência, e para que ocorra o chaveamento é utilizado como sinal a modulação por largurade pulso (PWM) (RASHID, 1999).

2.1.1 Conversor Boost Tradicional

O coversor boost tradicional foi o primeiro conversor elevador de tensão descoberto,sua operação de funcionamento pode ser dividida em duas etapas. Na primeira etapatemos a chave S em condução, já na segunda etapa a chave S está bloqueada. O circuitodesta topologia pode ser observado através da figura 4, no qual podemos ver que eleé basicamente formado por uma fonte de tensão (Vi), um indutor (L), uma chave decomando (S), um diodo (D), um capacitor de saída (Cf ) que tem a função de manter atensão de saída contínua, além de filtrar o sinal, e por último a resistência da carga (Ro).

Figura 4 – Conversor boost tradicional.

Fonte: O autor

2.1.1.1 Etapas de funcionamento do conversor boost tradicional

Para esta análise sobre o conversor boost tradicional é de fundamental importânciaregistrar que suas etapas de funcionamento, e também a suas características serão anali-

28 Capítulo 2. Fundamentação Teórica

sadas de acordo com que o circuito trabalhe com componentes ideias, ou seja sem perdas.Além disto também é registrado que ele deverá operar em modo de condução contínua(MCC), que significa que durante o seu funcionamento a corrente no indutor não se anula,desta forma não havendo corrente nula em nenhum momento no indutor.

Pode-se observar a primeira etapa do processo de funcionamento do boost tradicionalatravés da figura 5. A etapa é iniciada com a condução da chave (S) no tempo t = 0,terminando assim que a chave entrar em bloqueio no instante t = 1, gerando o períodot0 à t1. Desta forma neste período a corrente de entrada cresce magnetizando o indutor(L) por meio da malha L, S e Vi. Por fim o capacitor (Cf ) irá manter a tensão na cargadevido ao bloqueio do diodo D.

Figura 5 – Primeira etapa de operação do conversor boost.

Fonte: O autor

Na segunda etapa do funcionamento, a chave é bloqueada durante o intervalo de tempodefinido por toff , representado por t1 a t2. Este período é caracterizado pela tensão dafonte ser somada a tensão do indutor (L), isto faz com que passe a se desmagnetizar,polarizando desta forma o diodo (D), e por fim forneça energia ao capacitor (Cf ) e acarga. A figura 6 representa o funcionamento desta etapa.

Figura 6 – Segunda etapa de operação do conversor boost.

Fonte: O autor

2.1. Conversores Boost e suas topologias 29

2.1.1.2 Modulação por largura de pulso PWM

O sinal aplicado a chave do circuito geralmente é operado por meio de uma técnicachamada modulação de largura de pulso (PWM). Com ela é possível controlar a tensão desaída do conversor, mesmo que a tensão de entrada tenha uma oscilação. Pode-se analisaro pulso de comando da modulação através da figura 7, onde observa-se que o períodototal é representado pela letra T, o tempo em que a chave está em condução representadopor ton e o tempo em que a chave está bloqueada por toff . Com isto temos que a tensãomédia na saída do conversor é controlada de acordo com a duração em que a chave estáem condução ou em bloqueio.

Figura 7 – Pulso de controle do conversor (PWM).

Fonte: O autor

Temos que a relação entre o período em que a chave está ligada e o tempo total édefinida por ciclo de trabalho, ou do inglês duty cicle (DC), ele é representado pela letraD na equação 2.1

D = ton

T(2.1)

Com isto encontra-se ambos os períodos ton e toff em função do ciclo de trabalhonas equações 2.2 e 2.3, respectivamente. Por fim, isolando o ciclo de trabalho em 2.3,chegamos a 2.4.


ton = D.T (2.2)

toff = T (1−D) (2.3)

T

toff

= 1(1−D) (2.4)

Em relação a largura de pulso de saída, temos que ela varia de acordo com a amplitudede um sinal utilizado como referência, este sinal é comparado com um sinal portador pormeio de um modulador. Com isto, obtém-se a modulação por largura de pulso. Estaexemplificação pode ser observada na figura 8. Quanto ao sinal de referência, este podeser um sinal de tensão ou corrente que se pretende alcançar. Falando dos conversoresCC-CC essa referência é um sinal de tensão contínuo, pois estes conversores, buscam umatensão de saída contínua. No que se refere a portadora ela é uma sinal de alta frequênciaque define a razão cíclica e a frequência de comutação, nos conversores CC-CC um sinaldente de serra pode ser utilizado como portadora, e suas formas de onda podem serobservadas na figura 9. A modulação PWM também pode ser utilizada em conversorescom comutação suave. Por meio de circuitos ressonantes tem-se a operação das chaves emmodo ressonante durante a comutação, já no restante do período ela retorna ao PWM.Esta família de conversores tem uma própria classificação, e são chamados de conversoresPWM de comutação suave, eles são utilizados quando é necessário um conversor com altafrequência de chaveamento como é visto em (BARBOSA, 2011).

Figura 8 – Circuito comparador que gera o PWM.

Fonte: O autor


Figura 9 – Sinais de referência, da portadora e da saída do comparador.

Fonte: O autor

2.1.1.3 Ganho estático ideal do conversor boost tradicional

No conversor boost por definição temos que a razão da tensão de saída pela tensãode entrada é chamada de ganho estático (G). Para encontrar este ganho deve-se utilizaras malhas que são formadas em cada etapa do processo de funcionamento do conversor,visto que, no período total, a soma das tensões no indutor é nula (IOINOVICI, 2013).Na análise que será feita a seguir, para uma melhor visualização do processo, o capacitor(Cf ) foi suprimido considerando-se sua característica de filtragem do sinal de saída, e acarga foi substituída por uma fonte de tensão denominada Vo.

As malhas que representam ton e toff são representadas na figura 10 a seguir.

Figura 10 – Representação de ton e toff em malhas.

Fonte: O autor

Realizando-se o balanceamento de fluxo magnético no indutor L, na primeira etapade funcionamento do conversor teremos:

−Vi + VL = 0 (2.5)


Sendo a primeira etapa em ton;

VL = Vi.ton (2.6)

Substituindo 2.2 em 2.6 teremos:

VL = Vi.DT (2.7)

Agora analisando a malha da segunda etapa vista na figura 10 teremos:

−Vi + VL + Vo = 0 (2.8)

Como o período desta malha é toff , utilizando a equação 2.3 para uma substituição,tem-se como resultado a tensão no indutor no segundo período;

VL = (Vi − Vo).(1−D).T = 0 (2.9)

Desta forma como citado acima, considerando a tensão média no indutor como nulaem um período completo, podemos igualar 2.7 e 2.9 a zero, que resultará em:

Vi.DT + (Vi − Vo).(1−D).T = 0 (2.10)

E por fim ao desenvolver a equação chegaremos na equação final do ganho estático doconversor boost tradicional que pode ser visualizada na equação 2.11.

Vo

Vi

= 11−D (2.11)

O gráfico de representação do ganho estático do conversor boost tradicional podeser visualizado na figura 11. Para aplicações com alto ganho de tensão este conversorboost tradicional deverá trabalhar com um ciclo de trabalho alto, mas com D próximoa 1 o circuito começa a entrar em regime crítico, diminuindo o seu rendimento e tendodificuldade no controle, tudo isto pelo fato da necessidade de uma grande tensão de saídae a grande sensibilidade ao ciclo de trabalho (RASHID, 1999).

2.1.1.4 Formas de onda básicas e análise quantitativa do conversor boosttradicional

Quanto as formas de onda referentes ao conversor boost tradicional podemos observara exemplificação delas quando estão operando em MCC através da figura 12. Um dos


Figura 11 – Ganho estático ideal do conversor boost tradicional.

Fonte: O autor

detalhes da figura 12 é a corrente no indutor, observa-se que ela varia sempre entredois valores ILm e ILM , mínimo e máximo respectivamente, e em nenhum momento doperíodo ela é nula, provando assim a operação MCC. Isto deve-se ao indutor que deveser dimensionado de acordo com que a corrente mínima nunca chegue a zero. Para poderanalisar isto deve-se encontrar a indutância crítica através da equação 2.12 abaixo, alémdisto as demais equações do circuito também serão demonstradas e apresentadas a seguir(RASHID, 1999; IOINOVICI, 2013).

