ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES …

UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E

INFORMÁTICA INDUSTRIAL – CPGEI

BRUNO WILSON BARBOSA DE BRITO

ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES ISOS

BASEADOS NO CONVERSOR FLYBACK

DISSERTAÇÃO DE MESTRADO

CURITIBA

2021

4.0 Internacional

Esta licença permite que outros distribuam, remixem, adaptem e criem a partir do seu trabalho, mesmo para fins comerciais, desde que lhe atribuam o devido crédito pela criação original.


ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES ISOS BASEADOS

NO CONVERSOR FLYBACK

STUDY OF MODULAR SINGLE-PHASE RECTIFIERS ISOS BASED ON FLYBACK

CONVERTER

Dissertação de mestrado, apresentado à banca examinadora do curso de pós-graduação de Engenharia Elétrica e Informática Indústrial – CPGEI da Universidade Tecnológica Federal do Paraná, como requisito parcial para obtenção do título de mestre em engenharia elétrica.

Orientador: Prof. Dr. Alceu André Badin. Co-orientador: Prof. Dr. Adriano Ruseler.

CURITIBA

2021

https://creativecommons.org/licenses/by/4.0/deed.pt_BR

1/8/2021 -

https://sistemas2.utfpr.edu.br/dpls/sistema/aluno01/mpCADEDocsAssinar.pcTelaAssinaturaDoc?p_pesscodnr=116765&p_cadedocpescodnr=4241&p… 1/1

Ministério da Educação

Universidade Tecnológica Federal do Paraná Câmpus Curitiba


ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES ISOS BASEADOS NO CONVERSOR FLYBACK

Trabalho de pesquisa de mestrado apresentado como requisitopara obtenção do título de Mestre Em Ciências da UniversidadeTecnológica Federal do Paraná (UTFPR). Área de concentração:Engenharia De Automação E Sistemas.

Data de aprovação: 16 de Outubro de 2020

Prof Alceu Andre Badin, Doutorado - Universidade Tecnológica Federal do Paraná

Prof Delvanei Gomes Bandeira Junior, Doutorado - Universidade Tecnológica Federal do Paraná

Prof Mauro Andre Pagliosa, Doutorado - Instituto Federal Catarinense

Documento gerado pelo Sistema Acadêmico da UTFPR a partir dos dados da Ata de Defesa em 06/01/2021.

AGRADECIMENTOS

Primeiramente à minha mãe querida, que hoje descansa, a quem devo toda

minha educação e força de vontade para buscar meus objetivos.

À Deus por se fazer presente de forma tão boa em minha vida.

Aos professores Alceu André Badin e Adriano Ruseler, pelo apoio, dedicação e

orientação deste trabalho.

À Laura, minha filha, motivo de minha motivação e inspiração diária.

Finalmente, ao meu pai, irmãos e família.

“Winners are not afraid of losing. But losers are. Failure is part of the process of

success. People who avoid failure also avoid success.”

(Robert Kiyosaki)

RESUMO

BRITO, Bruno W B. Estudo de retificadores monofásicos modulares ISOS baseados no conversor flyback. 83f. Dissertação de pós-graduação – Curso de Engenharia Elétrica e Informática Indústrial – CPGEI. Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Curitiba, 2021.

A presente dissertação aborda o funcionamento de dois conversores Flyback CA-CC modulares de 200W cada com auto fator de potência, conectados em série na entrada e na saída, topologia conhecida como ISOS - Input-series, Output-series. A modularização dos conversores é uma saída para diminuir os esforços nos componentes e consequentemente aumentar os níveis de potência processada no conversor como um todo. Algumas precauções ao se utilizar técnicas como a modularização devem ser tomadas para que os conversores operem equilibrados e controlados. Normalmente utiliza-se ferramentas de controle de tensão e corrente individualmente para cada conversor afim de garantir tal equilíbrio, porém estes métodos são mais caros e difíceis o que compromete a utilização de conversores que necessitam tal controle. Este trabalho elenca uma característica intrínseca do conversor flyback CA-CC quando operado no modo descontínuo que é o auto-equilíbrio das tensões nos conversores, fato este que desperta interesse em várias aplicações pois em alguns conversores extingue a necessidade dos controles em malha fechada para tensões e corrente por conversor. Este fenômeno já foi antes provado e explicado em diversos trabalhos para topologias CC-CC, porém o objetivo é comprovar também que o mesmo ocorre em CA-CC. O projeto proposto tem o objetivo de ser simples e conta com apenas uma malha de controle para a tensão de saída geral dos dois conversores para provar que as tensões na entrada e saída de cada conversor permanecem controladas e seguem um padrão definido operando no modo descontínuo. Resultados experimentais provaram que a eficiência deste conversor alcançou 92,5%, com um fator de potência de 0,99 na potência nominal de 400W com a tensão de 400V na saída.

Palavras-chave: Flyback, CA-CC, conexão série, auto-equilíbrio, modular.

ABSTRACT

BRITO, Bruno W B. Study of modular single-phase rectifiers ISOS based on flyback converter. 83p. Master degree thesis – CPGEI. Federal Technological University of Paraná, Curitiba, 2021.

This thesis aim’s the operation of two modular flyback converter AC-DC of 200W each with high power factor, connected in series at the input and output, this topology is also known as ISOS – Input-series Output-series. Modularization for converters is the key to reduce stress on components and increase power levels processed by the converter. Some concerns when using techniques such as modularization must be taken so that the converters keep operating balanced and controlled. Usually, voltage and current control are used individually for each converter in order to ensure such balance, but these methods are more expensive and harder to implement. This dissertation brings out an intrinsic characteristic of the AC-DC flyback converter when operated in discontinuous conduction mode, which is the self-balancing among the converter’s voltages, this fact raises interest in several applications for some converters because it eliminates the need for closed-loop controls for voltage and current. This phenomenon has been previously proven and explained in several studies for DC-DC topologies, but the objective is also to prove that the same occurs in AC-DC. The proposed project aims to be simple and has only one control loop for the general output voltage of the two converters to prove that the voltages at the input and output of each converter remain controlled and follow a defined pattern operating in the discontinuous conduction mode. Experimental results showed that the efficiency of this converter reached 92.5%, with a power factor of 0.99 at the nominal power of 400W with a voltage of 400V at the output.

Keywords: Flyback, AC-DC, ISOS, series, modular.

