ESTUDO COMPARATIVO DE TÉCNICAS DE CASCATEAMENTO DE … · A Deus, pela minha saúde e por mais esta vitória, enfim por tudo. À minha mãe, Maria Rita, e ao meu pai, Gilberto Cipriano,

UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE

CENTRO DE TECNOLOGIA

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

E DE COMPUTAÇÃO

ESTUDO COMPARATIVO DE TÉCNICAS DE CASCATEAMENTO

DE SUPERFÍCIES SELETIVAS EM FREQUÊNCIA

ROBSON HEBRAICO CIPRIANO MANIÇOBA

Dissertação de Mestrado submetida ao corpo docente da

Coordenação do Programa de Pós-graduação em Engenharia

Elétrica e de Computação da Universidade Federal do Rio

Grande do Norte como parte dos requisitos necessários para

obtenção do grau de MESTRE EM ENGENHARIA

ELÉTRICA.

Orientador: Prof. Dr. Adaildo Gomes d’Assunção – UFRN – CT – DEE.

Co-Orientador: Prof. Dr. Antonio Luiz Pereira de Siqueira Campos – IFRN.

NATAL – RN

2009

Livros Grátis

http://www.livrosgratis.com.br

Milhares de livros grátis para download.

Divisão de Serviços Técnicos

Catalogação da Publicação na Fonte. UFRN / Biblioteca Central Zila Mamede

Maniçoba, Robson Hebraico Cipriano. Estudo comparativo de técnicas de cascateamento de superfícies seletivas em frequência / Robson Hebraico Cipriano Maniçoba. – Natal, RN, 2009. 72 f. Orientador: Adaildo Gomes d’Assunção. Co-orientador: Antonio Luiz Pereira de Siqueira Campos. Dissertação (Mestrado) – Universidade Federal do Rio Grande do Norte. Centro de Tecnologia. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e da Computação.

1. FSS – Dissertação. 2. Técnicas de cascateamento – Dissertação. 3. Pacthes Retangulares – Dissertação. I. D’Assunção, Adaildo Gomes. II. Campos, Antonio Luiz Pereira de Siqueira. III. Universidade Federal do Rio Grande do Norte. IV. Título.

RN/UF/BCZM CDU 621.396.67 (04.3)

ii

ESTUDO COMPARATIVO DE TÉCNICAS DE

CASCATEAMENTO DE SUPERFÍCIES SELETIVAS EM

FREQUÊNCIA

ROBSON HEBRAICO CIPRIANO MANIÇOBA

Dissertação de Mestrado em Engenharia Elétrica, aprovada em 12 de agosto de 2009, pela banca examinadora, composta pelos seguintes membros:

Prof. Dr. Adaildo Gomes d’Assunção (Orientador) .................. DEE/UFRN

Prof. Dr. Antonio Luiz Pereira de Siqueira Campos (Co-orientador) .. IFRN

Prof. Dr. Alfrêdo Gomes Neto .............................................................. IFPB

Prof. Dr. Gervásio Protásio dos Santos Cavalcante ............................ UFPA

Prof. Dr. Glauco Fontgalland .............................................................. UFCG

Prof. Dr. Laércio Martins de Mendonça .................................... DEE/UFRN

NATAL - RN

iii

A todos aqueles que eu amo, com carinho.

iv

AGRADECIMENTOS

A Deus, pela minha saúde e por mais esta vitória, enfim por tudo.

À minha mãe, Maria Rita, e ao meu pai, Gilberto Cipriano, por tudo que sou

hoje e por tudo que eles tem me dado durante todos estes anos.

Às minhas irmãs, Sabrina e Cecília, pelo carinho, paciência e estímulo.

À Ana Lúcia pelo carinho, paciência, incentivo, e estímulo.

Ao Prof. Adaildo Gomes d’Assunção, por tudo o que ele representa como

Educador, Pesquisador, Professor, Orientador e Amigo.

Ao Prof. Antonio Luiz Pereira de Siqueira Campos, pela amizade, estímulo e

incentivo durante a orientação deste trabalho.

Ao Prof. Alfrêdo Gomes Neto do GTEMA – IFPB, pela grande ajuda na

obtenção dos resultados experimentais.

Aos Professores: Ronaldo Martins, Laércio Mendonça, Sandro Gonçalves e

Ranilson Carneiro, pelo incentivo e estímulo durante a realização deste trabalho.

Aos amigos: Gustavo, Ricardo, Valdez, Thiago Esteves, Nei Rossatto, e em

especial aos amigos Lincoln e Iradilson, pela presença constante e ajuda incondicional

durante a realização deste trabalho.

Aos demais professores, funcionários e amigos do Departamento de Engenharia

Elétrica – DEE, do Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica e da

Computação – PPgEEC e do Instituto Nacional de Ciência e Tecnologia de

Comunicações sem Fio – INCT/CSF.

À CAPES pelo suporte financeiro.

v

RESUMO

Este trabalho apresenta uma análise teórica e numérica do cascateamento de

superfícies seletivas de frequência, que usa patches retangulares e fractais de Koch

triangular como elementos.

Para isto, são utilizadas duas técnicas de cascateamento, visando à determinação

das características de transmissão e de reflexão.

Superfícies seletivas de frequência abrangem uma grande área das

Telecomunicações e têm sido largamente utilizadas devido a seu baixo custo, peso

reduzido e possibilidade de se integrar com outros circuitos de microondas. Elas são

especialmente importantes em diversas aplicações, como aviões, sistemas de antenas,

radomes, foguetes, mísseis, etc. Aplicações de FSS em faixas de freqüência elevadas

têm sido investigadas, assim como aplicações destas estruturas em cascata ou

multicamadas, e FSS ativas.

Especificamente, as análises usam a teoria de circuitos de microondas, em

conjunto com os harmônicos de Floquet, permite a obtenção das expressões dos

parâmetros de espalhamento de cada estrutura e também da estrutura composta por duas

ou mais FSS.

Nesse trabalho, são apresentados resultados numéricos para as características de

transmissão. São feitas comparações com resultados experimentais e também com

resultados simulados utilizando o software comercial Ansoft Designer® v3.

São apresentadas, ainda, sugestões de continuidade do trabalho.

PALAVRAS-CHAVE: FSS, Técnicas de cascateamento, Patches Retangulares,

Fractais de Koch, Harmônicos de Floquet.

vi

ABSTRACT

This work presents a theoretical and numerical analysis for the cascading of

frequency selective surfaces, which uses rectangular patches and triangular Koch

fractals as elements.

Two cascading techniques are used to determine the transmission and reflection

characteristics.

Frequency selective surfaces includes a large area of Telecommunications and

have been widely used due to its low cost, low weight and ability to integrate with

others microwaves circuits. They’re especially important in several applications, such as

airplane, antennas systems, radomes, rockets, missiles, etc.. FSS applications in high

frequency ranges have been investigated, as well as applications of cascading structures

or multi-layer, and active FSS.

Furthermore, the analyses uses the microwave circuit theory, with the Floquet

harmonics, it allows to obtain the expressions of the scattering parameters of each

structure and also of the composed structure of two or more FSS.

In this work, numeric results are presented for the transmission characteristics.

Comparisons are made with experimental results and simulated results using the

commercial software Ansoft Designer® v3.

Finally, some suggestions are presented for future works on this subject.

KEY-WORDS: FSS, Cascading techniques, Rectangular Patches, Koch Fractals,

Floquet harmonics.

vii

SUMÁRIO

Capítulo 1 – Introdução 13

Capítulo 2 – Fundamentação Teórica das Estruturas Periódicas 15

2.1 – Introdução 15

2.2 – Arranjos passivos e arranjos ativos 16

2.3 – Definições de FSS 17

2.4 – Formas dos elementos de uma FSS 19

2.5 – Dimensões dos elementos 20

2.6 – Técnicas de análises 21

2.7 – Técnicas de medição 22

2.8 – Aplicações 24

2.9 – Conclusão 29

Capítulo 3 – Técnicas de Cascateamento 30


3.2 – Parâmetros de espalhamento 31

3.3 – Técnica 1 33

3.4 – Técnica 2 35


Capítulo 4 – Resultados Numéricos e Experimentais 43


4.2 – Resultados Numéricos e Experimentais 45


Capítulo 5 – Conclusão 59

Apêndice A – Setup de Medição 61

A.1 – Setup de medição 61

Apêndice B – Fluxogramas das Rotinas Computacionais 65

B.1 – Fluxograma da rotina desenvolvida para técnica 1 65

B.2 – Fluxograma da rotina desenvolvida para técnica 2 66

Referências Bibliográficas 67

viii

LISTA DE FIGURAS

Figura 2.1 – Geometria de uma estrutura periódica. 15

Figura 2.2 – Arranjo periódico: Caso passivo e Caso ativo. 17

Figura 2.3 – Tipos de elementos de uma FSS.

(a) Elementos do tipo abertura.

(b) Elementos do tipo patch condutor.