Lcrit = Vi2.D

2.Po.f(2.12)

Sabendo que o indutor é carregado no intervalo de tempo ∆t1 (t0 à t1), considerado omomento em que ele está submetido à tensão Vi, então teremos:

VL(t) = L.diL(t)dt

⇒ Vi

L= ∆IL

∆t (2.13)


Figura 12 – Principais formas de onda do conversor boost tradicional.

Fonte: O autor

A ondulação da corrente dada no indutor é representada por 2.14;

∆IL = Vi.D

L.f(2.14)

Se isolar a indutância tem-se;

L = Vi.D

∆IL.f(2.15)

Uma outra forma, analisando mais precisamente será se adicionar a variação média dacorrente no indutor como sendo entre 10% e 15%, então utilizaremos a seguinte equação2.16;


L = Vi.D.T

(10− 15)%IL

(2.16)

Analisando agora o capacitor, sabendo que ∆Vc é a ondulação da tensão no capacitore que ele está em paralelo com a carga, então pode-se dizer que a ondulação ∆Vc é iguala ondulação de saída do conversor representada por ∆Vo, além disto ele é descarregadopela corrente de saída Io, portanto;

IC(t) = CdvC(t)dt

⇒ −Vo

Ro.Cf

= ∆Vo

∆t ⇒Vo

Ro.Cf

= ∆Vo

DT(2.17)

E a partir de 2.17 chegamos ao valor da capacitância em 2.18;

Cf = Vo.DT

Ro.∆Vo

⇒ Cf = Io.D

∆Vo.f(2.18)

Uma outra forma pode ser considerada caso seja padronizada a variação da tensão desaída em 1%, desta forma também encontraremos o valor da capacitância em 2.19;

∆Vo

Vo

< 0.01⇐⇒ C >100DTRo

(2.19)

Para a dedução das fórmulas das correntes de entrada Ii e de saída Io do conversor,será utilizado como base a potência do circuito, e será assumido que a eficiência do mesmodeverá ser de 100%, com isto tem-se;

Pi = Po (2.20)

Vi.Ii = Vo.Io (2.21)

Ii

Io

= Vo

Vi

(2.22)

Se substituir a equação 2.22 acima pelo ganho do conversor encontrado na equação2.11, tem-se;

Ii = Io

1−D (2.23)

E;


Io = (1−D).Ii (2.24)

Sabendo que a corrente média no indutor é igual a corrente média de entrada, então;

IL = Io

1−D (2.25)

E que as correntes máximas e mínimas são dadas respectivamente por 2.26 e 2.27;

Imax = IL + ∆IL

2 ⇒ Imax = Io

1−D + Vi.D

2.L.f (2.26)

Imin = IL + ∆IL

2 ⇒ Imin = Io

1−D + Vi.D

2.L.f (2.27)

Sabendo que a corrente média na chave é a corrente de entrada pelo tempo de condu-ção, então a equação 2.28 nos mostra isso;

IS = D.Ii (2.28)

Já no diodo a corrente média encontrada é definida por 2.29

ID = (1−D).Ii (2.29)

Seguindo a condição de que em circuitos nos quais a ondulação da corrente seja menorque 20% do valor médio da corrente de entrada, podemos encontrar os valores das correnteseficazes na chave e no diodo por 2.30 e 2.31, respectivamente;

IS(rms) =√D.Ii (2.30)

ID(rms) =√

1−D.Ii (2.31)

Quando houver a necessidade de altos ciclos de trabalho esta topologia do conversor bo-ost tradicional irá apresentar alguns problemas, devido apresentar algumas desvantagenscomo perdas elevadas na sua comutação, apresentando desta forma um baixo rendimento.(HSIEH et al., 2013) e (LI; HE, 2011).

Devido ao problema do conversor boost tradicional apresentar problemas quando uti-lizado em altos ciclos, novas topologias de conversores foram estudadas e desenvolvidas.Os conversores quadráticos concedem que altos ganhos estáticos consigam ser alcançadoscom ciclos de trabalho menores. A seguir será apresentado dois conversores quadráticos,e através deles poderemos ver que ambos se baseiam no conversor boost tradicional, comalguns elementos possuindo até o mesmo comportamento do conversor estudado até agora.


2.1.2 Conversor boost em cascata

Como já citado anteriormente dependendo de algumas situações os conversores boosttradicionais não conseguem atender algumas especificações do projeto devido as suas limi-tações, um exemplo que podemos citar disto é o ganho necessário para atingir determinadatensão de saída. Desta forma em muitas situações é necessário utilizar-se de conversoressuperiores a capacidade boost tradicional (IOINOVICI, 2013). Portanto várias topologiasnovas de conversores foram sendo desenvolvidas com o passar do tempo devido a neces-sidade de se alcançar ganhos estáticos maiores. Com isso uma destas novas topologiasdesenvolvidas foi a do conversor boost em cascata, como é exibido em (HUBER; JOVA-NOVIC, 2000). Este conversor boost em cascata não passa de dois conversores boosttradicionais em série, o que faz com que ele passe a ter um ganho quadrático, apresen-tando desta forma uma maior razão entre a tensão de saída e a tensão de entrada paraum mesmo ciclo de tarefa, se for comparado ao conversor boost tradicional. (KADRI etal., 2010).

Podemos observar o esquemático deste conversor boost em cascata através da figura13. Como é observado ele atua como dois conversores boost tradicionais em série, en-tão a partir disto este novo conversor apresenta uma disposição diferente dos elementos,contendo dois indutores, duas chaves e o capacitor C1 atuando na ligação dos dois boosttradicionais. No boost em cascata, as duas chaves (S1 e S2) irão trabalhar juntas, com omesmo sinal de comando, de acordo com que um PWM simples é utilizando para operaras duas ao mesmo tempo.

Figura 13 – Conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

2.1.2.1 Etapas de funcionamento do conversor boost em cascata

Como as duas chaves operam da mesma forma e com o mesmo intervalo de tempo,o funcionamento deste conversor boost em cascata também poderá ser dividido em duasetapas para a sua análise.

Como primeira etapa vimos através da figura 14 que ambas as chaves estão conduzindo,representando o intervalo de tempo (t0 à t1). Os dois diodos, devido aos seus anodos


estarem aterrados, ambos estão bloqueados. Com isto neste intervalo de tempo, a fonteVi irá magnetizar L1 através da malha Vi, L1 e S1. Neste mesmo período o indutor L2

também é magnetizado, porém quem o magnetiza é o capacitor C1 através da malha C1,L2 e S2. Por fim a tensão da carga é mantida devido ao capacitor Cf .

Figura 14 – Primeira etapa de funcionamento do conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

Na segunda etapa, as chaves irão estar bloqueadas, determinando desta forma o inter-valo t1 à t2, isto pode ser visto através da figura 15.

Figura 15 – Segunda etapa de funcionamento do conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

Com isto, nesta etapa a energia armazenada no indutor L1 durante a primeira etapaserá somada a fonte Vi e então alimentar o capacitor C1. Com o mesmo fundamentoo indutor L2 irá se desmagnetizar, alimentando desta forma o capacitor de saída Cf econsequentemente a carga Ro.

2.1.2.2 Ganho estático ideal do conversor boost em cascata

Como este conversor em cascata funciona como dois conversores boost tradicionaisem série, o funcionamento do seu ganho estático será o produto dos ganhos individuaisde cada conversor boost tradicional associado. Da mesma maneira que no conversorboost tradicional o ganho estático neste aqui será deduzido através da análise das malhasformadas nas duas etapas de funcionamento, contudo o capacitor de saída Cf e o diodoD2 foram anulados para facilitar os cálculos.