LISTA DE SIGLAS

ADC Analogic Digital Converter

CA Corrente alternada

CC Corrente contínua

CCM Continuous Conduction Mode

DCM Discontinuous Conduction Mode

HVDC High Voltage Direct Current

IPOP Input Paralllel Output Parallel

IPOS Input Paralllel Output Series

ISOP Input Series Output Parallel

ISOS Input Series Output Series

MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

PI Proporcional Integral

PID Proporcional Integral Derivativo

PWM Pulse Width Modulation

SMPS Switch Mode Power Supply

LISTA DE FIGURAS

Figura 1 – Modos de condução do conversor flyback. (a) dcm. (b) condução crítica. (c)

ccm. ................................................................................................................................ 16

Figura 2 – Flyback a duas chaves conectado em isos. .................................................. 21

Figura 3 – Flyback a uma chave conectado em isos com master operando em ccm. ... 22

Figura 4 – Diagrama de blocos conversor flyback conectado em isos. .......................... 23

Figura 5 – Conversor flyback a uma chave. ................................................................... 26

Figura 6 – Etapa de operação 1. .................................................................................... 27



Figura 9 – Formas de onda de tensão do conversor. ..................................................... 28

Figura 10 – Formas de onda de corrente do conversor. ................................................ 29

Figura 11 – Formas de onda da corrente do conversor em relação a tensão de entrada.

....................................................................................................................................... 29

Figura 12 – Snubber regenerativo lc. ............................................................................. 32

Figura 13 – Forma de onda simulada da tensão de entrada do conversor após

retificador........................................................................................................................ 33

Figura 14 – Formas de onda simulada da corrente do primário e secundário................ 33

Figura 15 – Formas de onda simulada da tensão na chave. .......................................... 34

Figura 16 – Formas de onda simulada da tensão de saída do conversor. ..................... 34

Figura 17 – Diagrama de blocos multifilar conexão isos. ............................................... 36

Figura 18 – Diagrama de blocos multifilar conexão isop. ............................................... 37

Figura 19 - Diagrama de blocos multifilar conexão ipos. ................................................ 38

Figura 20 - Diagrama de blocos multifilar conexão ipop. ................................................ 39

Figura 21 – Conversores flybacks conectados em isos. ................................................ 40

Figura 22 – Conversores flybacks conectados em isos. ................................................ 41

Figura 23 – Diagrama de blocos da resposta após distúrbio.......................................... 43

Figura 24 – Circuito equivalente filtro de entrada. .......................................................... 45

Figura 25 – Simulação das tensões de entrada de cada conversor do protótipo. .......... 50

Figura 26 – Simulação das tensões de saída e entrada de cada conversor do protótipo.

....................................................................................................................................... 50

Figura 27 – Simulação das correntes de entrada com (a) um conversor (b) dois

conversores (c) três conversores (d) quatro conversores. ............................................. 51

Figura 28 – Simulação das correntes do primário e secundário. (a) conversor de cima

(b) conversor de baixo. ................................................................................................... 52

Figura 29 – Protótipo flyback a uma chave conectado em isos...................................... 54

Figura 30 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo (1) azul

escuro – conversor de cima (2) azul claro – conversor de baixo. ................................... 55

Figura 31 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo em uma

escala menor (1) azul escuro – conversor de cima (2) azul claro – conversor de baixo.56

Figura 32 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo (1) azul

escuro – conversor de cima (2) azul claro – conversor de baixo. ................................... 57

Figura 33 – Aquisições das correntes do primário e secundário do primeiro conversor

(3) roxo – primário conversor de cima (4) roxo – secundário conversor de cima. .......... 58

Figura 34 – Aquisições das correntes do primário e secundário do segundo conversor

(3) roxo – primário conversor de baixo (4) roxo – secundário conversor de baixo. ........ 58

Figura 35 – Aquisição das tensões e corrente do snubber (1) azul escuro - tensão na

chave (2) azul claro - tensão do capacitor (3) verde – corrente no indutor do snubber. . 59

Figura 36 – Eficiência x potência para dois conversores. .............................................. 60

Figura 37 - Aquisições da tensão e corrente de entrada para 2 conversores em isos (2)

azul claro – tensão de entrada ca (3) roxo – corrente de entrada ca. ............................ 60

Figura 38 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo. ............. 61

Figura 39 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o

degrau de carga de 400ω para 600ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro

– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 62






















Figura 47 – 4 conversores conectados em isos. ............................................................ 69

Figura 48 – Aquisições das tensões de entrada de cada conversor com 4 conversores

(1) azul escuro – tensão de entrada conversor 1 (2) azul claro – tensão de entrada

conversor 2 (3) rosa – tensão de entrada conversor 3 (4) verde claro - tensão de

entrada conversor 4. ...................................................................................................... 69

Figura 49 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor com 4 conversores (1)

azul escuro – tensão de saída conversor 1 (2) azul claro – tensão de saída conversor 2

(3) rosa – tensão de saída conversor 3 (4) verde claro - tensão de saída conversor 4. . 70

Figura 50 – Aquisições das correntes do primário com 4 conversores (3) rosa – corrente

primário conversor 1 (4) verde – corrente primário conversor 4. .................................... 71

Figura 51 – Aquisições das correntes do secundário com 4 conversores (3) rosa –

corrente secundário conversor 1 (4) verde – corrente secundário conversor 4.............. 71

Figura 52 – Aquisições da tensão e corrente de entrada para 4 conversores em isos (2)

azul claro – tensão de entrada ca (3) roxo – corrente de entrada ca. ............................ 72

Figura 53 – Eficiência x potência para quatro conversores. ........................................... 73

LISTA DE TABELAS

Tabela 1 – Especificações dos componentes do conversor ........................................... 32

Tabela 2 – Lista dos componentes utilizados ................................................................. 53

Tabela 3 – Especificações dos módulos ........................................................................ 54

SUMÁRIO

1 INTRODUÇÃO ............................................................................................................ 14

1.1 CONTEXTUALIZAÇÃO ............................................................................................ 14

1.2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA ..................................................................................... 17

1.3 OBJETIVOS ............................................................................................................. 23

1.3.1 Objetivo geral ........................................................................................................ 23

1.3.2 Objetivos específicos............................................................................................. 23

1.4 PROCEDIMENTO METODOLÓGICO ...................................................................... 24

1.5 ESTRUTURA DO TRABALHO ................................................................................. 24

2 CONVERSOR FLYBACK A UMA CHAVE ................................................................. 26

2.1 ANÁLISE DO CONVERSOR .................................................................................... 26

2.1.1 Operação em Modo de Condução Descontínuo ................................................... 26

2.1.2 Snubber ................................................................................................................. 31

2.1.2 Simulação .............................................................................................................. 32

3 MODULARIZAÇÃO E AUTO EQUILÍBRIO ................................................................ 35

3.1 CONEXÃO ISOS ...................................................................................................... 35

3.2 CONEXÃO ISOP ...................................................................................................... 36

3.3 CONEXÃO IPOS ...................................................................................................... 37

3.4 CONEXÃO IPOP ...................................................................................................... 38

3.5 AUTO EQUILÍBRIO .................................................................................................. 39