18

Figura 2.4 – Formas dos elementos de uma FSS. 19

Figura 2.5 – Exemplo de elemento para uma FSS. 20

Figura 2.6 – Medição em câmara anecóica. 22

Figura 2.7 – Sistema para medição em uma FSS. 23

Figura 2.8 – Medidor de precisão de FSS. 24

Figura 2.9 – Antena refletora de alto ganho usado na nave Voyager. 25

Figura 2.10 – Antena refletora composta, com uma FSS. 26

Figura 2.11 – Escaneador espacial de freqüência. 26

Figura 2.12 – FSS ativa. 27

Figura 2.13 – Exemplo de FSS em cascata. 28

Figura 2.14 – Aplicação de FSS em janelas eficientes. 29

Figura 3.1 – Representação de um circuito de microondas. 31

Figura 3.2 – Cascateamento de N FSSs. 33

Figura 3.3 – Cascateamento de FSSs, vista lateral. 35

Figura 3.4 – Vista superior de uma FSS. 36

Figura 3.5 – Comparação entre sistemas com periodicidades iguais e diferentes.

(a) Periodicidade igual, T1 = T4 = Tsys.

(b) Periodicidade diferente, 2T1 = T4 = Tsys.

42

Figura 4.1 – FSS e suas dimensões, todas em mm.

(a) FSS para 9,5 GHz.

(b) FSS para 10,5 GHz.

43

Figura 4.2 – Forma do elemento fractal de Koch.

(a) Nível 1.

(b) Nível 2.

44

Figura 4.3 – Estruturas cascateadas. 44

Figura 4.4.1 – Característica de transmissão para as estruturas 1 e 2. 46

ix

Figura 4.4.2 – Característica de transmissão para as estruturas 3 e 4. 46

Figura 4.4.3 – Característica de transmissão para o cascateamento das estruturas 1

e 2 separadas por uma camada de ar com espessura igual à 1,5 mm.

47

Figura 4.4.4 – Comparação entre os resultados obtidos pelas técnicas de

cascateamento e o resultado simulado para o cascateamento das estruturas 1 e 2

separadas por uma camada de ar com espessura igual à 1,5 mm.

47



48




48



49




49



51




51



52




52



53




53



54

x




54



55




55



56




56



57




57

Figura A.1 – Detalhes dos parafusos, porcas e separações. 61

Figura A.2 – Setup para medição da curva de referência. 62

Figura A.3 – Características de transmissão para a referência, e para os valores

medidos com referência e após a retirada desta.

63

Figura A.4 – Setup para medição das estruturas 1 e 2. 63

Figura A.5 – Detalhe da separação entre as estruturas, realização do

cascateamento.

64

Figura A.6 – Medição do cascateamento das estruturas 3 e 4. 64

xi

LISTA DE SÍMBOLOS E ABREVIATURAS

FSS Frequency selective surface (Superfície seletiva de freqüência)

WLAN Wireless Local Area Network (Redes locais sem fio)

ERB Estação Rádio Base

1 2,a a Ondas de entrada

1 2,b b Ondas de saída

,m n Harmônicos de Floquet

xmk Número de onda dos harmônicos espaciais de Floquet na direção x

ynk Número de onda dos harmônicos espaciais de Floquet na direção y

inc

xk Harmônico incidente na direção x

inc

yk Harmônico incidente na direção y

( , )V

± ± Ondas de tensão de Floquet

j Imaginário igual a 1−

mnγ Constante de propagação

µ Permeabilidade magnética

εr Permissividade elétrica relativa

ω Frequência angular

F% Vetor potencial magnético

( , )Sx yE

+% Transformada de Fourier do campo elétrico espalhado em x e y na

direção positiva de z

( , )Sx yE

−% Transformada de Fourier do campo elétrico espalhado em x e y na

direção negativa de z

( , )refx yE Campo elétrico refletido nas direções x e y

( , )transx yE Campo elétrico transmitido nas direções x e y

( , )totalx yE

+% Transformada de Fourier do campo elétrico total em x e y na direção

positiva de z

( , )totalx yE

−% Transformada de Fourier do campo elétrico total em x e y na direção

negativa de z

xii

0k Número de onda no espaço livre

mnY Admitância para o modo TE

π Número pi

W Largura do patch

L Comprimento do patch

h Espessura do substrato dielétrico

d Espessura da camada de ar

xT Período da célula na direção x

yT Período da célula na direção y

sys xT Período global do sistema na direção x

sys yT Período global do sistema na direção y

incθ Ângulo de incidência em relação ao eixo z (elevação)

incφ Ângulo de incidência em relação ao eixo x (azimutal)

δ Delta de Kronecker

0Z Impedância característica

11 12 21 22, , ,S S S S Parâmetros de espalhamento

(1) (1) (1) (1)11 12 21 22, , ,S S S S Parâmetros de espalhamento da primeira estrutura

(2) (2) (2) (2)11 12 21 22, , ,S S S S Parâmetros de espalhamento da segunda estrutura

TC Coeficiente de transmissão para o cascateamento através da técnica 1

RC Coeficiente de reflexão para o cascateamento através da técnica 1

τ Definição do coeficiente de transmissão

Γ Definição do coeficiente de reflexão

nR Coeficiente de reflexão para cada estrutura

nT Coeficiente de transmissão para cada estrutura

( , )P m n Potência no m, n-ésimo harmônico de Floquet

Rz Interface mais acima em uma FSS

Lz Interface mais abaixo em uma FSS

CS Matriz de espalhamento para o cascateamento através da técnica 2

13

CAPÍTULO 1

Introdução

Com o avanço tecnológico ocorrido nos últimos anos houve uma necessidade

crescente de implementação de dispositivos, com dimensões e peso cada vez menores,

para aplicações diversas, tal como na atividade aeroespacial. Uma atenção especial tem

sido dedicada ao estudo de superfícies seletivas de frequência (Frequency Selective

Surface – FSS), principalmente no que diz respeito a aplicações que exigem

características multi-bandas para estas estruturas.

As estruturas de FSS são formadas por elementos do tipo patch ou por elementos

do tipo abertura, ou ainda, uma combinação dos dois tipos de elementos. Estruturas de

FSS com elementos do tipo abertura podem ser usadas para fornecer características

passa-faixa. Em outras palavras, para a frequência de operação da antena o sinal passa

através da estrutura com um mínimo de perdas de inserção. Consequentemente, para

frequências fora da banda o sinal é refletido, já as estruturas de FSS com elementos do

tipo patch condutor podem ser usadas para fornecer características rejeita-faixa, ou seja,

para a frequência de operação da antena o sinal é totalmente refletido.

As estruturas periódicas têm um grande número de aplicações e têm contribuído

significativamente para melhorar o desempenho dos circuitos de comunicações. A

questão da largura de banda tem sido um dos problemas na teoria de FSS, uma das

soluções encontrada para resolver este problema é uso de estruturas em cascata, ou

estruturas multicamadas.

As estruturas em cascata além de uma solução para a questão da largura de

banda apresentam, em alguns casos, estabilidade angular e em frequência e

características multi-banda.

Muitas aplicações de FSS multicamadas, ou seja, em cascata têm sido

encontradas na literatura, como por exemplo, o cascateamento de estruturas com a

finalidade de bloquear sinais de comunicação.

Neste trabalho, é efetuada uma análise de duas técnicas de cascateamento de

superfícies seletivas de frequência, separadas por uma camada de ar, utilizando quatro

formas de elementos diferentes.

Introdução

14

No Capítulo 2, é apresentada uma descrição das superfícies seletivas de

frequência, mostrando-se um breve histórico, definição de estruturas periódicas, os tipos

e as formas de elementos mais usados, técnicas de medições e aplicações, dentre outros

aspectos.

No Capítulo 3, é apresentada a formulação do cascateamento de superfícies

seletivas de frequências, através de duas técnicas apresentadas na literatura.

No Capítulo 4, são apresentados os resultados numéricos para as características

de transmissão para o cascateamento de FSS, através das técnicas descritas, usando

elementos do tipo patch retangular em um primeiro momento, e elementos com formas

mais complexas, fractal de Koch triangular níveis 1 e 2 em um segundo momento, para

valores diferentes de separação pela camada de ar entre eles.

Finalmente, no Capítulo 5, são apresentadas as conclusões dos principais

aspectos abordados neste trabalho e encaminhadas sugestões para a sua continuidade.

15

CAPÍTULO 2

Fundamentação Teórica das Estruturas Periódicas

2.1 – Introdução

Estruturas periódicas planares bidimensionais, Figura 2.1, tem atraído uma

grande parte da atenção devido à propriedade sugestiva de filtragem de frequência [1].

Figura 2.1 – Geometria de uma estrutura periódica.

Uma superfície periódica é basicamente um conjunto de elementos idênticos

dispostos bidimensionalmente formando um arranjo infinito [2].

Um arranjo periódico formado por patches condutores ou elementos de abertura

é conhecido como uma Superfície Seletiva de Frequência (Frequency Selective Surface -

FSS). Similares aos filtros de frequência utilizados nos tradicionais circuitos de

radiofrequência (Radio Frequency – RF), as FSS podem apresentar comportamento

espectral de filtros passa-baixa ou filtros passa-faixa, dependendo do tipo de elemento

arranjado (isto é, patch ou abertura).