Na figura 16 podemos ver as malhas que se formam no intervalo de tempo ton, nesteperíodo L1 e L2 são magnetizados, analisando a malha de L1 teremos;

Figura 16 – Malhas do período ton do conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

−Vi + VL1 = 0 (2.32)

VL1 = Vi.ton (2.33)

VL1 = Vi.DT (2.34)

Em L2;

−VC1 + VL2 = 0 (2.35)

VL2 = VC1.ton (2.36)

VL2 = VC1.DT (2.37)

Durante a segunda etapa de funcionamento, chamada de toff , as chaves se apresentambloqueadas, e os dois indutores irão descarregar, tudo isto é mostrado através da figura17, onde a malha de L1 é dada por;

−Vi + VL1 + VC1 = 0 (2.38)


Figura 17 – Malhas do período toff do conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

VL1 = (Vi − VC1).toff (2.39)

VL1 = (Vi − VC1).(1−D).T (2.40)

Em L2;

−VC1 + VL2 + Vo+ = 0 (2.41)

VL2 = (VC1 − Vo).toff (2.42)

VL2 = (VC1 − Vo).(1−D).T (2.43)

Devido a tensão média no indutor ser nula, de acordo com 2.34 e 2.40, tem-se;

Vi.DT + (Vi − VC1).(1−D).T = 0 (2.44)

Desenvolvendo a equação acima e isolando a tensão do capacitor C1, encontra-se;

VC1 = Vi

(1−D) (2.45)

Agora analisando L2 tem-se a condição de que a tensão média também deve ser nula,então tomando como base 2.37 e 2.43 teremos a seguinte dedução;


VC1.DT + (VC1 − Vo).(1−D).T = 0 (2.46)

Isolando-se VC1 chega-se à;

VC1 = Vo.(1−D) (2.47)

Efetuando a igualdade entre 2.45 e 2.47 em 2.48, trabalha-se a equação e o ganho finaldo conversor é dado em 2.49.

Vi

(1−D) = Vo.(1−D) (2.48)

Vo

Vi

= 1(1−D)2 (2.49)

Através da figura 18 podemos ver o ganho quadrático do boost em cascata. Conformefalado anteriormente a razão das tensões de saída e de entrada (ganho) para uma mesmarazão cíclica é maior do que o a do conversor boost tradicional. Isto é observado atravésda figura 19 que mostra a comparação da curva do ganho estático dos dois conversoresvistos até agora, e analisando este gráfico se vê realmente que o boost em cascata alcançavalores maiores.

2.1.2.3 Formas de onda básicas do conversor boost em cascata

Quanto as formas de onda referentes ao conversor boost em cascata podemos observara exemplificação delas quando estão operando emMCC e condições ideias através da figura20. A partir desta figura observa-se que as correntes em L1 e L2 fluem continuamente,provando que estão em MCC, a tensão máxima sobre S2 é a mesma que a tensão de saídado conversor, e a tensão sobre S1 é dada por VC1, ou seja a tensão do estágio intermediáriodo boost.

Portanto após toda a análise observa-se que os conversores boost em cascata são muitobem vindos quando há a necessidade de um projeto com ganhos altos, devido ao seu ganhoser quadrático. Porém ele também apresenta as suas falhas, das quais podemos citarum número maior de componestes utilizados para a sua fabricação em relação ao boosttradicional, aumento das perdas devido a comutação por se utilizar de duas chaves, alémdo que umas das chaves bloqueia a tesão de saída do conversor, causando limitações emaplicações onde deve-se utilizar uma alta tensão na saída. Mas como no boost tradicional,outros conversores foram estudados para suprir as falhas que o conversor boost em cascataapresentava, como a presença das duas chaves. Dentre as opções falaremos dos conversoresboost quadráticos, que por sua vez tendem a apresentar um número menor de elementos,porém mantém a característica de alcanças altos ganhos de tensão.


Figura 18 – Ganho estático ideal do conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

Figura 19 – Comparação entre os ganhos estáticos dos boosts tradicional e em cascata.

Fonte: O autor


Figura 20 – Principais formas de onda do conversor boost em cascata.

Fonte: O autor

2.1.3 Conversor boost quadrático

Como já discorrido anteriormente, devido a algumas limitações dos conversores boosttradicional e em cascata, novas topologias foram estudadas e desenvolvidas como a dosconversores boost quadráticos. Em (BARRETO et al., 2002) pode-se observar o estudode um exemplo destes conversores boost quadráticos. Esta topologia apresentada tem avantagem da utilização de apenas uma chave, porém mantém o ganho quadrático. Atravésda figura 21 podemos observar que o circuito se parece bem com o boost em cascata, e amudança ocorrida se deu na substituição de uma das chaves por um diodo, no qual houveuma pequena alteração na ligação deste componente em relação ao circuito. Igualmente ao


boost em cascata este boost quadrático apresentado também pode ser considerado comodois conversores em série, porém um deste conversores é passivo (D1, D2, L1 e C1) e ooutro ativo (S1, D3, L2 e Cf ). A utilização de apenas uma chave facilita o funcionamentodo circuito, pois aumenta o seu rendimento se comparado ao boost em cascata e facilitao driver de comando da chave, o que torna o conjunto mais vantajoso em vários aspectos.

Figura 21 – Conversor boost quadrático.

Fonte: O autor

2.1.3.1 Etapas de funcionamento do conversor boost quadrático

Novamente como as topologias anteriores, este conversor que será estudado agoratambém possuí duas etapas de funcionamento, sendo elas ton (t0 à t1) representando aprimeira etapa quando a chave está conduzindo, e toff (t1 à t2), representando a segundaetapa quando a chave está bloqueada.

A figura 22 mostra o funcionamento da primeira etapa, é visto que quando a chave estáconduzindo a malha formada por Vi, L1, D2 e S1, faz a corrente crescer e consequentementemagnetiza o indutor L1. O capacitor C1 bloqueia o diodo D1 e fornece energia ao indutorL2 através da malha C1, L2 e S1. Neste período a chave S1 suporta as correntes de L1

e L2. Por fim o capacitor Cf fornece tensão à carga e bloqueia o diodo D3. A etapa seencerra ao se abrir a chave.

Para a segunda etapa utiliza-se a figura 23 para observar seu funcionamento, ondepode-se observar a chave bloqueada. Ao abrir a chave o diodo D2 é bloqueado, o indutorL1 irá transferir energia para o capacitor C1 e desta forma o diodo D1 será polarizado,a corrente IL1 irá decrescer pela malha Vi, L1, D1 e C1. Por fim o indutor L2 irá sedesmagnetizar e consequentemente fornecerá energia ao capacitor de filtro Cf e à carga.


Figura 22 – Primeira etapa de funcionamento do conversor boost quadrático.

Fonte: O autor

Figura 23 – Segunda etapa de funcionamento do conversor boost quadrático.

Fonte: O autor

2.1.3.2 Ganho estático ideal do conversor boost quadrático

O ganho estático deste conversor boost quadrático é descoberto de maneira similar aodo boost em cascata, pois considera-se o boost quadrático como sendo dois conversoresem série também, mas a diferença é que nesta nova topologia é utilizado apenas umachave.

No período ton a chave conduz e o circuito apresenta duas malhas diferentes, isto podeser visualizado na figura 24. Em cada malha observa-se um indutor e esta etapa terá oobjetivo de carregar ambos, as equações para esta operação são as seguintes;

Em L1;

−Vi + VL1 = 0 (2.50)


Figura 24 – Malhas do período ton do conversor boost quadrático.

Fonte: O autor

VL1 = Vi.ton (2.51)

VL1 = Vi.DT (2.52)

Em L2;

−VC1 + VL2 = 0 (2.53)

VL2 = VC1.ton (2.54)

VL2 = VC1.DT (2.55)

A figura 25 mostra a segunda etapa de funcionamento, com a chave bloqueada, paraesta etapa o equacionamento de L1 será;

−Vi + VL1 + VC1 = 0 (2.56)


Figura 25 – Malhas do período toff do conversor boost quadrático.

Fonte: O autor

VL1 = (Vi − VC1).toff (2.57)

VL1 = (Vi − VC1).(1−D).T (2.58)

Em L2;

−VC1 + VL2 + Vo = 0 (2.59)

VL2 = (VC1 − Vo).toff (2.60)

VL2 = (VC1 − Vo).(1−D).T (2.61)

Fazendo o balanço energético, de modo que as tensões médias nos indutores sejamsempre nulas, iguala-se 2.52 e 2.58 a zero e tem-se;

Vi.DT + (Vi − VC1).(1−D)T = 0 (2.62)

Isolando a tensão do capacitor C1 termos a equação simplificada por;

VC1 = Vi

1−D (2.63)


Seguindo o mesmo princípio de L1 para L2, serão utilizadas as equações 2.55 e 2.61igualadas a zero;

VC1.DT + (VC1 − Vo).(1−D)T = 0 (2.64)

Isolando a tensão em C1, obtém-se;

VC1 = Vo(1−D) (2.65)

Com isto agora temos duas equações referentes a tensão no capacitor C1 vistas em2.63 e 2.65, desta forma igualando-as será obtido o ganho estático do conversor boostquadrático visto em 2.66. O gráfico referente ao ganho estático desta topologia seguirá amesma base do boost em cascata, sendo desta forma idêntico ao visto na figura 18.