3.5.1 Regime Permanente ............................................................................................. 41

4. PROJETO E SIMULAÇÃO ........................................................................................ 44

4.1 TRANSFORMADOR................................................................................................. 44

4.2 FILTRO DE ENTRADA ............................................................................................. 45

4.3 CAPACITOR DE SAÍDA ........................................................................................... 46

4.4 SNUBBER ................................................................................................................ 46

4.5 CÁLCULOS DO PROJETO ...................................................................................... 47

4.6 SIMULAÇÕES .......................................................................................................... 49

5. RESULTADOS EXPERIMENTAIS ............................................................................ 53

5.1 REGIME PERMANENTE .......................................................................................... 54

5.2 DEGRAU DE CARGA ............................................................................................... 61

5.2.1 Degrau de Carga de 400Ω - 600Ω ........................................................................ 61




5.3 REGIME PERMANENTE PARA 4 CONVERSORES CONECTADOSEM ISOS ....... 68

6. CONSIDERAÇÕES FINAIS ....................................................................................... 74

6.1 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS ........................................................ 75

REFERÊNCIAS .............................................................................................................. 77

APÊNDICE A – ESQUEMÁTICO DO PROTÓTIPO ..................................................... 82

14

1 INTRODUÇÃO

1.1 CONTEXTUALIZAÇÃO

Mudanças significativas na matriz energética mundial em busca de alternativas

para fontes de energia renováveis e melhorias das já existentes estão fazendo com que

a demanda por conversores aumente cada vez mais, isto porque os circuitos utilizados

na conversão de tensão de algumas dessas fontes de energia utilizam exatamente estes

conversores. A crescente demanda por energia elétrica traz novos desafios no que tange

ao desenvolvimento de conversores, visando soluções mais eficientes, menores e com

um melhor custo benefício. Esforços políticos e financeiros também impulsionam a

utilização e interesse nos conversores de alta eficiência. (KASPER, 2015).

Os conversores são responsáveis também, por exemplo, em compatibilizar a

tensão gerada de paíneis solares para níveis utilizados nas residências, prédios e

indústrias. Além disso, outro exemplo de aplicação são as fontes chaveadas, que são

muito conhecidas e difundidas pelo mundo. Alguns dos equipamentos cotidianos que

utilizam as fontes chaveadas por exemplo são fontes de computadores, celulares, e

tantos outros equipamentos, ganhando assim, os conversores, expressiva notoriedade e

importância.

Comparativamente aos circuitos lineares de conversão, os conversores contam

com três grandes vantagens:

1. Eficiência na conversão;

2. Componentes passivos pequenos devido a alta frequência;

3. A tensão de saída pode ser tanto maior quanto menor que a de entrada.

Tendo em vista o aumento crescente na utilização de conversores citados

anteriormente, existem diversos tipos de conversores para atender melhor a cada

15

necessidade, a escolha dos mesmos é específica para determinada área, pode-se citar

a utilização de conversores em computadores, equipamentos de telecomunicação,

sistemas de potência de trêns, drives de potência industriais, equipamentos de raio-x e

etc. No entanto deve se conhecer bem o sistema para utilizar o correto conversor de

forma otimizada. (CHEN, 2009).

Além da correta escolha do conversor para garantir uma boa eficiência em sua

utilização, existem também esforços para melhorar características dos conversores, por

exemplo em Zhang, 2010 é proposto a utilização de snubber ativo para aumentar a

eficiência do conversor flyback, reduzindo os efeitos da indutância de dispersão, Yau

2016 propõem, entretanto, a utilização de snubber hibrido para a mesma finalidade.

Outros trabalhos apresentam métodos de chaveamento para melhorar a

eficiência de conversores, como é o caso de Kim, 2013 para conversores full bridge e

Tamura, 2005 para conversores em geral.

Mudanças no capacitor para alterar o ripple de saída também são estudados para

melhorar a performance dos conversores, existem também métodos, como a

modularização, que permitem o ganho de performance aliado a maior capacidade do

conversor, esses sistemas basicamente funcionam com conversores em série ou

paralelo. Exemplos de aplicações de sistemas modulares com potências mais elevadas

são sistemas de transmissão de alta tensão e corrente contínua conhecidos como HVDC.

(ZENG, 2018).

Os conversores podem operar em dois modos distintos na prática, modo contínuo

(CCM) e modo descontínuo (DCM). O que caracteriza cada um dos modos basicamente

é a energia associada ao processo de magnetização do indutor no conversor,

considerando conversores como o flyback como base. No modo DCM toda energia do

ciclo de carregamento é usada antes que o período de descarga seja encerrado, ou seja,

parte do tempo não há energia para ser utilizada, logo o valor da corrente é igual a zero.

No modo contínuo a energia não acaba antes do período (T), então a corrente não zera

em momento algum.

Estes modos podem ser melhores explicados observando a corrente no primário

e secundário de um conversor flyback por exemplo. A Figura 1 demonstra exatamente a

caracterização do conversor segundo o modo de condução. Nota-se que quando a

16

corrente aumenta no primário indica-se o carregamento do primário do transformador,

em seguida quando há a descarga, a corrente no primário cessa e entra em ação a

corrente no secundário que fornece corrente para o circuito de saída do conversor.

(QUORA, 2019).

Figura 1 – Modos de condução do conversor flyback. (a) DCM. (b) Condução Crítica. (c) CCM.

(a) (b) (c)

Ip

Is

Ip

Is

DT DT DTT T T

Fonte: Autoria própria.

Devido as inúmeras aplicações os conversores contam com uma diversidade de

topologias muito grande, os principais conversores são buck, boost, buck-boost, forward,

push-pull, half-bridge, full-bridge, cuk, sepic e flyback. Os conversores contam com suas

vantagens e desvantagens de utilização. Neste trabalho o objetivo de estudo será o

conversor flyback CA-CC com alto fator de potência, também conhecido como retificador

por sua característica CA na entrada.

A topologia do conversor flyback tem sido amplamente utilizada por causa da sua

simplicidade e baixo custo devido a quantidade reduzida de componentes. (YEON, 2012).

Os Conversores flyback são utilizados numa gama de projetos como por exemplo

controle de LED, corretor de fator de potência, conversores trifásicos e até mesmo

microinversores para aplicações solares. (JIA, 2015). Entretanto, a topologia tem uma

crítica desvantagem que são as grandes perdas durante o chaveamento. (DUTTA, 2013).

A indutância de dispersão do transformador no conversor flyback não causa

apenas o aumento das perdas na chave e picos de corrente, mas também contribui para

as perdas e ruídos no circuito como um todo. Para contornar este problema na prática, é

necessário utilizar circuitos grampeadores para ajudar reduzir o efeito causado pela

indutância no circuito, em especial na chave. Uma maneira de corrigir este efeito é

17

reduzindo a indutância em si, através da mudança do material do núcleo do transformador

ou até mesmo a forma como o transformador foi enrolado. (DING, 2018).