16

Mais recentemente, a capacidade de uma FSS tem sido aumentada pela adição de

dispositivos ativos embutidos na célula unitária da estrutura periódica. A incorporação

de dispositivos que forneçam ganho ou a não linearidade em uma FSS permite o

desenvolvimento de arranjos com numerosas capacidades adicionais, incluindo

oscilação, amplificação, e multiplexação. Os arranjos ativos caracterizam-se por ser uma

FSS planar simples com alguns elementos ativos (um ou dois), embutidos na célula

unitária da FSS, operando mais como um feixe de propagação não confinado do que

como um sinal de RF propagando-se em uma estrutura de onda guiada (guia de onda,

microfita ou linha de fita).

Muitos parâmetros e princípios de projeto são associados às estruturas

periódicas, tais como, tipo e forma do elemento, dimensões da célula unitária, tipos de

materiais dielétricos e as espessuras dos substratos empregados, lóbulos de

gradeamento, anomalias de Wood, etc. [1].

As FSS, que encontram difundidas aplicações como filtros para microondas e

sinais ópticos, tem sido o assunto de extensivos estudos [3].

2.2 – Arranjos passivos e arranjos ativos

Fundamentalmente, qualquer arranjo periódico pode ser excitado de duas

maneiras: por uma onda plana incidente iE , ou por geradores de tensão individuais

conectados a cada elemento. No último caso, os geradores devem ter a mesma amplitude

e variações lineares de fase ao longo do arranjo ativo, para que haja a caracterização da

estrutura como uma superfície periódica.

No caso de arranjos passivos, a onda plana incidente será parte transmitida

através da estrutura tE , e parte refletida rE . Sob condições ressonantes, a amplitude do

sinal ressonante pode ser igual a iE enquanto 0tE = . É usual definir o coeficiente de

reflexão como [2]:

,r

i

E

EΓ =

(2.1)


17

Onde rE e iE em geral estão referenciados ao plano do arranjo. De forma

semelhante o coeficiente de transmissão é definido como [2]:

,t

i

E

Eτ =

(2.2)

A Figura 2.2, abaixo, ilustra os dois casos descritos.

Figura 2.2 – Arranjo periódico: Caso passivo e Caso ativo.

2.3 – Definições de FSS

Uma FSS é um arranjo periódico formado por elementos do tipo abertura ou do

tipo patch condutor. Como ilustrado na Figura 2.3, uma FSS com elementos do tipo

abertura reflete a baixas frequências e transmite a altas frequências, funcionando como

um filtro passa-faixa, enquanto que uma FSS com elementos do tipo patch condutor

transmite a baixas frequências e reflete a altas frequências, funcionando como um filtro

rejeita-faixa [1].


18

Figura 2.3 – Tipos de elementos de uma FSS. (a) Elementos do tipo abertura. (b) Elementos do tipo patch condutor.

Em uma FSS com elementos do tipo abertura, a medida em que os elementos

entram em ressonância, a estrutura vai se tornando “transparente” para a onda incidente,

até que na frequência de ressonância da estrutura, a onda é transmitida totalmente. Já em

uma FSS com elementos do tipo patch condutor, os elementos entram em ressonância e,

dessa forma, eles radiam a potência incidente na direção de reflexão, até que na

frequência de ressonância da estrutura, a onda é refletida totalmente, comportando-se

como um condutor perfeito [4].

Uma FSS pode ainda ser definida como um anteparo, anteparo-fino ou anteparo-

espesso, dependendo da espessura do elemento. O termo FSS anteparo-fino, usualmente,

refere-se a um anteparo com elementos do tipo circuito impresso, isto é, elementos tipo

pacth ou abertura, que possuem espessura menor que 0,001λ0, onde λ0 é o comprimento

de onda para a frequência de ressonância do anteparo. Em geral, a FSS anteparo-fino é

leve, apresenta um pequeno volume e pode ser fabricada com baixo custo, através da

tecnologia convencional de fabricação de circuito impresso. Por outro lado, uma FSS

anteparo-espesso, muito usada em aplicações passa-faixa (elementos do tipo abertura), é

um arranjo periódico pesado e sua fabricação requer o manuseio, caro e preciso, de um

bloco de metal espesso. A vantagem das FSS anteparo-espesso é que a razão entre a

frequência transmitida e a frequência refletida, ou banda de separação, pode ser reduzida

para 1,15, o que é necessário para antenas de satélites para comunicações

multifrequenciais avançadas [1].


19

2.4 – Formas dos elementos de uma FSS

Pode-se encontrar na literatura uma grande quantidade de pesquisas que utilizam

as mais variadas formas de elementos, onde as mais comuns são a retangular e a

circular. A Figura 2.4 ilustra algumas formas de elementos utilizados em uma FSS:

patch retangular [5], [6], patch circular [3], [7], [8], patch hexagonal [2], cruz de

Jerusalém [9], dipolo em cruz [9], [10], espira quadrada com grade [11], espira

quadrada [12], [13], espira quadrada dupla [14], espiras duplas concêntricas [15], dipolo

fino [1], [16], tripolo [2], fractal [17].

Figura 2.4 – Formas dos elementos de uma FSS.


20

Os elementos de uma FSS podem ainda ser formados a partir de uma

modificação ou combinação dos elementos típicos. Um novo tipo de elemento é

proposto em [18] chamado elemento combinado com multiperiodicidade (MPCE), onde

os elementos que compõe a FSS são formados a partir da inserção da redução do

elemento principal ou formador no interior deste. A Figura 2.5 ilustra um exemplo de

elemento para uma FSS sintonizável usando anéis com capacitâncias acopladas [19].

Figura 2.5 – Exemplo de elemento para uma FSS.

2.5 – Dimensões dos elementos

Quando um elemento de dipolo é alimentado por uma fonte de RF, e o

comprimento do dipolo é um múltiplo de meio comprimento de onda, o dipolo

ressonará e irá radiar energia. Quando muitos dipolos são dispostos como um arranjo, a

energia radiada de todos os elementos será direcionada coerentemente como se uma

reflexão estivesse ocorrendo, onde o ângulo de reflexão é igual ao ângulo de incidência.

Isto é verdade porque a corrente induzida na superfície de cada elemento tem um atraso

relativo de fase com relação aos elementos vizinhos.

Para elementos na forma de espiras quadradas e espiras circulares, a ressonância

ocorre quando o comprimento de cada meia espira é um múltiplo de meio comprimento

de onda. O comprimento da espira inteira, precisa ser então um múltiplo de um

comprimento de onda. Para evitar um nulo no diagrama de radiação, o comprimento da

espira deve ser de um comprimento de onda, ao invés de ser um múltiplo de um

comprimento de onda. No caso de uma espira circular, a medida da circunferência, para

aplicações em FSS deve ter um comprimento de onda. Para uma espira circular impressa

em substrato dielétrico, o comprimento elétrico da circunferência deve ser de um


21

comprimento de onda efetivo, e a dimensão da circunferência será então menor que um

comprimento de onda no espaço livre, esta exigência é resultado do efeito de carga do

dielétrico.

Finalizando, quando a dimensão do elemento é completamente diferente das

dimensões de ressonância , a onda incidente sobre a FSS passará como se a mesma

estivesse transparente [1].

2.6 – Técnicas de análises

Um grande número de métodos tem sido usado em análises de FSS. Encontra-se

na literatura, fórmulas aproximadas, desenvolvidas por alguns autores e pesquisadores,

para determinar as características de transmissão e reflexão em uma FSS usando

elementos do tipo patch condutores ou aberturas retangulares [20]. Um dos métodos

mais simples é o modelo do circuito equivalente, nesta análise vários segmentos de fita

que formam o elemento patch em um arranjo periódico são modelados como

componentes indutivos e capacitivos em uma linha de transmissão. Da solução deste

circuito, os coeficientes de reflexão e transmissão da FSS são encontrados. Esta técnica

usa uma aproximação quasi-estática para calcular as componentes do circuito e permite

uma rápida resposta computacional [21]. Um novo método do circuito equivalente

usando decomposição modal é proposto em [22] e é usado na análise de FSS

multicamadas.

Outro método que pode ser empregado na análise de uma FSS é o método da

expansão modal (ou equação integral) [3], [8], [23], [24], [25], este tem sido o mais

bem-sucedido na predição do desempenho de uma estrutura periódica [1]. O método dos

momentos [8] ou a técnica do gradiente conjugado [3] é usado no método da expansão

modal, e é verificado um grande esforço computacional, sendo desaconselhável para a

análise de FSS com elementos mais complexos, como por exemplo, espiras quadradas

duplas [26]. Em [27] pode-se encontrar a análise de FSS utilizando o método do vetor

potencial de Hertz.

Além das já descritas acima, uma técnica bastante difundida é técnica das

diferenças finitas no domínio do tempo (Finite-Difference Time-Domain – FDTD), esta


22

técnica possibilita a análise de qualquer tipo de elemento, bem como a análise de perdas

dielétricas e/ou magnéticas e a análise de estruturas não homogêneas [28].

O Método das Ondas (Wave Concept Interactive Procedure – WCIP), ou WCIP,

trata-se de outro método usado na análise de FSS, que apresenta uma reduzida

necessidade de esforço computacional e flexibilidade quanto à forma da estrutura planar

[29], [30].