Vo

Vi

= 1(1−D)2 (2.66)

2.1.3.3 Formas de onda básicas e análise quantitativa do conversor boostquadrático

As principais formas de onda do conversor boost quadrático podem ser observadasatravés da figura 26. Com a utilização de apenas uma chave, esta topologia proporcionaa utilização de apenas um driver para o comando, gerando assim menos perdas por con-dução. Porém ele apresenta algumas desvantagens nas quais podemos citar altos valoresde corrente, tendo em vista que as correntes dos dois indutores passarão pela chave, esobretudo altos valores de tensão de bloqueio, pois a tensão na chave será a mesma quea tensão de saída. Isto acaba limitando o projeto ao valor máximo de tensão que a chavepermite.


Nesta capítulo pôde-se observar que a partir do primeiro conversor boost descoberto, oboost tradicional, outras novas topologias foram sendo desenvolvidas, muitas das vezes poruma necessidade de um projeto devido a falhas e desvantagens que os boosts já existentesapresentavam.

Foram apresentados três tipos de topologias diferentes, das quais observa-se que foihavendo uma evolução. Porém sempre cada conversor em si terá suas vantagens e des-vantagens, o que é normal, pois devido a isto sempre ter-se-à o desenvolvimento de novostrabalhos e novas pesquisas.

2.2. Considerações finais do capítulo 49

Figura 26 – Principais formas de onda do conversor boost quadrático.

Fonte: O autor

A partir disto referente a cada topologia de conversor boost apresentada, o capítulomostrou a análise dos ganhos, etapas de funcionamento e as principais forma de onda decada um deles.

No próximo capítulo será visto a análise de um novo conversor boost, chamado deconversor elevador híbrido (CEH), suas especificações e vantagens também serão apresen-tadas.

3 Desenvolvimento

3.1 Conversor elevador híbrido com dobrador de ten-são na chave

Neste capítulo será apresentado um conversor elevador híbrido (CEH), com alto índicede conversão de tensão e baixo estresse de tensão na chave, podendo ser utilizado emprojetos que necessitam de uma alta taxa de conversão para altas tensões de saída.

Comparado ao boost tradicional este conversor elevador híbrido apresenta menoresperdas de comutação devido a chave híbrida, apresentando desta forma um rendimentomaior. Desta forma devido ao baixo estresse de tensão na chave, o conversor utiliza umMOSFET com baixa tensão e baixa resistência, por isso, tem baixa perda de condução ealta eficiência.

O que diferencia este conversor híbrido dos outros é a presença de um dobrador detensão no ramo da chave. Baseado no conversor apresentado em (SALEEM; REHMAN;KHAN, 2012) este conversor possui um ganho duas vezes maior que o ganho obtido porum conversor boost tradicional, e também apresenta a situação na qual a tensão médiana chave é metade da tensão média de saída do conversor.

3.1.1 Topologia

A topologia do CEH que será estudado pode ser visualizada através da figura 27.Em relação aos seus elementos, se comparado a um conversor boost tradicional, tem-se aadição de dois diodos (D1 e D2) e dois capacitores de valores iguais (C1 e C2).

3.1.2 Etapas de funcionamento do conversor elevador híbrido

Como feito em todos os outros conversores, para as futuras análises abaixo, será con-siderado que os elementos são ideais e que o conversor trabalha em modo de conduçãocontínua (MCC), ou seja a corrente no indutor nunca será nula.

Igual aos outros conversores vistos no capítulo anterior, este CEH também apresentaduas etapas de funcionamento, sendo a primeira quando a chave está em condução (t0 àt1), e a segunda quando a chave está em bloqueio (t1 à t2)

A primeira etapa pode ser vista através da figura 28, nela observa-se que a chave estáfechada e em condução. Neste caso os diodos D1 e D2 serão polarizados reversamente eo diodo D3 é polarizado diretamente. Neste intervalo os capacitores C1 e C2 possuem a

3.1. Conversor elevador híbrido com dobrador de tensão na chave 51

Figura 27 – Conversor elevador híbrido.

Fonte: O autor

mesma tensão e ambos tem a função de carregar o capacitor Cf que mantém a tensão nacarga. A energia é armazenada pelo indutor neste período.

Figura 28 – Primeira etapa de operação do CEH.

Fonte: O autor

Na segunda etapa tem-se a chave aberta, ou em bloqueio, o que pode ser visualizadoatravés da figura 29. Nesta segunda etapa os diodos D1 e D2 são polarizados diretamente,enquanto que o diodo D3 é polarizado reversamente. Neste período os dois capacitoresC1 e C2 estão em paralelo, e são carregados igualmente, a corrente nos diodos D1 eD2 possuem o mesmo valor, representadas pela metade da corrente que passa no indutor(IL/2). Por fim o capacitor de saída Cf é descarregado na carga a fim de fornecer correntea ela.

52 Capítulo 3. Desenvolvimento

Figura 29 – Segunda etapa de operação do CEH.

Fonte: O autor

3.1.3 Ganho estático ideal do CEH

Como nos conversores vistos no capítulo anterior este conversor comporta-se comose tivesse dois boosts tradicionais em série, no qual seu ganho passa a ser a soma dosganhos de tensão individual de cada conversor associado. Igualmente a análise feita noboost tradicional utilizaremos as malhas formadas pelas duas etapas de funcionamentopara encontrar o ganho deste conversor elevador híbrido.

O período toff pode ser visto na figura 30, onde tem-se a chave bloqueada, é observadotambém que os diodos D1 e D2 foram suprimidos para facilitar os cálculos.

Figura 30 – Representação da malha do circuito no período toff .

Fonte: O autor

3.1. Conversor elevador híbrido com dobrador de tensão na chave 53

Analisando a malha de toff pode-se dividir esta etapa em dois semi-ciclos devido aosdois capacitores, estes semi-ciclos são representados pelas equações a seguir.

Primeiro semi-ciclo;

−Vi + VL + VC1 = 0 (3.1)

Segundo semi-ciclo;

−Vi + VL + VC2 = 0 (3.2)

Como os capacitores possuem o mesmo valor, ambos também possuem a mesma tensão,então juntando as equações teremos;

−2.Vi + 2.VL + 2.VC = 0 (3.3)

Simplificando;

−Vi + VL + VC = 0 (3.4)

VL = Vi − VC (3.5)

Como visto na equação 2.3, tem-se;

VL = (Vi − VC).(1−D).T (3.6)

O período ton quando a chave está em condução pode ser visualizado através da figura31. É observado que o diodo D3 foi suprimido para facilitar os cálculos.

Analisando esta malha observa-se que;

Vo = 2.VC (3.7)

E;

VL = Vi.ton (3.8)

Seguindo a equação 2.2, tem-se;


Figura 31 – Representação da malha do circuito no período ton .

Fonte: O autor

VL = Vi.DT (3.9)

Considerando a tensão média no indutor sendo nula, em um período completo tem-se;

Vi.DT + (Vi − VC).(1−D).T = 0 (3.10)

Desenvolvendo os cálculos, tem-se;

Vi = VC − VC .D (3.11)

Vi = VC .(1−D) (3.12)

VC

Vi

= 1(1−D) (3.13)

Mas segundo 3.7 sabe-se que;

Vo

2Vi

= 1(1−D) (3.14)

Então rearranjando a equação chegaremos ao valor final do ganho estático do conversorelevador híbrido como sendo;

3.2. Análise quantitativa do conversor elevador híbrido 55

Vo

Vi

= 2(1−D) (3.15)

Provando realmente que este conversor possui o dobro do ganho do conversor boosttradicional. Com isto teremos uma tensão na chave sendo metade da tensão de saída,reduzindo o stress da chave (M) também à metade;

M = 12 (3.16)

3.2 Análise quantitativa do conversor elevador hí-brido

A partir do circuito do CEH visto na figura 27 pode-se tirar várias informações paraencontrarmos os valores capazes de calcular seus elementos.