Altas tensões nas chaves não são benéficas para a eficiência do conversor e

para o custo da chave, em geral chaves que suportam mais tensão, são mais caras e

dissipam mais energia também. Uma maneira de reduzir os efeitos deste problema é

construir um conversor modular, ou seja, associar mais conversores em série diminuindo

as tensões sobre o interruptor. (FERNÁNDEZ, 2013).

Entretanto existe uma desvantagem ao se usar conversores modulares que é a

necessidade de equalizar e controlar os esforços de tensão e corrente entre os

conversores conectados para que nenhum assuma carga diferente dos outros. Uma

forma de se fazer isso é utilizar malhas de controle, porém se torna mais difícil de

implementar e aumenta os custos do conversor. Outra forma seria utilizar o equilíbrio

natural que é a caracterísitica do conversor em equilibrar as tensões e correntes entre os

módulos com um sinal de controle comum para todos os interrupetores sem a

necessidade do emprego de diversas malhas de controle no circuito. Entretanto este

equilíbrio natural não é inerente a qualquer topologia e deve ser avaliado caso a

caso. (PAGLIOSA, 2018).

Dentro do presente contexto, este trabalho busca estudar conversores CA-CC

flyback operando em DCM conectados em ISOS para avaliar a habilidade natural do

circuito em se estabilizar sem a necessidade de malhas de controle. Este fenômeno já foi

provado e explorado em conversores CC-CC, entretando a topologia CA-CC com alto

fator de potência ainda não foi explorada. A explicação teórica para este equilíbrio natural

advém principalmente da presença de perdas no circuito e outras particularidades

estudadas durante este trabalho. (PAGLIOSA, 2018).

1.2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA

Muitas topologias novas são desenvolvidas adicionando novos componentes

para melhorar pontos específicos do circuito. Porém, com esta prática aumenta-se

também a complexidade do sistema e em geral reduz-se a confiabilidade pois a

18

possibilidade de falhas aumenta ao se adicionar componentes a

topologia. (KASPER, 2014).

Uma forma de não adicionar complexidade ao circuito e ainda ter uma redução

de esforços em semicondutores, maior entrega de potência e redução do custo do circuito

é utilizando sistemas modulares, entretanto para sistemas modulares existe a

preocupação da divisão adequada de potência entre os módulos que pode ser

contornado de duas maneiras relatadas na literatura, aplicando malhas de controle ou

utilizando-se do equilíbrio natural de algumas topologias em específico. A primeira

maneira, porém, em muitos casos inviabiliza a produção do conversor devido a

complexidade e custo.

Conexões modulares são utilizadas levando em conta determinadas

características do projeto. A conexão em série na entrada com a saída em paralelo

(ISOP) por exemplo é empregada em situações em que a tensão necessária de entrada

é elevada e a saída é baixa, desta forma reduz-se os esforços de tensão na entrada e é

possível fornecer níveis de corrente elevados em baixa tensão na saída.(CUI, 2015; XU,

2015).

A conexão ISOS é amplamente utilizada em projetos em que se necessita

suportar elevada tensão na entrada e elevada tensão na saída, diminuindo os esforços

de tensão em cada módulo. Jiang, 2014 utilizou esta topologia para controlar a carga de

capacitores através de conversores CC-CC. Fernandez, 2013 estudou o auto equilíbrio

para os conversores flybacks conectados em ISOS com um sinal comum de comando

gerado por um conversor mestre em modo de condução contínuo e o restante em modo

descontínuo.

A conexão IPOS é indicada para aplicações que requerem tensão elevada na

saída, como por exemplo equipamentos raio-x. Os esforços de corrente na entrada são

reduzidos devido ao caráter paralelo. (ARTAL-SEVIL, 2019; LI, 2019)

Aplicações onde se requer correntes elevadas na entrada e saída do conversor,

é indicado a conexão IPOP por dividir os esforços de corrente por cada módulo, este

conversor é utilizado, entretanto com tensões baixas na entrada e saída. Sistemas de

telecomunicações são exemplos típicos de aplicação deste circuito. (LIU, 2016; ROLAK,

2019)

19

Para exemplificar aplicações práticas dos sistemas modulares demonstrados

anteriormente, serão citados a seguir alguns trabalhos focados em topologias CC-CC.

Em (ELMENSHAWY, 2019) é apresentado um projeto de um carregador de

veículos elétricos baseado em conversor ISOP CC-CC, a intenção é diminuir o tempo de

carga de veículos necessitando então menos tempo parado para recuperar a autonomia,

reduzindo então impactos no ambiente com emissões de poluentes. Em (LEE, 2009) foi

proposto uma topologia com dois conversores conectados em ISOP como uma forma

atrativa utilizada em sistemas de painéis fotovoltaicos, que conta ainda com um aumento

de eficiência, diminuição do indutor utilizado no filtro de entrada. Ainda para topologia

ISOP têm-se exemplos em (YU, 2019) na utilização de conversores CC-CC em sistemas

de distribuição CC para média tensão.

Em (DAOUD, 2017) é relatado o uso de topologias modulares ISOS CC-CC para

sistemas de transmissão de energias renováveis quando se tem altas tensões na entrada

e saída. Em (JIANG, 2014) é proposto a utilização do conversor flyback CC-CC para o

carregamento de bancos de super capacitores, muito utilizados em aplicações nos

tempos atuais, como por exemplo (BAI, 2011) utilizou bancos de super capacitores em

carros elétricos. Outras aplicações da topologia ISOS são encontradas para fontes de

alimentação em geral.

O design proposto em (FAUCHET, 2015) consiste em uma linha de transmissão

de baixa potência, combinando conversores com topologias IPOS e ISOP para simplificar

a topologia. Além desse projeto, (WANG, 2015) e (HUANG, 2017) utilizaram a topologia

IPOS para grandes plantas fotovoltaicas, apresentando neste projeto alta eficiência e

aumentando através da associação a capacidade de potência.

Em (LIU, C., 2016) é utilizado a topologia IPOP para isolamento de sistemas de

distribuição de corrente continua, projetos como o (FANG, 2016) utilizam desta topologia

para conexão de geradores distribuídos visando isolamento galvânico, mudança de

níveis de tensão, pequena energia de dispersão e alta entrega de corrente.

Em projetos onde a tensão de entrada é elevada, a tensão sobre o interruptor

durante o chaveamento é uma preocupação recorrente. Em sistemas de locomotivas por

exemplo, os conversores podem ser alimentados variando de 2000-4000V. Existem ainda

aplicações que superam estas tensões, o que impõem proporcionalmente altas tensões

20

nos interruptores. Tendo isso em vista é necessário contornar este problema com uma

solução apropriada. (FANG, 2009).