Em conjunto com esses métodos, pode-se utilizar técnicas de inteligência

artificial, como algoritmos genéticos [31], [32], [33], [34], redes neurais [35], [36], na

análise e/ou síntese de FSS.

Uma análise de onda completa, empregando o método da linha de transmissão

equivalente em conjunto com o método de Galerkin, foi feita pelos professores Antonio

Luiz P. S. Campos, Adaildo G. d’Assunção e Marcos A. B. Melo [37], [38].

2.7 - Técnicas de medição

Vários métodos têm sido usados para medir as propriedades de transmissão e

reflexão de uma FSS. O desempenho de transmissão pode ser testado em uma câmara

anecóica, Figura 2.6, os absorvedores eliminam as reflexões [1].

Figura 2.6 – Medição em câmara anecóica.


23

A Figura 2.7 mostra um medidor que usa cornetas de ganhos padrões como

antena transmissora e receptora. É possível medir as características de transmissão TE e

TM do painel em teste posicionado entre as duas antenas cornetas, através da alteração

da polarização das antenas de vertical para horizontal. Em princípio, este medidor deve

ser capaz de medir as características de reflexão da FSS, entretanto, dados errados

poderão ser obtidos devido às difrações ocasionadas pela espessura das bordas do painel

de teste. Essas difrações podem ser atribuídas a grande largura de feixe das antenas

cornetas e ao pequeno tamanho da FSS [24].

Figura 2.7 – Sistema para medição em uma FSS.

A técnica de simulação do guia de ondas, usada regularmente em testes de

casamento de impedância em arranjos de antenas, fornece uma alternativa para

medições do desempenho de transmissão/reflexão. Entretanto, é uma técnica que produz

erros, e é limitada para polarização TE [39].

Finalmente, o medidor de precisão, com antenas cornetas e lentes, mostrado na

Figura 2.8, pode ser usado para medições, que exigem uma maior precisão, do

desempenho de transmissão e reflexão com polarizações TE e TM. Desde que um

estreito feixe Gaussiano das lentes incida sobre a FSS, o efeito de difração nas bordas é

reduzido significativamente [40].


24

Figura 2.8 – Medidor de precisão de FSS.

2.8 – Aplicações

As FSS possuem inúmeras aplicações e tem contribuído significativamente para

melhorar nossos padrões de vida. Um bom exemplo e talvez a aplicação mais conhecida

de FSS seja o anteparo da porta do forno de microondas, consistindo de um arranjo

periódico de orifícios metálicos, projetado para refletir energia na frequência de 2.45

GHz, e permitir a passagem da luz [1]. Ou seja, este anteparo funciona como um filtro

passa-faixa que deixa passar a faixa de frequência da luz visível e rejeita a faixa de

microondas.

Em um sistema de antenas com refletor duplo, uma FSS pode ser usada como

subrefletor. Alimentadores com frequências diferentes são utilizados independentemente

e colocados no foco real e virtual do subrefletor. Consequentemente, apenas um refletor

principal é necessário para operação multifreqüencial. Por exemplo, o subrefletor

formado por uma FSS utilizado na antena de alto ganho da nave espacial americana

Voyager, Figura 2.9, foi projetado para desmultiplexar as bandas X e S [41]. O

alimentador da banda S é colocado no foco do refletor principal e o alimentador da

banda X é colocado no ponto focal do refletor de Cassegrain. Note que, apenas um


25

refletor principal é necessário para esta operação em duas bandas. Desta forma, são

conseguidas reduções consideráveis na massa, volume e, o mais importante, custo da

antena com o subrefletor FSS.

Figura 2.9 – Antena refletora de alto ganho usado na nave Voyager.

Para uma antena refletora multifuncional, são necessárias FSS de alto

desempenho para desmultiplexar duas faixas próximas separadas, ou para multiplexar

três ou quatro faixas. Desta forma, uma antena refletora composta, foi desenvolvida

colocando-se uma FSS passa-faixa à margem do refletor sólido, como mostrado na

Figura 2.10 [42].

Randomes FSS com elementos do tipo abertura podem ser projetadas para

produzir características passa-faixa. Em outras palavras, o sinal passa através da antena

com um mínimo de perda de inserção. A randome pode ser projetada para combinar

com a superfície do veículo tal que um espalhamento mínimo seja conseguido [43].

A viabilidade da varredura de frequência através de estruturas periódicas tem

sido demonstrada por diversos pesquisadores [1]. A idéia é projetar FSS de maneira tal

que a onda difratada de primeira ordem se propague e sirva como um feixe varredor de

frequência, enquanto o feixe refletido é anulado, este tipo de aplicação é mostrado na

Figura 2.11.


26

Figura 2.10 – Antena refletora composta, com uma FSS.

Figura 2.11 – Escaneador espacial de frequência.


27

FSS com elementos do tipo abertura, na forma retangular ou circular, tem sido

projetada para trabalhar acoplada com células coletoras de energia solar. Este tipo de

FSS é um anteparo passa-faixa que é essencialmente transparente na faixa de frequência

onde as células solares são mais eficientes e reflete as frequências fora desta faixa [44].

Estudos de FSS ativas [45] têm sido desenvolvidos, principalmente para

aplicações que requerem alta potência e baixo custo. Nestes arranjos periódicos, as

propriedades da frequência podem ser variadas no tempo por meio do controle de

dispositivos semicondutores incorporados aos elementos impressos ou depositando

esses elementos em substratos nos quais suas propriedades possam ser ajustadas, como

por exemplo, substratos de ferrita. A Figura 2.12 mostra uma FSS ativa [46].

Figura 2.12 – FSS ativa.

Como mencionado anteriormente, existem inúmeras aplicações para FSS tais

como: filtros, FSS usadas como subrefletores, randomes FSS, etc. Nos últimos anos,

com o uso difundido dos telefones celulares, o ruído gerado pelo uso destes aparelhos

em prédios públicos, bibliotecas, salas de concertos, etc. se tornou uma questão social

em alguns países, como por exemplo, a Korea. Para resolver este problema, ondas

eletromagnéticas ou sinais podem ser bloqueados entre a ERB e o telefone celular nestes

ambientes através do uso de FSS, funcionando como filtros rejeita-faixa, colocadas

sobre paredes, janelas, ou outras aberturas [47].


28

Muitas aplicações de FSS multicamadas [48] têm sido encontradas na literatura,

como, por exemplo, o cascateamento de estruturas para bloqueio de sinais de

comunicação. A Figura 2.13 mostra um exemplo de estrutura cascateada utilizada em

bloqueio de sinais de redes sem fio WLAN (Wireless Local Area Network), a função da

FSS com elementos do tipo dipolo em cruz condutivo é atuar como um refletor dos

sinais WLAN e permitindo a passagem de sinais de telefonia celular, a característica de

absorção é alcançada colocando a segunda FSS com elementos do tipo dipolo em cruz

resistivo a frente da primeira FSS [49].

Figura 2.13 – Exemplo de FSS em cascata.

Aplicações com FSS multi-banda tem sido investigada por muitos pesquisadores

[50], pode-se encontrar na literatura aplicações de FSS com plasma sendo utilizado para

substituir a parte metálica nestas estruturas [51].

Outra aplicação bastante interessante é o uso de FSS como janelas eficientes, a

aplicação de uma camada metálica muito fina em projetos de janelas modernas é um

modo extremamente efetivo para economizar energia. Atuando como um filtro, a

camada bloqueia a radiação eletromagnética na região do infravermelho e é

completamente transparente a parte visível do espectro, assim rejeita a transferência de


29

calor de fora para dentro do ambiente no verão e vice-versa no inverno [52]. A Figura

2.14 ilustra esta aplicação.

Figura 2.14 – Aplicação de FSS em janelas eficientes.

2.9 – Conclusão

Neste capítulo, foi apresentada a fundamentação teórica das FSS, abordando

aspectos importantes como tipos e formas dos elementos, técnicas de análise, assim

como técnicas utilizadas para realizar medições, foram mostradas ainda diversas

aplicações práticas de FSS.

30

CAPÍTULO 3

Técnicas de Cascateamento


Com o passar das décadas, as FSS tem encontrado numerosas aplicações em

Telecomunicações. Além disso, para uma variedade de aplicações dessas estruturas, as

exigências colocadas nas especificações de projeto tornaram-se muito rigorosas. Foi

estabelecido que, em um sistema composto de duas ou mais FSS dispostas em camadas,

é preciso frequentemente prover os graus de liberdade necessários para o projeto e

permitir o engenheiro satisfazer as rigorosas exigências do mesmo.

Um dos problemas mais importantes na teoria de FSS é a questão da largura de

banda oferecida, um olhar mais próximo de uma FSS simples em uma única camada,

por exemplo, mostra que é muito difícil melhorar o comportamento da largura de banda.

Para resolver este problema, é necessário o uso de elementos com geometrias muito

complexas ou o uso de estruturas multicamadas, ou seja, estruturas em cascata [22].