Com isto na primeira instância com a chave em condução o indutor é carregado nointervalo ton, momento no qual esta submetido à tensão Vi, a partir disto temos:

VL = L.diLdt

= Vi (3.17)

Para facilitar os cálculos como os capacitores C1 e C2 possuem valores iguais, vamoschamá-los a partir daqui de C. Então através de sua corrente;

iC = C.dvC

dt= −(1−D)

2.DC .IL (3.18)

E pela corrente de saída temos:

io = Cf .dv

dt= (1−D)

2.D .(IL − io) (3.19)

Já no intervalo toff teremos as seguintes análises;

VL = L.dIL

dt= Vi − VC (3.20)

ICf= Cf .

dv

dt= −io (3.21)

iC = IL

2 (3.22)


A partir destas equações primeiramente utilizando princípio do balanço de cargasencontra-se a equação da corrente no indutor sendo;

IL = 2.io(1−D) (3.23)

Através da equação 3.17 no intervalo de tempo durante o primeiro período de comuta-ção, a ondulação de corrente do indutor ∆IL facilita o encontro da equação para o cálculodo indutor do conversor, sendo;

L = Vi.D

2.∆IL.f(3.24)

O tamanho dos capacitores C1 e C2 é selecionado de acordo com a ondulação detensão nele. Quanto maior é o valor da capacitância, menor será a ondulação. Usandoa expressão 3.18 durante o primeiro intervalo de comutação, a ondulação de tensão docapacitor é igual a;

C = io2.∆VC .f

(3.25)

Por fim através da expressão 3.21, é possível encontrar o valor do capacitor de saídaCf sendo;

Cf = io.(1−D)2.∆V.f (3.26)

Como seu funcionamento é muito parecido com o boost tradicional, será utilizado omesmo método para a identificação das correntes de entrada e saída presentes no conversorelevador híbrido. Deste modo será utilizado como base a potência do circuito, e seráassumido que a eficiência do mesmo deverá ser de 100%, com isto tem-se;

Pi = Po (3.27)

Vi.Ii = Vo.Io (3.28)

Ii

Io

= Vo

Vi

(3.29)

Substituindo pelo ganho encontrado em 3.15 tem-se;

3.2. Análise quantitativa do conversor elevador híbrido 57

Ii = 2.Io

1−D (3.30)

E;

Io = (1−D).Ii

2 (3.31)

Sabendo que a corrente média no indutor é igual a corrente média de entrada, então;

IL = 2.Io

1−D (3.32)

E que as correntes máximas e mínimas são dadas respectivamente por 3.33 e 3.34;

Imax = IL + ∆IL

2 ⇒ Imax = 2.Io

1−D + Vi.D

2.L.f (3.33)

Imin = IL + ∆IL

2 ⇒ Imin = 2.Io

1−D + Vi.D

2.L.f (3.34)

Sabendo que a corrente média na chave é a corrente de entrada pelo tempo de condu-ção, então a equação 3.35 nos mostra isso;

IS = D.Ii (3.35)

Nos diodos D1 e D2 teremos a corrente como sendo a metade da corrente no indutor,desta forma;

ID1 = ID2 = IL

2 (3.36)

Já no diodo D3 a corrente média encontrada é definida por 3.37

ID = (1−D).Ii (3.37)

Seguindo a condição de que em circuitos nos quais a ondulação da corrente seja menorque 20% do valor médio da corrente de entrada, podemos encontrar os valores das correnteseficazes na chave e no diodo por 3.38 e 3.39, respectivamente;

IS(rms) =√D.Ii (3.38)


ID(rms) =√

1−D.Ii (3.39)

Na tabela 1 é encontrado as principais características de cada topologia estudada nestetrabalho, das quais podemos citar o ganho, o número de chaves utilizadas, bem como osesforços de tensão em que estas chaves ficam sujeitas durante seu período de bloqueio, epor fim o número de diodos.

Tabela 1 – Principais características das topologias de conversores analisadas.

Topologia Ganho Qtde dechaves

Qtde dediodos

Tensão debloqueiodas chaves

Tradicional Simples 1 1 Vo

Cascata quadrático 2 2 VS1 = VC1VS2 = Vo

Quadrático quadrático 1 3 Vo

Híbrido duplo 1 3 Vo

2Fonte: O autor


O presente capítulo apresentou um novo tipo de boost, o conversor elevador híbrido.Sua topologia e suas etapas de operação foram demonstradas. O ganho estático ideal doconversor foi equacionado. As principais equações do circuito foram deduzidas, dentre elasas que definem as formas de onda do conversor, indutâncias, capacitâncias e esforços detensão em diodos e chaves. Suas simulações e respectivas formas de onda serão mostradasnos próximos capítulos, e no capítulo seguinte inicia-se a metodologia e os cálculos paraescolha de cada componente do circuito.

59

4 Metodologia

Neste capítulo serão apresentadas a metodologia de projeto utilizados para a constru-ção do conversor, e também os parâmetros e cálculos utilizados. A tabela 2 mostra osvalores nominais utilizados para o desenvolvimento do projeto.

Tabela 2 – Especificações do conversor elevador híbrido operando em MCC.

Grandeza ValorVi 36 VVo 360 Vf 100 kHzPo 400W

∆IL 5%∆VC 0.5%

Fonte: O autor

A tensão de entrada pode ser obtida através de fontes alternativas de energia comopainéis solares, banco de baterias, entre outros. A tensão de saída é um valor que pode serutilizado em barramentos CC que alimentam inversores CC-CA por exemplo. (LEYVA-RAMOS et al., 2013). Quanto a potência o valor foi estimado de acordo com trabalhosanteriores como é visto em (FIORI, 2016). Da mesma maneira a frequência de operaçãodo conversor teve seu valor proposto a fim de otimizar o circuito, reduzindo o tamanhode componentes passivos e as perdas encontradas nas chaves.

4.1 Valores de corrente, tensão e dos elementos docircuito de potência

Para encontrar os valores desejados para o projeto do CEH serão utilizadas as equaçõesdemonstradas no capítulo anterior.

O primeiro passo é encontrar o ciclo de trabalho desejado para alcançar as demandasdo projeto, a partir de 3.15 tem-se;

Vo

Vi

= 21−D ⇒

36036 = 2

1−D ⇒ D = 0, 8 (4.1)

Após isto o próximo passo é descobrir a corrente de saída do conversor, ela pode serfacilmente encontrada pela relação de potência na saída, obtendo;

Po = io.Vo ⇒ 400 = io.360⇒ io = 1, 111A (4.2)

60 Capítulo 4. Metodologia

4.1.1 Indutor

Para o cálculo do indutor deve-se primeiramente descobrir a corrente que passa por ele,na qual como visto no capítulo anterior possui o mesmo valor que a corrente de entradadesta forma através de 3.23 tem-se;

IL = Ii = 2.io1−D ⇒ IL = Ii = 2.1, 111

1− 0, 8 ⇒ IL = Ii = 11, 111A (4.3)

Sabendo a corrente no indutor será utilizado o parâmetro de 5% desejado pelo projetocomo a ondulação de corrente no indutor, desta forma a partir de 3.24 tem-se;

L = Vi.D

2.∆IL.f⇒ L = 36.0, 8

2.0, 555.100k ⇒ L = 259, 45uH (4.4)

Com isto obteve-se o valor da indutância necessária para o projeto. Desta forma oprojeto do indutor foi desenvolvido e será apresentado abaixo.

Primeiramente calculou-se a energia elétrica necessária para o indutor, para isto utilizou-se como parâmetro uma indutância de 270uH para empregar valores comerciais, e umacorrente de 15A, um pouco maior que a calculada devido a um coeficiente de segurança.Com isto obteve-se;

Eelemax = L.Ipico2

2 ⇒ Eelemax = 270u.152

2 ⇒ Eelemax = 30, 375mJ (4.5)

Após este processo, foi calculado o núcleo de ferrite necessário para aguentar tal ener-gia, para isto o produto das áreas (Ap) foi calculado, e para isso foram utilizados osseguintes valores;

Kj = 397Ku = 0, 4B = 0, 3TZ = 1, 136

E = 30, 375mJ

Na seguinte equação;

Ap =(

2.Eelemax .104

Ku.Kj.Bmax

)Z

⇒ Ap =(

2.30, 375m.104

0, 4.397.0, 3

)1,136

⇒ Ap = 18, 0273 (4.6)

Com isto de acordo com o fabricante Thornton o núcleo de ferrite EE necessário parao indutor deveria ser o EE 65/33/26.