A conexão em série na entrada permite a divisão de tensão entre os módulos, o

que possibilita o uso de semicondutores que suportem tensões menores em cada

módulo. (KASPER, 2015). A topologia ISOS é indicada quando se deseja tensões mais

altas tanto na entrada quanto na saída para que se divida os esforços de tensão nos

componentes (PAGLIOSA, 2018). O diagrama de blocos multifilar de um conversor

conectado em ISOS está representado na Figura 17, onde a saída também é em série,

permitindo assim atingir tensões mais elevadas na saída do sistema modular ao se somar

as tensões individuais de cada módulo.

Segundo GIRI (2006), dentre as quatro formas de conexões modulares, IPOS e

ISOP apresentam estabilidade quando operado com um sinal comum de disparo dos

MOSFETS mesmo quando há a presença de diferenças paramétricas. Entretanto

conexões como IPOP e ISOS não apresentam tal estabilidade natural quando há

diferenças paramétricas nos componentes, como por exemplo quando existe diferença

no enrolamento entre os trafos.

Nas conexões IPOP e ISOS sem variações paramétricas o auto-equilíbrio é

relatado, entretanto a divisão equitativa nestes casos é impossível na prática pois sabe-

se que componentes não são ideias mesmo que se busque essa idealidade, fatores como

atrasos de condução, atrasos de sinais, tolerância dos valores dos componentes e ainda

variações de fabricação como enrolamentos dos transformadores e indutores podem

gerar acumulo de potência não equitativo em um módulo específico, causando assim a

instabilidade do sistema como um todo.

Entretanto, autores como Pagliosa (2018) e Fernandez (2013) sugerem que há o

equilíbrio natural entre as tensões dos módulos na conexão ISOS em CC-CC. Este

equilíbrio natural está principalmente ligado as perdas intrínsecas do conversor e é

demonstrado por eles de maneiras diferentes.

Faust (2016) propôs a conexão modular ISOS do convesor flyback e comprovou

a habilidade intrísceca do converor em equilibrar naturalmente as tensões entre os

módulos no DCM. Pagliosa (2018) apresentou uma metodologia para analisar o

comportamento do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões nas conexões ISOS com

21

base na característica estática do conversor. Aplicando a metodolgia proposta na

conexão ISOS de conversores flyback a duas chaves, demostrou que o auto-equilíbrio

das tensões é mais fraco no MCC quando comparado com o DCM. Pagliosa (2018)

utilizou um conversor flyback a duas chaves, justificando que a inclusão do segundo

interruptor permite que a energia armazenada na indutância de dispersão seja devolvida

naturalmente a fonte de entrada, que limita a tensão no interruptor. Este grampeamento

natural permite a utilização da topologia para maiores potências e melhora o rendimento

quando comparado ao conversor flyback de uma chave apenas. A estrutura estudada por

Pagliosa (2018) está representada na Figura 2, que consiste no flyback a duas chaves

conectado em ISOS.

Figura 2 – Flyback a duas chaves conectado em ISOS.

Fonte: PAGLIOSA, 2018.

Fernandez (2013) propõem a utilização de um conversor mestre operando em

CCM e outros conversores conectados em ISOS operando em DCM num sistema mestre

escravo, onde os escravos operam com razão cíclica fixa seguindo o mestre. Desta forma

Fernandez (2013) demonstrou que o sistema permanecia equilibrado mesmo após

variações paramétricas. O modelo utilizado por Fernandez (2013) está exposto na Figura

3.

22

Figura 3 – Flyback a uma chave conectado em ISOS com master operando em CCM.

+vin2

-

+vin1

-

+vo2

-

+vo1

-

FLYBACK DCM 1

FLYBACK DCM 2

Ro

+vin0

-

+vo0

-

Vin

FLYBACK CCM 0

Fonte: FERNANDEZ, 2013.

O conversor utilizado por Fernandez (2013) também foi o flyback, contudo de um

único interruptor. Este mesmo conversor será utilizado como objetivo de estudo deste

trabalho, porém com uma abordagem CA-CC, enquanto a maioria dos trabalhos abordam

conversores CC-CC.

Merwe (2010) também analisou o auto-equilíbrio de forma mais analítica

especificamente na topologia ISOS, provando que é possível ter um equilíbrio natural

mais forte do que o até então estudado.

Alguns trabalhos como os de Chen (2009) e Sha (2014) propuseram a utilização

de malhas de controles adicionais, conforme visto anteriormente o equilíbrio natural é

sempre preferível a depender da topologia, modo de condução e outras particularidades,

porém nem sempre este fenômeno é o suficiente para não precisar de malhas de

controles.

Esta revisão bibliográfica mostrou que com o passar do tempo comprovou-se que

o auto-equilíbrio é sim alcançado em conversores CC-CC de diversas maneiras e

topologias, entretanto retificadores (CA-CC) não foram explorados por muitos autores no

que tange ao auto-equilíbrio. O equilíbrio das tensões nos conversores que formam

sistemas modulares é um ponto que desperta atenção, a partir dos trabalhos estudados

conclui-se que quando há o auto-equilíbrio, esta maneira é a mais adotada frente as

23

malhas de controle complexas, portanto esta característica será explorada para

retificadores conectados em módulos.

O presente trabalho comprova este fenômeno através de simulações e

prototipagem para conversores flybacks a uma chave CA-CC operando em DCM com

alto fator de potência, o diagrama de blocos deste conversor está exposto na Figura 4.

Figura 4 – Diagrama de blocos conversor flyback conectado em ISOS.

+

vout-

+vi1

-

+vi2

-

+vo1

-

+vo2

-

iin

iout

Lf

FLYBACK DCM 2

FLYBACK DCM 1

Ro

+vin

-

+von

-

FLYBACK DCM N

vac


1.3 OBJETIVOS

1.3.1 Objetivo geral

Estudar e desenvolver um retificador modular ISOS com auto-equilíbrio baseado

no conversor flyback operando em DCM com um sinal comum de comando.

1.3.2 Objetivos específicos

• Revisar bibliografia sobre o tema;

24

• Projetar conversor modular conectado em ISOS;

• Analisar matematicamente o comportamento do conversor;

• Simular o conversor projetado;

• Montar protótipo para validar os cálculos e simulações;

• Impor variações de carga para validar o comportamente dinâmico do conversor;

• Verificar auto-equilíbrio do conversor modular.