A análise do cascateamento de FSS pode ser dividida em duas categorias gerais,

chamadas: Método exato e Método aproximado. O método exato usa tipicamente a

técnica do método dos momentos de onda completa para determinar as distribuições de

correntes desconhecidas na FSS. Essas correntes dependem fortemente da geometria dos

elementos da FSS. Se N1, N2,..., Nn são os números de distribuições de correntes

desconhecidas nas FSS, a solução pelo método dos momentos envolverá a inversão de

uma matriz com (N1+N2+...+Nn)2 elementos. O tamanho dessa matriz seria o fator

limitante que impede o uso do método exato, particularmente ao usar elementos com

geometrias complexas.

Um modo para superar estas dificuldades é empregar o método aproximado,

também conhecido como Técnica da Matriz de Espalhamento, a qual permite

representar a solução da análise de uma FSS em termos dos parâmetros de

espalhamento. Uma vantagem associada a este método é que ele permite a análise do

cascateamento de FSS incluindo geometrias complexas e diferentes [1].

Técnicas de Cascateamento de Superfícies Seletivas de Frequência

31

3.2 – Parâmetros de espalhamento

Na teoria de circuitos de microondas, um sistema típico de duas portas é

representado esquematicamente como a rede mostrada na Figura 3.1. Os Campos

incidentes e refletidos são representados através das ondas de entrada e saída, (a1, a2) e

(b1, b2), respectivamente [1].

Figura 3.1 – Representação de um circuito de microondas.

As amplitudes complexas das ondas de entrada e saída são definidas em termos

da tensão e corrente em seus respectivos planos de referência da seguinte forma [1]:

(1,2) (1,2)(1,2) 0

0 0

( , ) ( , ),

2 2

V z t I z ta Z

Z Z= +

(3.1)

(1,2) (1,2)(1,2) 0

0 0

( , ) ( , ),

2 2

V z t I z tb Z

Z Z= −

(3.2)

Onde z(1, 2) define o plano de referência como mostrado na figura acima, t é o

tempo, Z0 é a impedância característica da linha, V é a tensão calculada em z, e I é a

corrente calculada em z. As amplitudes complexas nas portas de entrada e saída podem

ser relacionadas através do uso de um conjunto de parâmetros conhecidos como

parâmetros de espalhamento (Parâmetros S) [1].


32

1 1 11 2 12

2 1 21 2 22

,

.

b a S a S

b a S a S

= +

= +

(3.3)

Estas equações podem ser resumidas na forma matricial como b = Sa, onde:

1 1 11 12

2 2 21 22

, , .a b S S

a b Sa b S S

= = =

As expressões para os parâmetros S podem ser determinadas através da

aproximação por sistemas lineares. Primeiro, supõe-se que a amplitude da onda entrante

do lado direito é igual a zero, ou seja, fazendo a2 = 0. Então se pode encontrar que:

111

1

,b

Sa

=

(3.4)

221

1

,b

Sa

=

(3.5)

Similarmente, se a1 = 0, tem-se:

112

2

,b

Sa

=

(3.6)

222

2

,b

Sa

=

(3.7)

Para um caso generalizado com n portas, a matriz de espalhamento S se torna

uma matriz de ordem n x n e os vetores a e b contém n elementos cada.

Na análise de uma FSS, a representação pela matriz de espalhamento pode ser

generalizada para incorporar propriedades dos campos eletromagnéticos incidentes e

espalhados de interesse [1].


33

3.3 – Técnica 1

Em aplicações práticas, freqüentemente cascateia-se FSS em ordem para obter as

características de transmissão desejadas. Como mostra a Figura 3.2, assume-se que

existem N estruturas em cascata. Para uma típica n-ésima FSS, seu plano de referência é

localizado em 1 2 1... nz d d d −= + + + , e seus coeficientes de transmissão e reflexão são

denotados por Tn, Rn, respectivamente [20].

Figura 3.2 – Cascateamento de N FSSs.

A interação entre as N FSS pode ser descrita através do uso das matrizes de

espalhamento. Para ser exato, as matrizes são de ordem infinita. Aqui, será usada a

interação denominada “interação em modo único”, ou seja, isto significa que somente o

lóbulo principal e não os lóbulos de gradeamento, é usado no cálculo da interação. Esta

aproximação é válida quando as distâncias entre as FSS (d1, d2,..., dn-1) são grandes em

termos de comprimento de onda.

Usando a interação em modo único, o resultado final para os coeficientes de

transmissão e reflexão para a estrutura cascateada, ou seja, os coeficientes de

transmissão e reflexão totais após o cascateamento das FSS são [20]:


34

( / ),T

C A BC D= − (3.8)

( / ),R

C C D= − (3.9)

Os termos (A, B, C, D) são calculados através dos passos seguintes. Primeiro,

para cada FSS, determina-se uma matriz de espalhamento n

S de ordem 2 x 2, onde

[20]:

22

2

2

1

,1

n

n

j kln nn

n nn

j kln

n n

R RT e

T TS

Re

T T

−

−

= −

(3.10)

1 2 1... , 1,2,...,n nl d d d n N−= + + + = (3.11)

Então, logo em seguida os termos são encontrados como [20]:

1 3 2 1... ,N NA B

S S S S SC D

−

=

(3.12)

Para o caso especial em que N = 2, isto é, o cascateamento de duas FSS, as

equações (3.8) e (3.9) são simplificadas e se tornam [20]:

1

1 2( 2 )

1 2

,1T j kd

TTC

R R e−

=−

(3.13)

1

1

2( 2 )1 2

1 ( 2 )1 2

,1

j kd

R j kd

T RC R e

R R e

−

−= +

−

(3.14)

Com relação à aproximação da interação em modo único, o resultado final em

(3.8) e (3.9) é independente da posição horizontal relativa das FSS. Em outras palavras,

contanto que os espaçamentos entre as FSS sejam mantidos, as equações (3.8) e (3.9)


35

continuam válidas mesmo quando as FSS são deslizadas ou rotacionadas em seus

respectivos planos horizontais [20].

Em aplicações práticas, deslizamento ou rotação pode ser usado para supressão

de harmônicos espaciais de ordem superior e/ou polarização cruzada [20].

A técnica descrita é válida somente para incidência normal, periodicidade das

células da FSS menores que um comprimento de onda, e para separação entre as placas

não muito pequena em termos de comprimento de onda [20].

3.4 – Técnica 2

Através do uso da aproximação no domínio espectral para analisar a resposta de

uma FSS, a qual assume-se que possui espessura infinitesimal, pode-se determinar os

campos eletromagnéticos em um plano z = zn, Figuras 3.3 e 3.4. Estes campos elétricos

são expressos em termos de um espectro discreto de ondas planas conhecido como os

harmônicos de Floquet [1].

Figura 3.3 – Cascateamento de FSSs, vista lateral.


36

Figura 3.4 – Vista superior de uma FSS.

O n-ésimo harmônico de Floquet corresponde a n-ésima porta em um sistema

com n portas para o qual um conjunto de parâmetros de espalhamento pode ser definido.

Interpretando as equações (3.4), (3.5), (3.6) e (3.7) em uma FSS, vê-se que os

parâmetros S serão as raízes quadradas das razões entre as potências espalhadas e

incidentes na FSS [1]. Cwik [53] tem definido um conjunto de parâmetros de

espalhamento que incorpora a natureza do vetor dos campos eletromagnéticos como

segue [1]:

( , )

11

( , , , , )( , , , )

( , )

xm yn xi yj L

inc

V k k k k zS m n i j

P i j

+ −

=

(3.15)

( , )

12

( , , , , )( , , , ) ,

( , )

xm yn xi yj R

inc


P i j

− −

=

(3.16)

( , )

21

( , , , , )( , , , ) ,

( , )

xm yn xi yj L

inc


P i j

+ +

=

(3.17)

( , )

22

( , , , , )( , , , ) ,

( , )

xm yn xi yj R

inc


P i j

− +

=

(3.18)

Onde R

z é a interface mais acima, e L

z é a interface mais abaixo na Figura 3.3,

ou seja, 0R

z = e L p q

z z += , ( , )

V± ± são ondas de tensão de Floquet dadas por [1]:


37

( , ) ( , )( , , , , ) ( , , , , ) ( , ),xm yn xi yj RV k k k k z f m n i j z P m n± ± ± ±= % (3.19)

Referindo-se ao sistema de coordenadas da Figura 3.3, vê-se que a notação

( ,± ± ) associada a definição para as ondas de tensão indica a direção, ambas z+ ou z− ,

da energia incidente e espalhada em um sistema de FSS. O primeiro elemento do par

corresponde as ondas espalhadas, e o segundo elemento do par corresponde as ondas

incidentes, isto é, (espalhado, incidente), então a onda de tensão de Floquet

( , ) ( , , , )V m n i j+ − contém informação sobre o m, n-ésimo harmônico refletido (na direção

z+ ) do plano referência mais abaixo, devido a i, j-ésima onda plana incidente (da

direção z− ) neste plano. Similarmente, ( , ) ( , , , )V m n i j− − contém informação sobre o m,

n-ésimo harmônico transmitido através da FSS devido a i, j-ésima onda plana incidente

no plano de referência mais abaixo. Finalmente, ( , ) ( , , , )V m n i j+ + e ( , ) ( , , , )V m n i j− +

contém informação sobre o m, n-ésimo harmônico transmitido e refletido,

respectivamente, devido a i, j-ésima onda plana incidente sobre o plano de referencia

mais acima. As ondas de tensão são definidas em termos da transformada do vetor

potencial elétrico ( , , , , )f m n i j z% . Para computar os parâmetros de espalhamento, o vetor

potencial é avaliado nos planos de referência das interfaces mais acima (R

z ) e mais

abaixo (L

z ) da FSS. Nesta situação o vetor potencial pode ser escrito como [1]:

( , ) ( , )( , , , , ) ( , , , ) ,mn zf m n i j z F m n i j eγ± ± ± ±=% % (3.20)

A constante de propagação, mn

γ , é definida através de [1]:

2 2 20

2 2 20

,

,

xm yn L

mn

xm yn R

k k k para z z

k k k para z zγ

− + − >=

+ + −


38

O fator de normalização empregado nas equações (3.15), (3.16), (3.17) e (3.18) é

a raiz quadrada da potência no m, n-ésimo harmônico de Floquet, este fator é [1]:

2 2( , ) ( ) ,xm yn mnP m n k k Y= + (3.22)

Onde:

,mnmn

Yj

γ

ωµ=

(3.23)

Os termos xm

k e yn

k são os números de onda dos harmônicos espaciais de

Floquet que determinam a natureza do espectro de campo eletromagnético espalhado.