Continuando os passos do projeto do indutor, a etapa agora é calcular o entreferro,para isto mais informações do fabricante foram colhidas, das quais foram;

4.1. Valores de corrente, tensão e dos elementos do circuito de potência 61

Al = 7200nH/esp2 (sem entreferro)Ae = 532mm2 = 5, 32.10−4m2

Deste modo, o cálculo do fator de indutância do núcleo (Al) foi calculado para serutilizado com entreferro, assim o resultado obtido foi de;

A− l = Ae2.Bmax

2

2.Eelemax

⇒ Al = 5, 32.10−42.0, 32

2.30, 375m ⇒ Al = 419, 29nH (4.7)

E para o cálculo do entreferro, utilizando le = 0, 147m e u0 = 4π.10−7 obteve-se;

ue = Al.leu0.Ae

⇒ ue = 419, 29n.0, 1474.π.10−7.5, 32.10−4 ⇒ ue = 92, 19 (4.8)

lg = leue

⇒ lg = 147mm92, 19 ⇒ lg = 1, 594mm (4.9)

Como o núcleo EE possuí dos lados para o entreferro (lg), dividindo o valor encontradopor dois, obtém-se lg = 0, 797mm de cada lado do núcleo de ferrite EE.

O penúltimo passo do projeto é o cálculo do número de espiras, para isto tem-se;

L = Al.N2 ⇒ N =

√L

Al

⇒ N =√

270m419, 29n ⇒ N = 25, 376espiras. (4.10)

E por fim será calculado a área do cobre, ou seja, quantos fios deverão ser utilizadosem paralelo no indutor. O fio escolhido para o projeto foi o AWG20, que possui uma áreade 0,005176 cm2, os cálculos seguem a seguir.

Primeiro calculando a densidade de corrente, tem-se;

J = Kj.Ap−x⇒ J = 397.18, 0273−0, 12⇒ J = 280, 59A/cm2 (4.11)

E a área do cobre será de;

Acu = Irms

J⇒ Acu =

15√2

280, 59 ⇒ Acu = 0, 0378cm2 (4.12)

Porém como o fio AWG20 tem sua própria área de cobre, dividi-se uma pela outrapara encontrar o número de fios;

nfios = 0, 03780, 005176 = 7, 3 ≈ 8fios. (4.13)

Desta forma, concluímos o projeto do indutor como sendo um indutor de núcleo EE65/33/36 com 25,3 espiras de um fio AWG20 com 8 pares trançados e um entreferro de0,797mm de cada lado do núcleo EE como pode ser visto na figura 32.


Figura 32 – Indutor do projeto construído.

Fonte: O autor

4.1.2 Capacitores

Para o cálculo dos capacitores as fórmulas deduzidas no capitulo anterior, 3.25 e 3.26foram utilizadas. Com isto o cálculo dos capacitores C1 e C2 depende da variação dastensões intermediárias e de saída (∆Vc) que foi proposto pelo projeto 0,5%, desta formatem-se;

C1 = C2 = io2.∆Vc.f

⇒ C1 = C2 = 1, 1112.1, 8.100K ⇒ C1 = C2 = 3, 0861uF (4.14)

E seguindo o mesmo padrão para Cf , obtém-se;

Cf = io.(1−D)2.∆Vc.f

⇒ Cf = 1, 111.(1− 0, 8)2.1, 8.100K ⇒ Cf = 308, 61nF (4.15)

Estes valores encontrados serão os mínimos possíveis para o funcionamento do conver-sor, porém quanto maior a capacitância, menor será a queda de tensão devido a resistênciainterna do capacitor, desta forma os valores de capacitores escolhidos para o projeto foramde 330uF para ambos os capacitores (C1, C2 e Cf ).

4.2. Circuito de comando da chave 63

4.1.3 Chave

Para o calculo da chave como sabe-se que a tensão nela é a metade da tensão de saída,como provado no capítulo anterior, portanto utilizando-se da tensão máxima do conversorque o projeto necessita, tem-se;

Vch = Vo

2 ⇒ Vch = 3602 ⇒ Vch = 180V (4.16)

E a corrente que passará por ela será encontrada através de 3.35;

IS = D.Ii ⇒ IS = 0, 8.11, 111⇒ IS = 8, 888A (4.17)

Desta forma a chave escolhida foi um MOSFET IRFP 240 que aguenta até 20A decorrente e 200V de tensão como mostra as folhas principais de seu datasheet no anexo A.

4.1.4 Diodos

Para o cálculo dos diodos novamente as equações desenvolvidas no capítulo anteriorforam utilizadas, para encontrar D1 e D2 a equação 3.36 foi utilizada para saber a correnteque passa por eles, desta forma;

ID1 = ID2 = IL

2 = 11, 1112 = 5, 555A (4.18)

E para descobrir a corrente em D3 a equação 3.37 foi utilizada, resultando em;

ID3 = (1−D).Ii = (1− 0, 8).11, 111 = 2, 222A (4.19)

Desta forma o diodo escolhido para ambos (D1, D2 e D3) foi o MUR880 que supri 8Ade corrente e 800V de tensão como mostra a folha principal de seu datasheet no anexo B.

A partir disto a tabela 3 ajuda a organizar os componentes utilizados para o circuitode potência do protótipo. É possível observar que alguns dos componentes que foramutilizados ultrapassam para cima os valores calculados, mas isto se deve a disponibilidadecomercial deles e também a alguns componentes já existentes no laboratório da UEL.

4.2 Circuito de comando da chave

O circuito de comando será aquele que irá gerar a modulação PWM para o MOSFETfazer o chaveamento, tendo em vista isto, o circuito utilizado pode ser observado na figura33.


Tabela 3 – Componentes do circuito de potência do conversor elevador híbrido.

Elemento EspecificaçãoL 270uHC1 330uFC2 330uFCf 330uFS IRFP 240D1 MUR880D2 MUR880D3 MUR880

Fonte: O autor

Figura 33 – Circuito de comando gerador do PWM.

Fonte: O autor

Explicando um pouco o seu funcionamento temos uma onda PWM com 100kHz defrequência e 15V de tensão sendo gerada por um gerador de funções, porém a correnteque o gerador gera é muito baixa, devido a isto a onda deve passar pelo CI 4050 quepromoverá um buffer (ganho) de corrente, que irá aumentar a capacidade de drenagemde corrente de saída, gerando um pulso quadrado que será enviado para os transistoresBC337 e BC327. Estes dois transistores funcionam da seguinte forma:

Quando o sinal nas bases dos transistores é positivo, o BC337 é habilitado, o sinal+Vcc ligado ao seu coletor é levado até a chave S, colocando-a em condução.

Quando o sinal nas bases dos transistores é nulo, o BC327 é habilitado, e o sinalde terra ligado ao seu coletor é levado a chave S. Portanto, o circuito não provoca umainversão no sinal que chega ao gatilho da chave.

A tabela 4 mostra os elementos presentes no circuito de comando do CEH, e a figura34 mostra ele montado em protoboard.


Figura 34 – Circuito de comando gerador do PWM montado em protoboard.

Fonte: O autor

Tabela 4 – Componentes do circuito de comando do conversor elevador híbrido.

Elemento Especificação

QGerador de FunçõesMinipa MFG-4200

CI CD4050R1 10kΩR2 1kΩR3 15ΩT1 BC337T2 BC327

Fonte: O autor


Neste capítulo apresentou-se os procedimentos e parâmetros para a metodologia doprojeto. Alguns valores nominais do circuito foram encontrados, como variações de cor-rente e tensão no indutor e nos capacitores o que auxiliou a encontrar seus respectivosvalores nominais. Além disto os semicondutores também foram escolhidos de acordo com


os valores obtidos nos cálculos. No próximo capítulo será discutido sobre a simulação eos testes feitos em laboratório do protótipo do conversor elevador híbrido.

67

5 Resultados

5.1 Simulação

Primeiramente antes de prototipar o CEH foi feito toda a sua análise através do soft-ware específico para simulações PSIM, pois perante a simulação, de acordo com as res-postas apresentadas ter-se-ia um passo importante para a validação dos estudos efetuadosaté então. A simulação foi feita com o conversor operando em MCC e os componentessendo ideais.

Com isto a seguir serão demonstradas importantes formas de onda que auxiliarão avalidar o experimento.