1.4 PROCEDIMENTO METODOLÓGICO

Para consecução dos objetivos, foi utilizado o método de abordagem teórico-

conceitual primeiramente para então comprovar na prática os estudos realizados. Em

outras palavras, foi feita uma revisão bibliográfica de trabalhos com correlação ao objeto

de estudo deste trabalho para então embasar os passos práticos. Após a confecção do

protótipo realizou-se registros das medições afim de comprovar o comportamento

esperado na teoria.

1.5 ESTRUTURA DO TRABALHO

O presente trabalho tem, a partir deste capítulo, mais seis capítulos, totalizando

sete capítulos ao todo, que buscam comprovar o auto-equilíbrio para a topologia modular

em ISOS através do conversor flyback a uma chave operando em DCM e conta com a

seguinte estrutura:

Capítulo 2 – Conversor Flyback a uma chave

O capítulo dois explora as características e equacionamentos mais importantes

do conversor, dando base então para estudos mais profundos que serão realizados nos

capítulos conseguintes.

Capítulo 3 – Modularização

25

Este capítulo explica a importância e vantagens da modularização, examina

também os problemas que advêm desta opção e como são contornados estes problemas,

além do equacionamento necessário para tal análise.

Capítulo 4 – Auto equilíbrio das tensões na conexão ISOS

Estudo analítico do comportamento das tensões na entrada e saída do conversor

em questão.

Capítulo 5 – Considerações do projeto

Cálculos e informações relevantes para avaliar e desenvolver o projeto.

Capítulo 6 – Resultados experimentais

Apresentação dos resultados encontrados experimentalmente na elaboração do

protótipo.

Capítulo 7 – Conclusão

No capítulo sete é apresentado a conclusão deste trabalho.

26

2 CONVERSOR FLYBACK A UMA CHAVE

2.1 ANÁLISE DO CONVERSOR

O conversor flyback é a forma isolada do conversor buck-boost, as duas

topologias são de conversores de acumulação indutiva, no caso do flyback, ocorre então

a transferência de energia do primário para o secundário com característica de fonte de

tensão em ambos os lados (FAUST, 2016). O conversor flyback a uma chave permite ao

circuito uma maior robustez, simplicidade e menor custo, além de ser isolado. Estas

características fazem com que este conversor seja muito empregado em diversos

projetos, principalmente de fontes chaveadas de potências mais baixas. Algumas de suas

características são, a possibilidade de ter várias saídas, a utilização como abaixador ou

elevador. A Figura 5 mostra o diagrama simplificado de um conversor flyback DC-DC a

uma chave.

Figura 5 – Conversor flyback a uma chave.

D

Vo Ro

S

-

+a


2.1.1 Operação em Modo de Condução Descontínuo

Em geral os conversores são analisados por etapas de operação, as quais são

utilizadas para investigar a operação dos conversores. O conversor estudado será CA-

CC diferentemente do exposto na Figura 5, portanto o conversor flyback CA-CC em

27

operação descontínua conta com três etapas de funcionamento e são melhores

explicadas abaixo.

Na primeira etapa, Figura 6, o diodo D funciona como um interruptor pois está

polarizado reversamente e abre o circuito naquele ponto, a chave S está fechada e a

energia é acumulada em Lmp nesta fase e a carga Ro é alimentada apenas pela energia

do capacitor neste momento e com a mesma tensão.

Figura 6 – Etapa de operação 1.

Lmp Lms

D

va c

vo Ro

S

vi

-

+

-

+

a


Na segunda etapa de operação, Figura 7, a chave S interrompe a passagem de

corrente no primário, a tensão no secundário se inverte, o que faz com que o diodo esteja

polarizado diretamente, então a energia acumulada é transferida para a carga e para o

capacitor.


Lmp Lms

D

vac

vo Ro

S

vi

-

+

-

+

a


28

Na última etapa antes de reiniciar o processo, a chave S permanece aberta e a

carga é alimentada pela energia que foi armazenada no capacitor conforme a Figura 8.


Lmp Lms

D

vac

vo Ro

S

vi

-

+

-

+

a


As formas de onda das etapas 1, 2 e 3 são apresentadas na Figura 9 e Figura

10, considerando um período de chaveamente, o que implica que a tensão é admitida

constante na entrada considerando uma frequência de chaveamento muito maior que a

da rede (Vac).

Figura 9 – Formas de onda de tensão do conversor.

vi

avo

vLmp

avo

vi

vi/a

vo

vLms

vo

vi

vi+avovs vi+avo

vi

1 2 3 1 2 3

vi/a

DT T T+DT 2T


29

Figura 10 – Formas de onda de corrente do conversor.

îppip

is

1 2 3 1 2 3

DT T T+DT 2T

îpp

îsp îsp


Ao analisar a forma de onda da tensão na entrada, e corrente no primário em alta

frequência têm-se o obtido na Figura 11.

Figura 11 – Formas de onda da corrente do conversor em relação a tensão de entrada.

Vacîpp

ia

Ts


Nota-se que a frequência da rede é muito menor que a de chaveamento, e em

cima desta característica que será efetuada a análise do conversor. As formas de ondas

anteriores permanecem válidas para um período de chaveamento. A tensão Vac é

representada pela equação (1).

30

𝑉ac(t) = 𝑉psen(ωt) (1)

Considereando a razão cíclica igual, ou seja, o tempo de condução igual durante

todo o chaveamento exposto na

Figura 11, têm-se então que a corrente de pico no primário é encontrada através

da equação de tensão no indutor, o que resulta na Equação (2).

𝐼pp =��acD

𝐿𝑚𝑓𝑠

(2)

Onde Lm é a indutância de magnetização referida ao primário, ��ac é a tensão no

momento do chaveamento considerando um período de chaveamento, D é a razão cíclica

e fs é a frequência de chaveamento. Considerando a Figura 10 é possível inferir que a

corrente média para um período de comutação é dado pela Equação (3).

𝐼a =𝐼 ppD

2

(3)

Para definir o ganho estático é necessário definir algumas equações, a razão

cíclica ou razão de trabalho, por exemplo é definida na Equação (4).

𝐷 =t𝑜𝑛

𝑇

(4)

A relação entre as correntes de pico do primário e secundário é definida pela

equação a seguir num período de chaveamento:

𝐼sp = 𝑎𝐼pp (5)

A relação de transformação do transformador é definida por:

𝑎 =𝑁𝑝

𝑁𝑠

(6)

O valor médio da corrente no interruptor é o mesmo que o da carga considerando

rendimento unitário, e pode ser obtido pela Equação (7).