Eles são definidos como [1]:

2,inc

xm x

x

k m kT

π= +

(3.24)

2,incyn y

y

k n kT

π= +

(3.25)

Os harmônicos incidentes são funções do ângulo de elevação, inc

θ , e do ângulo

azimutal, inc

φ , os quais são dados como [1]:

0 cos ,inc

x inc inck k senθ φ= (3.26)

0 ,inc

y inc inck k sen senθ φ= (3.27)

Do ponto de vista de projeto, normalmente é desejável ter somente um único

harmônico propagando, e os lóbulos de gradeamento de alta ordem podem ser omitidos

através da necessidade de que as dimensões da célula unitária da estrutura periódica

satisfaçam as condições / 2x

T λ< e / 2y

T λ< . Deste modo, o harmônico de ordem zero

(m=0, n=0) esta garantido como sendo a única onda de tensão de Floquet propagando

[1].


39

Com relação aos parâmetros de espalhamento, equações (3.15) à (3.18), é mais

conveniente expressar a transformada do vetor potencial, usado na definição das ondas

de tensão de Floquet, em termos das transformadas dos campos elétricos. O vetor

potencial elétrico, expresso em termos dos campos elétricos totais, é [1]:

( , )2 2

( )( , , , , ) ,total totalyn x xm y

xm yn

j k E k Ef m n i j z

k k

± ±

± ±−

=+

% %%

(3.28)

Os campos elétricos totais podem ser encontrados como segue [1]:

( , ) ( , ) ( , )( , ) ( ) ( ),total S refx y xm yn x y x y xi xm yj ynE k k E E k k k kδ δ+ += + − −% % (3.29)

( , ) ( , ) ( , )( , ) ( ) ( ),total S transx y xm yn x y x y xi xm yj ynE k k E E k k k kδ δ− −= + − −% % (3.30)

Onde ( , )ref transE são os campos elétricos refletidos e transmitidos, calculados em

0z = e p q

z z += . Estas componentes de campo são adicionadas aos campos totais

somente quando o harmônico incidente é igual ao harmônico espalhado como indicado

através do delta de Kronecker, ( ) ( )xi xm yj yn

k k k kδ δ− − nas equações (3.29) e (3.30).

Finalmente ( , )s

E+ −% é o campo espalhado obtido em 0z = e

p qz z += [1].

Usando a equação (3.28), pode-se escrever os parâmetros de espalhamento em

termos dos campos elétricos avaliados nos planos de referência mais acima (R

z ) e mais

abaixo (L

z ) de uma FSS:

11 2 2 2 2

( )( , , , ) ,

( )( )total totalyn x xm ymn

ij xm yn xi yj

j k E k EYS m n i j

Y k k k k

+ −−=

+ +

% %

(3.31)

12 2 2 2 2

( )( , , , ) ,


ij xm yn xi yj

j k E k EYS m n i j

Y k k k k

− −−=

+ +

% %

(3.32)

21 2 2 2 2

( )( , , , ) ,


ij xm yn xi yj

j k E k EYS m n i j

Y k k k k

+ +−=

+ +

% %

(3.33)


40

22 2 2 2 2

( )( , , , ) ,


ij xm yn xi yj

j k E k EYS m n i j

Y k k k k

− +−=

+ +

% %

(3.34)

Uma vez que matrizes de espalhamento de dimensão finita para uma FSS são

computadas, vários procedimentos analíticos são disponíveis para obtenção da

representação composta em multicamadas. É possível fazer uso direto da matriz de

espalhamento junto com a seguinte equação para obter a representação de um sistema

composto de duas FSS, cada FSS é vista como um subsistema [1].

A matriz de espalhamento para o cascateamento de duas FSS é dada por [54]:

(1) (1) (2) (1) (1) (2)11 12 11 21 12 12

(2) (1) (1) (2) (1) (2) (1) (2) (2)21 21 22 11 21 21 22 12 22

,( )

C S S PTS PS S PTSS

S P S S PTS PS S PS PTS S

+=

+ +

(3.35)

Onde (1) (1) (1) (1)11 12 21 22, , ,S S S S são os parâmetros de espalhamento que representam o

primeiro subsistema, ou seja, a primeira FSS, (2) (2) (2) (2)11 12 21 22, , ,S S S S são os parâmetros de

espalhamento associados ao segundo subsistema, e CS é a matriz de espalhamento para

o sistema composto pelas duas FSS.

E T é dada como [54]:

(2) (1) 111 22( ) ,T I S PS P

−= − (3.36)

P é uma matriz diagonal que possui ( 2 )j kde − como seus elementos, e k é o

número de onda [54], para este trabalho 0k k= . O uso desta técnica é aconselhável para

pequenas distâncias em termos de comprimento de onda entre as FSS [54].

Se mais de duas FSS são cascateadas, ou seja, se o sistema é formado por mais

de dois subsistemas, então o sistema composto é obtido através da repetição do

cascateamento dos subsistemas adicionais ao sistema inicial, composto por duas FSS,

até que todas as FSS sejam juntadas a estrutura composta. Em outras palavras, o sistema

final composto por todas as FSS é obtido cascateando-se as FSS duas a duas, sendo que


41

o primeiro cascateamento forma o subsistema a ser cascateado com a terceira FSS, que

então formará o subsistema a ser cascateado com uma quarta FSS, e assim por diante.

É instrutivo mostrar que a aproximação por cascateamento é um método

computacionalmente eficiente para estudar as propriedades de sistemas multicamadas.

Uma vez que a matriz de espalhamento tem sido computada, o resto do esforço envolve

simples adições, multiplicações e inversões matriciais. Nenhuma restrição é colocada

nas geometrias utilizadas nas FSS individualmente, dando flexibilidade para formar

facilmente uma grande variedade de estruturas multicamadas, ou seja, com várias FSS.

A maior limitação desta aproximação é o número de harmônicos que podem ser

armazenados na matriz de espalhamento. Este número, é claro, é uma função do

computador usado na análise [1].

Deve-se observar quando as periodicidades dos subsistemas são diferentes [55],

[56]. Nesta situação, as matrizes de espalhamento dos subsistemas individuais já não

podem ser computadas como era possível para o caso em que as periodicidades são

iguais. A estrutura multicamada primeiro deve ser especificada e o período do sistema

encontrado através do estudo da estrutura em sua totalidade. A Figura 3.5 mostra dois

sistemas diferentes, o primeiro com igual periodicidade, e o segundo com periodicidade

diferente. Em geral, dada qualquer estrutura multicamada, é possível encontrar um

período do sistema global, embora em alguns casos este período possa ser bem maior do

que o dos subsistemas individuais [1]. Desde que sys

T tenha sido determinado, um

conjunto de harmônicos de Floquet serão espalhados da estrutura cascateada associados

aos seguintes números de onda [1]:

2,inc

xm x

sys x

k m kT

π= +

(3.37)

2,inc

yn y

sys y

k n kT

π= +

(3.38)


42

3.5 – Conclusão

Neste capítulo, foram descritas duas técnicas para o cascateamento de FSS. A

primeira, através de fórmulas aproximadas, utilizando os coeficientes de transmissão e

reflexão individuais de cada FSS que compõe a estrutura cascateada, não aconselhável

para cascateamento através de pequenas separações em termos de comprimento de onda

entre as FSS. A segunda, uma técnica utilizando os parâmetros de espalhamento, que

leva em consideração parâmetros importantes como ângulos de incidência e

periodicidade das FSS, aconselhável para pequenas distâncias entre as FSS em termos

de comprimento de onda.

Figura 3.5 – Comparação entre sistemas com periodicidades iguais e diferentes. (a) Periodicidade igual, T1 = T4 = Tsys.

(b) Periodicidade diferente, 2T1 = T4 = Tsys.

43

CAPÍTULO 4

Resultados Numéricos e Experimentais


A partir das expressões mostradas no capítulo anterior para as duas técnicas de

cascateamento, foram elaborados dois programas, em linguagem de programação do

MATLAB [57], com o objetivo de se obter os valores numéricos dos parâmetros

desejados.