5.1.1 Layout do circuito simulado em PSIM

As especificações dos componentes utilizados na simulação com seus valores nominaissão encontradas na tabela 5. Estes valores foram os obtidos com base nas equaçõesestabelecidas nos capítulos anteriores.

Tabela 5 – Valores nominais dos componentes utilizados em simulação.

Elemento EspecificaçãoVi 36VL 259,2uHC1 3,08611uFC2 3,08611uFCf 308,611nFRo 324Ω

Condução de S 288Fonte: O autor

A figura 35 mostra o esquemático do circuito utilizado para a simulação, é possívelobservar que o circuito é simulado em malha aberta com geração de sinais fixos.

A partir disto a seguir serão apresentadas algumas formas de onda adquiridas com asimulação.

5.1.2 Formas de onda retiradas da simulação no PSIM

Sabendo que a simulação foi feita com todos os requisitos exigidos pelo projeto entãotem-se como tensão de entrada o valor de 36V e um ciclo de trabalho de 0,8. Desta formapode-se visualizar a forma de onda obtida da tensão de saída na figura 36 e aproximadana figura 37.

68 Capítulo 5. Resultados

Figura 35 – Esquemático do circuito simulado no PSIM.

Fonte: O autor

Figura 36 – Forma de onda da tensão de saída simulada no PSIM.

Fonte: O autor

A partir da figura 37 é possível observar que o projeto alcançou o valor exigido de360V na saída, com isto após descobrir a tensão de saída o principal teste a ser feito foi adescoberta da forma de onda da tensão na chave, para realmente provar que o resultadoseria a metade da tensão de saída. Dessa maneira a forma de onda da tensão na chavepoder ser observada através da figura 38.

Com base na figura 38 foi possível observar que o resultado foi plausível, alcançandoa metade da tensão de saída, ou seja, obtendo um valor de tensão máximo próximo de180V.

Outras formas de onda também serão adicionadas ao trabalho como por exemplo ascorrentes de entrada e saída, que podem ser visualizadas nas figuras 39 e 40, respectiva-mente.

Portanto como demonstrado nas equações 4.2 para a corrente de saída e 4.3 para a

5.1. Simulação 69

Figura 37 – Forma de onda aproximada da tensão de saída simulada no PSIM.

Fonte: O autor

Figura 38 – Forma de onda da tensão na chave simulada no PSIM.

Fonte: O autor

corrente de entrada, provamos que as deduções desenvolvidas nos capítulos anterioresestão corretas.

Agora será apresentado a forma de onda da corrente que passa nos diodos D1 e D2,ela está representada na figura 41.

Por fim, como é visto na figura 41 também é possível provar o valor encontrado naequação 4.18 homologando desta forma o projeto.


Figura 39 – Forma de onda da corrente de entrada simulada no PSIM.

Fonte: O autor

Figura 40 – Forma de onda da corrente de saída simulada no PSIM.

Fonte: O autor

5.2 Prototipagem do circuito

Após toda a análise, encontrada nas formas de onda adquiridas na simulação, quemostra o circuito de maneira ideal (em MCC), iniciou-se a montagem do protótipo. Como protótipo do CEH pronto, os resultados foram colhidos no Laboratório de Eletrônica dePotência da UEL. Para que os testes pudessem ser feitos foram utilizados materiais como,um osciloscópio TBS 1062 da Tektronix, fontes de tensão para a alimentação do circuitode comando e do próprio CEH, multímetros e um reostato de 1kΩ e 1KW.

5.2. Prototipagem do circuito 71

Figura 41 – Forma de onda da corrente nos diodos D1 e D2 simulada no PSIM.

Fonte: O autor

5.2.1 Desenvolvimento da Placa de circuito impresso (PCB)

Para a montagem da placa, foi utilizado o software EAGLE, no qual primeiramentefoi montado o esquemático, visto na figura 42.

Figura 42 – Esquemático para a montagem da PCB no software EAGLE.

Fonte: O autor

Através da figura 42 é possível observar que outros componentes que não estavam


presentes na simulação foram adicionados na placa, dos quais podemos citar jumperspara entrada e saída de tensão e medições de grandezas, um capacitor em paralelo como capacitor de saída Cf , responsável pelo desacoplamento, ou seja, filtrar o ruído dasfaixas de alimentação, e por fim um snubber conectado ao MOSFET, que devido asindutâncias e capacitâncias parasitas existentes nos semicondutores e nas trilhas, elesficam responsáveis pelo amortecimento das oscilações de alta frequência gerados duranteos processos de comutação.

Este snubber foi devidamente calculado para ser inserido no circuito, a seguir vemosos cálculos utilizados e o circuito dele com os devidos componentes através da figura 43;

Figura 43 – Circuito do Snubber acoplado ao MOSFET do CEH.

Fonte: O autor

Com Vmax = 280V como coeficiente de segurança e a potência sendo a máxima aguen-tada pelo resistor, tem-se R sendo;

R = Vmax2

P= 2802

1, 6 = 49702, 5 = 50kΩ (5.1)

Para o cálculo do capacitor sendo t o período que a chave permanece ligada, temost=8us devido ao período completo ser 10us e um ciclo de trabalho de 0,8; então encontra-seC sendo;

C = −tR.ln.

(Vc(t)Vc(0)

) = −8u50k.ln

(180280

) = 36pF (5.2)

Para o diodo foi utilizado o 1N5406 um diodo ultra rápido que suporta 3A de correntee 600V de tensão reversa.

Desta forma foi citado todos os componentes presentes na placa.A partir do esquemático feito no software EAGLE foi gerada a sua PCB, as figuras 44

e 45 mostram a disposição dos componentes e as trilhas, respectivamente.


Observa-se que foram feitas trilhas bem grossas para aguentar o nível de potência e acorrente na placa. E a disposição dos componentes ficou bem equilibrada. A imagem doconversor montado pode ser observada através da figura 46.

Figura 44 – Disposição dos componentes na placa de circuito impresso do CEH.

Fonte: O autor

Figura 45 – Trilhas da placa de circuito impresso do CEH.

Fonte: O autor


Figura 46 – Circuito de potência montado em PCB.

Fonte: O autor

5.2.2 Formas de onda do protótipo

Nesta parte do trabalho será mostrado as formas de onda adquiridas nos testes fei-tos com o protótipo já finalizado, o protótipo completo contendo ambos os circuitos depotencia e comando pode ser visualizado através da figura 47.

Ao iniciar os testes, constatou-se que as fontes de alimentação presentes no Laboratóriode Eletrônica de Potência da UEL não eram capazes de gerar a corrente necessária paraalcançar-se o máximo possível do conversor elevador híbrido projetado. Com isto os testesfeitos e apresentados neste trabalho serão de acordo com o máximo de potencial que afonte de alimentação conseguiu gerar na entrada do CEH.

Ao todo foram feitos 4 testes diferentes com 4 ciclos de tarefa diferentes, sendo eles0,5; 0,6; 0,7 e 0,8. Para os testes com ciclo tarefa de 0,5; 0,6 e 0,7 a tensão de entradaalcançada pela fonte foi de 31,6V e a corrente de 2,9A. Já para o teste com 0,8 de ciclode trabalho a fonte alcançou a tensão de entrada de 29,2V e a corrente de 2,9A. Os testesserão mostrados a seguir.


Figura 47 – Protótipo completo do Conversor Elevador Híbrido.

Fonte: O autor

5.2.2.1 Teste com ciclo de tarefa (DC) de 0,5

Primeiramente será visto o sinal PWM saindo do gerador de funções, isto é represen-tado pela figura 48.

Nesta figura 48 é possível ver que a frequência está muito próxima dos 100kHz e ociclo tarefa bem próximo de 50%.

Para este único caso será observado a forma de onda na saída do circuito de comandovisto na figura 33, logo após os transistores BC337 e BC327 e o resistor de 15KΩ. Estaforma de onda é vista através da figura 49.

Como citado anteriormente neste estágio haverá um ganho de corrente para que oMOSFET possa executar o chaveamento.