𝐼𝑜 =𝐼sp𝑡2

2𝑇

(7)

O valor médio da tensão na saída é dada pela equação (8)

��o = 𝑅o𝐼o (8)

Logo, utilizando-se (2), (5) e (7) em (8) chega-se a:

��o =𝑎𝑅o��acD𝑡2

2𝐿𝑚

(9)

31

Quando o conversor está operando em regime permanente, o valor médio da

tensão sobre a indutância de magnetização é igual a zero, logo é possível inferir que:

��ac𝐷𝑇 = a��o𝑡2 (10)

Isolando o tempo de descarga do enrolamento secundário tem-se:

𝑡2 =��ac𝐷𝑇

a��o

(11)

Substituindo (11) em (9) e simplificando a expressão resultante, encontra-se o

obtido na equação (12) , expressão que representa o ganho estático do conversor

operando em regime permanente e no modo discontínuo.

��o

��ac

= 𝐷√𝑅o

2𝐿𝑚𝑓𝑠

(12)

2.1.2 Snubber

O circuito snubber têm dois objetivos principais, o primeiro é proteger o MOSFET

de sobretensões acima do esperado geradas pelas indutâncias do circuito, o segundo é

o aumento da eficiência devido a redução das perdas. O circuito snubber tem que

proteger o interruptor em todos os pontos de operação do conversor, fato que é alcançado

considerando o pior caso de operação (LINDSTROM, 2017).

Existem vários tipos de snubbers, dentre eles: snubber dissipativo RC, RL, RCD,

snubber de diodo, snubber regenerativos como o LC, existem ainda outros tipos de

snubbers ativos. Para este trabalho será utilizado o snubber LC, que dentre outras

características conta com o fato de armazenar a energia não utilizada durante o processo

de chaveamento e devolver esta energia para o processo novamente, não dissipando

então a energia sobressalente. A energia sobressalente é advinda da indutância de

dispersão e é notória nos desligamentos do interruptor, que ao serem comutados geram

picos de tensão sobre a chave (LINDSTROM, 2017).

Por ser um snubber regenerativo, o snubber LC acoplado ao conversor flyback

apresenta mais vantagens se comparado com a utilização dos snubbers dissipativos, por

não desperdiçar toda energia durante o processo, a Figura 12 representa o snubber

regenerativo LC.

32

Figura 12 – Snubber regenerativo LC.

D

LsD

Cs


2.1.2 Simulação

Utilizando um snubber do tipo regenerativo LC e um retificador flyback a uma

chave foram simuladas as principais formas de onda e estão expostas na Figura 13, Figura

14, Figura 15 e Figura 16. O circuito utilizado para simulação é o encontrado na Figura 6.

Para a simulação foi utilizado uma carga de 200Ω, com 200V na saída, o que

representa 200W. Além disso foi utilizado uma entrada de 110Vrms a 60Hz e uma

frequência de comutação de 100kHz. Os detalhes dos componentes utilizados na

simulação estão descritos na Tabela 1.

Tabela 1 – Especificações dos componentes do conversor

Parâmetro Valor

Indutância de magnetização do transformador (1:1) 58𝜇𝐻

Indutância de dispersão do transformador (1:1) 0,58𝜇𝐻

Capacitor de entrada 1𝜇𝐹

Capacitor de saída 300𝜇𝐹

Indutor de entrada 25𝑚𝐹

Capacitor do snubber 1,25𝑛𝐹

Indutor do snubber 325𝑢𝐻


33

Com os componentes mencionados na Tabela 1 foram simuladas várias formas

de onda, a forma de onda da entrada de tensão após o retificador está exposta na Figura

13, que é equivalente a 110Vrms mencionados anteriormente.

Figura 13 – Forma de onda simulada da tensão de entrada do conversor após retificador.

0.41 0.42 0.43 0.44

Time (s)

Vi175V

150V

125V

100V

75V

50V

25V

0.4


Em seguida foi simulado a corrente do primário e secundário do transformador

do conversor flyback. O resultado encontrado é mostrado na Figura 14.

Figura 14 – Formas de onda simulada da corrente do primário e secundário.

0.41215 0.41216 0.41217 0.41218Time (s)

10A

5A

0A

ipis


34

Ao comparar a Figura 14 e a Figura 10 nota-se que o resultado simulado vai de

encontro com o esperado na teoria.

Em seguida foi simulado a tensão em cima do interruptor, o resultado está

exposto na Figura 15.

Figura 15 – Formas de onda simulada da tensão na chave.

0.41215 0.41216 0.41217 0.41218Time (s)

0V

100V

200V

400V

Vs


Se confrontado com o relatado anteriormente na Figura 9, nota-se que seguiu o

mesmo padrão de comportamento, confirmando assim o resultado obtido.

Por último foi registrado a simulação da tensão de saída ajustada para 200 Vcc

e é mostrada na Figura 16.

Figura 16 – Formas de onda simulada da tensão de saída do conversor.

0.44 0.46 0.48Time (s)

0V

50V

100V

150V

200V Vo


35

3 MODULARIZAÇÃO E AUTO EQUILÍBRIO

Apesar do flyback ser muito utilizado, sua utilização se restringe a aplicações de

baixas potências, uma das explicações para a utilização em baixa potência é devido a

tensão que recai sobre a chave ser grande, que corresponde na prática ao somatório das

tensões de entrada, da saída refletida ao primário e ainda da tensão causada pela

indutância de dispersão no momento do chaveamento.

Para utilizar este conversor com potências maiores é necessário então contornar

este problema, o método mais difundido na literatura é a utilização de sistemas

modulares. Sistemas modlares podem em geral ser classificados como dois ou mais

subsistemas conversores que são conectados em uma das seguintes configurações:

Entrada-Série Saída-Paralela (ISOP), Entrada-Série Saída-Série (ISOS), Entrada-

Paralela Saída-Série (IPOS) ou Entrada-Paralela Saída-Paralela (IPOP). Esta técnica de

divisão da corrente ou tensão possibilita então a redução da potência por unidade

conversora de tal forma que cada célula drena apenas uma parcela da potência total do

sistema como um todo. (KASPER, 2014).

Este conceito de divisão de um sistema maior em pequenos subsistemas com

menores potências traz benefícios e melhorias de performance, como por exemplo

eficiência, densidade de potência, custo do sistema, diminuição de perdas por condução

e chaveamento se comparado com o mesmo sistema, porém sem modularizar.

(KASPER, 2014). Outros benefícios que podem ser alcançados por exemplo são: o

aumento da confiabilidade do sistema como um todo quando usado módulos em

redundância, redução de custos devido a padronização dos componentes e processo de

produção utilizados.

3.1 CONEXÃO ISOS

A conexão ISOS é indicada para sistemas onde a tensão de entrada e saída são

elevadas, esta indicação é justificada devido a esta topologia reduzir os esforços na

chave visto que a tensão de entrada é dividida entre os módulos.

36

O diagrama de blocos multifilar de um conversor conectado em ISOS está

representado na Figura 17, onde a saída também é em série, permitindo assim atingir

tensões mais elevadas na saída do sistema.

Figura 17 – Diagrama de blocos multifilar conexão ISOS.