Em seguida os valores obtidos através dos programas foram comparados com os

valores medidos em laboratório para o cascateamento de duas estruturas, e também com

os valores obtidos através da simulação utilizando o software comercial Ansoft

Designer®

v3, os quais serão apresentados adiante. Foram utilizadas duas FSS com

elementos do tipo patch retangular, projetadas para trabalhar nas frequências de

ressonância de 9,5 GHz e 10,5 GHz cada uma, ambas com substrato de fibra de vidro

com permissividade elétrica 3,9r

ε = , altura h de 1,5 mm, e duas FSS com elementos do

tipo fractais de Koch triangular níveis 1 e 2 [58], ambas com substrato RT-Duroid 3010

com permissividade elétrica 10, 2r

ε = e altura h de 1,27 mm, apresentando frequências

de ressonância em 9,115 GHz e 8,333 GHz, respectivamente.

A Figura 4.1 mostra as dimensões utilizadas no projeto das FSS com elementos

do tipo patch retangular.

Figura 4.1 – FSS e suas dimensões, todas em mm.

(a) FSS para 9,5 GHz. (b) FSS para 10,5 GHz.


44

Os elementos do tipo fractal de Koch triangular são obtidos a partir da aplicação

de um fator de redução de escala a um elemento chamado iniciador, neste caso, um

patch retangular com dimensões W = L = 9 mm (área igual a 81 mm2), e periodicidade

Tx = Ty = 10 mm. Aplicando um fator de redução de escala igual a 1/3 ao elemento

iniciador, encontra-se o elemento do tipo fractal de Koch nível 1, aplicando novamente

o fator de redução de escala ao elemento do tipo fractal de Koch nível 1, encontra-se o

elemento do tipo fractal de Koch nível 2 [58]. A forma destes elementos pode ser vista

na Figura 4.2.

Figura 4.2 – Forma do elemento fractal de Koch.

(a) Nível 1. (b) Nível 2.

As estruturas cascateadas foram obtidas através do cascateamento da estrutura 1

seguida por uma camada de ar e esta pela estrutura 2, e do cascateamento da estrutura 3

seguida por uma camada de ar e esta pela estrutura 4. Os resultados que serão

apresentados foram obtidos para valores diferentes de separação entre as estruturas, ou

seja, valores diferentes para a espessura da camada de ar, parâmetro chamado de “d”

conforme segue na Figura 4.3.

Figura 4.3 – Estruturas cascateadas.


45

A Tabela 1 identifica cada estrutura e suas respectivas frequências de

ressonância:

Tabela 1 – Identificação das estruturas utilizadas.

Estrutura Tipo do elemento f (GHz)

1 Patch Retangular 9,5

2 Patch Retangular 10,5

3 Fractal Koch nível 1 9,115

4 Fractal Koch nível 2 8,333

4.2 – Resultados numéricos e experimentais

Para validação dos resultados numéricos obtidos neste trabalho através de duas

técnicas de cascateamento, foram feitas comparações com resultados medidos em

laboratório e simulados através do software comercial Ansoft Designer® v3. As Figuras

4.4.1 e 4.4.2 mostram as características de transmissão para cada uma das estruturas

utilizadas.

A Figura 4.4.3 mostra a característica de transmissão para o cascateamento entre

as estruturas 1 e 2 separadas por uma camada de ar com espessura d igual à 1,5 mm.

Conforme se pode observar, foi obtida uma estrutura com característica dual-band [59].

A Figura 4.4.4 mostra a comparação entre os resultados obtidos pelas técnicas de

cascateamento e os resultados simulados no software comercial Ansoft Designer® v3.

As curvas foram traçadas para uma onda plana TE normalmente incidente.

A Figura 4.4.5 mostra a característica de transmissão para os resultados obtidos

pelas técnicas de cascateamento e o resultado medido para o cascateamento das

estruturas 1 e 2 aumentando a espessura da camada de ar entre elas para um valor igual

à 3,0 mm. Observa-se um comportamento satisfatório entre os resultados obtidos pelas

técnicas de cascateamento e o resultado medido. Já a Figura 4.4.6 mostra a comparação

entre os resultados utilizando as técnicas de cascateamento e o resultado simulado.

A Figura 4.4.7 mostra a característica de transmissão quando do cascateamento

entre as estruturas 1 e 2 separadas por uma camada de ar com espessura de 6,0 mm.

Pode-se observar, através do resultado medido e do simulado, que diferentemente dos

casos descritos anteriormente a estrutura apresenta apenas uma frequência de

ressonância, não mais apresentando a característica multi-banda, e ainda pode-se


46

observar um aumento na largura de banda da estrutura cascateada. A Figura 4.4.8

mostra a comparação entre os resultados obtidos pelas técnicas de cascateamento e o

resultado simulado.

Figura 4.4.1 – Característica de transmissão para as estruturas 1 e 2.

Figura 4.4.2 – Característica de transmissão para as estruturas 3 e 4.


47

Figura 4.4.3 – Característica de transmissão para o cascateamento das estruturas 1 e 2 separadas por uma

camada de ar com espessura igual à 1,5 mm.

Figura 4.4.4 – Comparação entre os resultados obtidos pelas técnicas de cascateamento e o resultado

simulado para o cascateamento das estruturas 1 e 2 separadas por uma camada de ar com espessura igual

à 1,5 mm.


48





à 3,0 mm.


49





à 6,0 mm.


50

A característica de transmissão obtida com um aumento da separação entre as

estruturas 1 e 2 para 8,0 mm pode ser observada na Figura 4.4.9, e esta mostra que a

estrutura cascateada para este valor apresenta um aumento na largura de banda, e

continua apresentando uma única frequência de ressonância para o resultado medido. A

Figura 4.4.10 mostra a comparação entre os resultados simulados e as técnicas de

cascateamento.

A Figura 4.4.11 apresenta os resultados obtidos utilizando as técnicas de

cascateamento e o resultado medido para uma separação de 10,0 mm entre as estruturas

1 e 2. Como se pode observar para este valor da espessura da camada de ar, a estrutura

cascateada voltou a apresentar duas frequências de ressonância e um incremento na

largura de banda, pode-se observar ainda que para este valor de separação entre estas

estruturas os resultados apresentaram uma boa concordância. A comparação entre o

resultado simulado e os obtidos pelas técnicas de cascateamento é mostrada na Figura

4.4.12.

O mesmo procedimento para cascateamento foi realizado entre a estrutura 3

(fractal de Koch triangular nível 1) e a estrutura 4 (fractal de Koch triangular nível 2).

Conforme se pode observar, para todos os casos a estrutura cascateada apresenta

característica de um filtro passa-alta, que permite a passagem de frequências altas com

facilidade, porém atenua (ou reduz) a amplitude de frequências baixas.

As Figuras 4.4.13 à 4.4.22 mostram as características de transmissão e a

comparação entre os resultados simulados e obtidos pelas técnicas para o cascateamento

das estruturas 3 e 4 separadas por uma camada de ar, a qual tem sua espessura variada

para valores entre 2,0 mm e 10,0 mm.


51





à 8,0 mm.


52





à 10,0 mm.


53





à 2,0 mm.


54





à 4,0 mm.


55





à 6,0 mm.


56





à 8,0 mm.


57





à 10,0 mm.


58

4.3 - Conclusão

Neste capítulo foram apresentados os resultados numéricos obtidos para a

característica de transmissão através de duas técnicas de cascateamento de superfícies

seletivas de frequência. Foi realizado dois cascateamentos entre estruturas separadas por

uma camada de ar, o primeiro utilizando as estruturas 1 e 2, que são FSS formadas por

elementos do tipo patch retangular, e o segundo entre as estruturas 3 e 4, que são FSS

formadas por elementos com geometrias um pouco mais complexas, fractal de Koch

triangular níveis 1 e 2. Foram feitas ainda comparações entre os resultados obtidos por

estas técnicas e os resultados medidos, assim como com resultados simulados pelo

software Ansoft Designer® v3.

59

CAPÍTULO 5

Conclusão

Neste trabalho, foram apresentados a teoria e os resultados numéricos para as

características de transmissão do cascateamento de superfícies seletivas de freqüência

usando elementos do tipo patch retangular e elementos do tipo fractal de Koch

triangular níveis 1 e 2, como células periódicas, montados sobre substratos dielétricos

com permissividades elétrica diferentes, separadas por uma camada de ar.

Para isto, foram usadas duas técnicas de cascateamento encontradas na literatura,

uma utilizando fórmulas aproximadas diretas, que obtém a característica de transmissão

e reflexão através do conhecimento dos coeficientes de reflexão e transmissão de cada

estrutura individualmente, e uma segunda técnica que obtém as características de

transmissão e reflexão pelo uso dos harmônicos espalhados e incidentes de Floquet, e

dos campos elétricos refletidos, transmitidos e espalhados na FSS.

As FSS se mostraram estruturas leves e de fácil fabricação.