Agora teremos na figura 50 a forma de onda da tensão de saída do CEH.Nela observa-se uma tensão CC com 85,8V. Para provar o objetivo deste conversor,

foi medida a tesão no MOSFET, e esta forma de onda é observada em 51.A partir da figura 51 pode-se provar a funcionalidade do conversor elevador híbrido,

pois o valor máximo da tensão obtida na chave foi de 40,7V. Um valor muito próximo


Figura 48 – Sinal da saída do gerador de funções para o teste com DC=0,5

Fonte: O autor

Figura 49 – Sinal da saída do circuito de comando para o teste com DC=0,5

Fonte: O autor

da metade da tensão de saída, que não pôde ser idêntico devido a algumas discrepânciasimpostas pelo circuito em si e seus componentes, outro ponto foi que o ganho alcançadopelo conversor não foi o mesmo visto em simulação devido ao problema encontrado com


Figura 50 – Forma de onda da tensão de saída do CEH para o teste com DC=0,5

Fonte: O autor

Figura 51 – Forma de onda da tensão na chave do CEH para o teste com DC=0,5

Fonte: O autor

a fonte de tensão.





Fonte: O autor


Agora teremos na figura 53 a forma de onda da tensão de saída do CEH.Nela observa-se uma tensão CC com 89,8V. Para provar o objetivo deste conversor,

foi medida a tesão no MOSFET, e esta forma de onda é observada em 54.A partir da figura 54 novamente pode-se provar a funcionalidade do conversor elevador

híbrido, pois o valor máximo da tensão obtida na chave foi de 41,9V. Um valor muitopróximo da metade da tensão de saída, que não pôde ser idêntico devido a algumasdiscrepâncias impostas pelo circuito em si e seus componentes, outro ponto foi que oganho alcançado pelo conversor não foi o mesmo visto em simulação devido ao problemaencontrado com a fonte de tensão.






Fonte: O autor


Fonte: O autor

Agora teremos na figura 56 a forma de onda da tensão de saída do CEH.Nela observa-se uma tensão CC com 118V. Para provar o objetivo deste conversor, foi

medida a tesão no MOSFET, e esta forma de onda é observada em 57.



Fonte: O autor


Fonte: O autor

A partir da figura 57 novamente pode-se provar a funcionalidade do conversor elevadorhíbrido, pois o valor máximo da tensão obtida na chave foi de 58,1V. Um valor muitopróximo da metade da tensão de saída, que não pôde ser idêntico devido a algumas



Fonte: O autor

discrepâncias impostas pelo circuito em si e seus componentes, outro ponto foi que oganho alcançado pelo conversor não foi o mesmo visto em simulação devido ao problemaencontrado com a fonte de tensão.




Agora teremos na figura 59 a forma de onda da tensão de saída do CEH.

Nela observa-se uma tensão CC com 164V. Para provar o objetivo deste conversor, foimedida a tesão no MOSFET, e esta forma de onda é observada em 60.

A partir da figura 60 novamente pode-se provar a funcionalidade do conversor elevadorhíbrido, pois o valor máximo da tensão obtida na chave foi de 80,8V. Um valor muitopróximo da metade da tensão de saída, que não pôde ser idêntico devido a algumasdiscrepâncias impostas pelo circuito em si e seus componentes, outro ponto foi que oganho alcançado pelo conversor não foi o mesmo visto em simulação devido ao problemaencontrado com a fonte de tensão.



Fonte: O autor


Fonte: O autor



Fonte: O autor

5.2.2.5 Análise dos resultados

A partir do gráfico obtido pela interpolação dos dados demonstrado na figura 61, épossível perceber que a tensão de saída cresce exponencialmente em relação ao ciclo detarefa. Caso a fonte de alimentação tivesse alcançado a corrente para gerar a potêncianecessária na saída, era possível observar o valor esperado de 360V, visto que todos osdados correspondentes em simulações apontam para um resultado favorável, provando ateoria existente por trás do conversor elevador híbrido.


Neste capítulo foi possível observar toda a análise teórica e experimental feita emcima do CEH, onde foi apresentado diversas formas de onda, obtidas tanto em simulação,quanto em testes de bancada. A partir destas formas de onda, foi possível notar que asdeduções feitas em capítulos anteriores foram plausíveis. Além disto devido aos testes debancada, foi possível observar o funcionamento do conversor gerando metade da tensãode saída na chave, concluindo a necessidade do projeto.


Figura 61 – Gráfico da tensão de saída do CEH x Ciclo de tarefa (DC).

Fonte: O autor

85

6 Discussões e Conclusões

Neste trabalho foi analisado e desenvolvido uma nova topologia de conversor Boost,o Conversor Elevador Híbrido que através de dois capacitores no ramo da chave tem opapel de alcançar um ganho duas vezes maior que o conversor boost tradicional, além degerar uma tensão na chave sendo a metade da tensão de saída do conversor.

Com isto, antes do desenvolvimento do CEH foram vistas outras topologias diferen-tes, o que fez entender que todas as novas topologias partem do boost tradicional paraseus desenvolvimentos, e então devido a sua necessidade, estudam e desenvolvem novastopologias que acabarão por ser utilizadas para novos estudos no futuro.

Desta forma através do estudo do boost tradicional, foi observado que o CEH nadamais era do que dois boosts tradicionais em série, e que o seu ganho seria a soma destedois conversores, gerando um ganho duas vezes maior que o seu pioneiro.

A partir disto as demonstrações foram feitas e de acordo com os cálculos realmenteesta teoria foi provada, porém, além do ganho outras incógnitas do circuito tambémforam encontrados, como variações de corrente e tensão no indutor e nos capacitores oque auxiliou a encontrar seus respectivos valores nominais.

Com todo o circuito demonstrado o passo seguinte foi escolher os parâmetros queseriam utilizados e a partir deles, todos os valores nominais foram encontrados.

De acordo com as especificações foi montado o circuito no software PSIM e o mesmo foisimulado de maneira que os resultados encontrados em simulação foram todos plausíveiscomo demonstrados no capítulo anterior.

Então após concluir através das simulações que o projeto funcionava, foi feita a placade circuito impresso (PCI) com a adição de alguns componentes que auxiliariam o circuitoa funcionar melhor, como um snubber na chave e um capacitor de desacoplamento na saídado circuito.

Deste modo após o protótipo ficar pronto os testes de bancada foram feitos, porém,devido a fonte de alimentação presente no Laboratório de Eletrônica de Potência daUEL não alcançar a corrente para gerar a potência de saída necessária, não conseguiu-seobservar a máxima capacidade do CEH projetado.

Porém mesmo sem alcançar seu máximo potencial, foi possível observar seu funcio-namento de acordo com os testes e os resultados obtidos, pois em todos os testes desen-volvidos, com ciclos de trabalho diferentes, a tensão na chave sempre encontrou-se muitopróxima da metade da tensão de saída do conversor, provando desta forma o seu funciona-mento. Porém o ganho obtido com os experimentos no protótipo não pode ser o esperadodevido ao problema com a fonte de tensão.

Além disto a partir do gráfico da figura 61, os resultados mostram que ao aumentaro ciclo de trabalho no circuito de comando, a tensão de saída também aumenta de uma

86 Capítulo 6. Discussões e Conclusões

maneira exponencial.Portanto após toda a análise do trabalho desenvolvida, alguns pontos são destacados

a favor do CEH, dos quais serão citados:

• Controlabilidade maior comparado ao boost tradicional;

• Melhoria no estresse da chave, reduzindo o mesmo a metade;

• Utilização de uma chave menor para o mesmo ganho de tensão comparado a umboost tradicional;

• Utilização de indutores menores pois a demonstração provou que sua corrente noindutor é a metade do conversor boost tradicional;

• Gera o dobro da saída de um boost tradicional;

• Porém para a sua construção um número maior de componentes deve ser utilizadoem relação ao boost tradicional.

Desta forma, após tudo isto, foi possível registrar que a teoria condiz com a práticacomo queria-se demonstrar.

6.1 Trabalhos Futuros

Para trabalhos futuros propõe-se aplicar um controle digital em malha fechada noconversor através de um DSC, a fim de gerar a forma de onda da tensão de saída doconversor mais suave e com menos oscilações.

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Referências

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88 Referências

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http://www.sadl.com.br/servicos/energia-solar

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ANEXO A – Datasheet IRFP240

90 ANEXO A. Datasheet IRFP240

91

ANEXO B – Datasheet MUR880

Documents

ConversorElevadorHíbridocomdobrador detensãonoramodachave · que estabelece as condições gerais para o acesso de micro e mini geração de energia elétrica (RESOLUÇÃO NORMATIVA