As comparações feitas com resultados experimentais e com resultados simulados

através do software Ansoft Designer® v3 serviram para validar a análise efetuada,

variações na espessura da camada de ar entre as estruturas, provocam alterações na

frequência de ressonância e na largura de banda da estrutura cascateada. Em alguns

casos, a estrutura cascateada apresentou comportamento multi-banda. Pôde-se observar

que as técnicas apresentaram bons resultados para determinados valores da espessura

para a camada de ar entre as estruturas em cascata.

Comparações feitas entre os resultados obtidos pelas técnicas de cascateamento

e os resultados simulados apresentam uma boa conformidade para a maioria dos casos

estudados.

Quanto ao método de análise, observa-se que o mesmo mostrou-se eficiente e

preciso, podendo ser aplicado, por exemplo, para o patch circular, modificando-se as

funções de base escolhidas.

Como continuidade do trabalho, sugere-se o estudo do cascateamento de

estruturas com outras formas de elementos, tais como patch circular, cruz de Jerusalém,

FSS ativas, dentre outros. Pode-se utilizar FSS com elementos de periodicidades

Conclusão

60

diferentes, para diversos valores da espessura de separação entre as FSS, pode-se ainda

variar o ângulo de incidência, utilizar outros tipos de substratos como separação entre as

estruturas, e analisar novas técnicas de cascateamento.

61

Apêndice A

Setup de Medição

A.1 – Setup de medição

Neste apêndice, apresenta-se o setup utilizado na realização de todas as

medições.

As medições foram realizadas no laboratório do Grupo de Telecomunicações e

Eletromagnetismo Aplicado – GTEMA – IFPB. Foi utilizado o Analisador de Redes da

marca Agilent®, modelo N5230A, duas antenas padrão na banda X, o range de

frequência para realização das medições foi de 7,0 GHz até 12,0 GHz. Para realizar o

cascateamento das estruturas foram produzidos no laboratório de mecânica da UFRN

parafusos, porcas e as separações, todos utilizando Teflon como material, conforme

mostra a Figura A.1.

Figura A.1 – Detalhes dos parafusos, porcas e separações.

Antes de realizar as medições para cada estrutura e para o cascateamento destas,

foi retirada uma curva de referência, sem nenhuma estrutura posicionada entre as

antenas transmissora e receptora, com intuito de corrigir as perdas nos conectores e a

resposta das antenas nas diferentes frequências. A figura A.2 mostra o setup de medição

da curva de referência.

Apêndice A – Setup de Medição

62

Figura A.2 – Setup para medição da curva de referência.

Após a realização deste procedimento, foram feitas as medições das estruturas

para suas respectivas curvas de referência, após isso os valores obtidos na curva de

referência foram subtraídos dos valores medidos para cada estrutura e para a estrutura

cascateada. A Figura A.3 mostra a curva de referência e as características de

transmissão da estrutura 1, com elementos do tipo patch retangular operando em 9,5

GHz, com e sem a retirada da referência dos valores medidos, como exemplo.

As Figuras A.4 à A.7 mostram as estruturas no setup de medição e os detalhes da

separação entre as estruturas na realização do cascateamento.


63

Figura A.3 – Características de transmissão para a referência, e para os valores medidos com referência e

após a retirada desta.

Figura A.4 – Setup para medição das estruturas 1 e 2.


64

Figura A.5 – Detalhe da separação entre as estruturas, realização do cascateamento.

Figura A.6 – Medição do cascateamento das estruturas 3 e 4.

65

Apêndice B

Fluxogramas das Rotinas Computacionais

B.1 – Fluxograma da rotina desenvolvida para a técnica 1

Apêndice B

66

B.2 – Fluxograma da rotina desenvolvida para a técnica 2

67

Referências Bibliográficas

[1] T. K. Wu, “Frequency selective surface and grid array”, Jonh Wiley & Sons, New

York, E.U.A., 1995.

[2] B. A. Munk, “Frequency Selective Surfaces – Theory and Design”, Jonh Wiley & Sons,

New York, E.U.A., 2000.

[3] R. Mittra, C. H. Chan e T. Cwik, “Techniques for analyzing frequency selective

surfaces – a review”, IEEE Proc. 76 (12), 1593 – 1615 (1988).

[4] A. L. P. S. Campos, “Análise do Espalhamento em Superfícies Seletivas em Frequência

com Multicamadas Dielétricas Anisotrópicas”, Tese de Doutorado, Universidade

Federal da Paraíba – UFPB, Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica –

Campus II, Campina Grande – PB, 2002.

[5] T. A. Cwik e R. Mittra, “Scattering from a periodic array of free-standing arbitrary

shaped perfectly conducting or resistive patches”, IEEE Trans. Antennas Propag. 35

(11), 1226 – 1234 (1987).

[6] C. C. Chen, “Scattering by a two-dimensional periodic array of narrow plates”, Radio

Sci. 2 (11), 1347 – 1359 (1967).

[7] R. Mittra, R. C. Hall, e C. H. Tsao, “Spectral-domain analysis of circular patch

frequency selective surfaces”, IEEE Trans. Antennas Propag. 32 (5), 533 – 536 (1984).

[8] C. C. Chen, “Transmission of microwave through perforated flat plates of finite

tihckness”, IEEE Microwave Theory Tech. 21 (1), 1-6 (1973).

[9] C. H. Tsao e R. Mittra, “Spectral-domain analysis of frequency selective surfaces

comprised of periodic arrays cross dipoles and Jerusalem crosses”, IEEE Trans.

Antennas Propag. AP-32 (5), 478 – 486 (1984).

[10] E. L. Peltron e B. A. Munk, “Scattering from periodic arrays of crossed dipoles”, IEEE

Trans. on antennas and propagation. AP-27 (3), 323 – 330 (1979).

[11] C. K. Lee, R. J. Langley e E. A. Parker, “Equivalent circuit models for frequency

selective surfaces at oblique angles of incidence”, IEEE Proc. 132 (6), 395 – 399

(1985).


68

[12] R. J. Langley e E. A. Parker, “Equivalent circuit model for arrays of square loops”,

Eletronics Letters. 18 (7), 294-296 (1982).

[13] E. A. Parker, S. Hamdy e R. Langley, “Arrays of concentric rings as frequency

selective surfaces”, Electronics Letters. 17 (32), 880 (1981).

[14] R. J. Langley e E. A. Parker, “Double-square frequency selective surfaces and their

equivalent circuit”, Eletronics Letters. 19 (17), 675 - 677 (1983).

[15] E. A. Parker e J. C. Vardaxoglou, “Plane-wave illumination of concentric-ring

frequency selective surfaces”, IEEE Proc. 132 (3), 176 – 180 (1985).

[16] S. W. Schneider e B. A. Munk, “The scattering properties of super dense arrays”,

IEEE Trans .Antennas and propagation. AP-42 (2), 463 – 472 (1994).

[17] J. Romeu e Y. Rahmat-Samii, “Fractal FSS: A Novel Dual-Band Frequency Selective

Surface”, IEEE Transactions on antennas and propagation. 48 (7), 1097 – 1105

(2000).

[18] M.-J. Huang, M.-Y. Lv, J. Huang e Z. Wu, “A new type of combined element

multiband frequency selective surface”, IEEE Trans. Antennas Propag., 57 (6), 1798 –

1803, (2009).

[19] A. G. Neto e E. S. Rodrigues, “Caracterização experimental de FSS sintonizáveis

usando anéis com capacitâncias acopladas”, Anais do III CONNEPI, em CD-ROM,

Fortaleza – CE, Brasil, 2008.

[20] S. W. Lee, G. Zarrillo e C. L. Law, “Simple formulas for transmission through

periodic metal grids or plates”, IEEE Transactions on antennas and propagation. 30

(5), 904 – 909 (1982).

[21] N. Marcuvitz, “Waveguide handbook”, McGraw-Hill, 1951.

[22] R. Dubrovka, J. Vazquez, C. Parini e D. Moore, “Multi-frequency and multi-layer

frequency selective surface analysis using modal decomposition equivalent circuit

method”, IET Microw. Antennas Propag., 30 (3), 492 – 500, (2009).

[23] S. W. Lee, “Scattering by dielectric-loaded screen”, IEEE Trans. Antennas Propag.

AP-19 (5), 656 (1971).

[24] T. Cwik, R. Mittra, K. C. Lang e T. K. Wu, “Frequency selective screens”, IEEE

Antennas & Propagation Society, Newsletter,. 29 (2), 6 – 10 (1987).


69

[25] J. Huang, T. K. Wu e S. W. Lee, “Tri-band FSS circular ring elements”, IEEE

Transactions Antennas and propagation. AP-42 (2), 166 – 175 (1994).

[26] A. L. P. S. Campos, “Superfícies Seletivas de Frequência sobre Substratos Dielétricos

Anisotrópicos Uniaxiais”, Dissertação de Mestrado, Universidade Federal do Rio

Grande do Norte – UFRN, Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica –

PPgEE, Natal – RN, 1999.

[27] A. L. P. S. Campos, A. G. d’Assunção e M. L. C. G. Neto, “Analysis of frequency

selective surfaces at millimeter wave band using the H

Documents

ESTUDO COMPARATIVO DE TÉCNICAS DE CASCATEAMENTO DE … · A Deus, pela minha saúde e por mais esta vitória, enfim por tudo. À minha mãe, Maria Rita, e ao meu pai, Gilberto Cipriano,