.

.

.

MÓDULO 1

~ +-

.

.

.

.

.

.

MÓDULO 2

MÓDULO N

vi1

vi2

vin

vo1

vo2

von

ii

ic1

ic2

icn

io2

ion

io1

io

vi vo


Analisando a conexão acima, tem-se as equações abaixo, onde a tensão de

entrada é a soma das tensões dos módulos individuais e a corrente dos módulos é igual,

como a saída está em série também as equações são iguais.

𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 + 𝑣𝑖2 + ⋯ + 𝑣𝑖𝑛 (13)

𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 = 𝑖𝑐2 = 𝑖𝑐3 = ⋯ = 𝑖𝑐𝑛 (14)

𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 + 𝑣𝑜2 + ⋯ + 𝑣𝑜𝑛 (15)

𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 = 𝑖𝑜2 = ⋯ = 𝑖𝑜𝑛 (16)

3.2 CONEXÃO ISOP

Assim como nas conexões ISOS, a conexão ISOP permite maiores tensões na

entrada, entretanto a saída não conta com esta vantagem e é utilizado quando se busca

maiores correntes na saída porêm com tensões menores. (PAGLIOSA, 2018).

A conexão ISOP tem a entrada em série e saída em paralelo, seu diagrama de

blocos multifilar é representado na Figura 18.

37

Figura 18 – Diagrama de blocos multifilar conexão ISOP.

.

.

.

~ +-

MÓDULO 1

.

.

.

MÓDULO 2

.

.

.

.

.

.

MÓDULO N

vi1

vi2

vin

vo1

vo2

von

ic1

ic2

icn

ii

io

io1

io2

ion

vi vo

Fonte: Autoria Própria.

Analisando o diagrama de blocos da conexão ISOP acima, tem-se as equações

abaixo, onde a tensão de entrada é a soma das tensões dos módulos individuais e a

corrente dos módulos é igual, e a tensão de saída é igual para todos módulos entretanto

a corrente de saída é a soma da saída de cada módulo.

𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 + 𝑣𝑖2 + ⋯ + 𝑣𝑖𝑛 (17)

𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 = 𝑖𝑐2 = 𝑖𝑐3 = ⋯ = 𝑖𝑐𝑛 (18)

𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 = 𝑣𝑜2 = ⋯ = 𝑣𝑜𝑛 (19)

𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 + 𝑖𝑜2 + ⋯ + 𝑖𝑜𝑛 (20)

3.3 CONEXÃO IPOS

A conexão IPOS tem a entrada em paralelo e saída em série, seu diagrama de

blocos multifilar é representado na Figura 19. Este tipo de conexão é indicado para casos

em que a tensão de entrada não é muito elevada e que se requer maiores tensões na

saída devido ao caráter série dos módulos na saída. A aplicação desta topologia por

exemplo se dá em aparelhos de raio-x, sistemas fotovoltaicos. (PAGLIOSA, 2018).

38

Figura 19 - Diagrama de blocos multifilar conexão IPOS.

+-

.

.

.

.

.

.

~

MÓDULO 1

.

.

.

.

.

.

MÓDULO N

MÓDULO 2

vi1

vi2

vin

vo1

vo2

vonio

2io

n

io1

io

ii

ic1

ic1

icn

vi vo


Analisando o diagrama de blocos da conexão IPOS acima, tem-se as equações

abaixo, onde a tensão de entrada é igual para todos os conversores e a corrente de

entrada é a soma dos módulos individualmente, e a tensão de saída é a soma da tensão

de todos os módulos, entretanto a corrente de saída é igual para todos os módulos.

𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 = 𝑣𝑖2 = ⋯ = 𝑣𝑖𝑛 (21)

𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 + 𝑖𝑐2 + 𝑖𝑐3 + ⋯ + 𝑖𝑐𝑛 (22)

𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 + 𝑣𝑜2 + ⋯ + 𝑣𝑜𝑛 (23)

𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 = 𝑖𝑜2 = ⋯ = 𝑖𝑜𝑛 (24)

3.4 CONEXÃO IPOP

A conexão IPOP tem a entrada em paralelo e saída em paralelo, seu diagrama de

blocos multifilar é representado na Figura 20.

39

Figura 20 - Diagrama de blocos multifilar conexão IPOP.

~...

.

.

.

+-

.

.

.

.

.

.

.

.

.

MÓDULO 2

MÓDULO 1

MÓDULO N

vi1

vi2

vin

vo1

vo2

vonii

io

io1

io2

ion

ic1

ic1

icn

vi vo


O diagrama de blocos da conexão IPOP acima, tem-se as equações abaixo, onde

a tensão de entrada é igual para todos os conversores e a corrente de entrada é a soma

dos módulos individualmente, e a tensão de saída é a mesma para todos os módulos,

entretanto a corrente de saída é a soma de todos os módulos.

𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 = 𝑣𝑖2 = ⋯ = 𝑣𝑖𝑛 (25)

𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 + 𝑖𝑐2 + 𝑖𝑐3 + ⋯ + 𝑖𝑐𝑛 (26)

𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 = 𝑣𝑜2 = ⋯ = 𝑣𝑜𝑛 (27)

𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 + 𝑖𝑜2 + ⋯ + 𝑖𝑜𝑛 (28)

3.5 AUTO EQUILÍBRIO

Ao se utilizar a modularização para obter a redução dos esforços nos

componentes é importante se ater também para a divisão correta de potência entre os

conversores, para os módulos conectados em paralelo esse controle deve ser de corrente

e garantir a igualitária divisão entre os módulos mesmo com pequenas variações de

parâmetros como impedâncias de interconexões, parâmetros de controle e etc. Para

conexões em série o controle deve ser feito pela adequada divisão de tensão entre os

módulos. Para tanto, existem dois métodos difundidos, o auto-equilíbrio ou natural, e o

método através do controle por malhas de controle. (AYYANAR, 2004).

40

O equilíbrio natural é a caracterísitica do conversor em equilibrar as tensões e

correntes entre os módulos com um sinal de controle comum para todas as chaves sem

a necessidade do emprego de diversas malhas de controle no circuito. Apesar do

equilíbrio natural ser preferível frente as malhas de controle, o equilíbrio natural não é

inerente a qualquer topologia e deve ser avaliado caso a caso. (PAGLIOSA, 2018).

Devido a unificidade de resposta de cada topologia conforme visto anteriormente,

a topologia estudada neste capítulo se restringirá a estrutura de conexão ISOS. Ao se

adicionar conversores flybacks a estrutura apresentada na Figura 17 o resultado obtido

é mostrado na Figura 21.

Figura 21 – Conversores flybacks conectados em ISOS.

vac Ro

+

vo

-

+

vo1

-

+

vi

-

ic1

io

Lf

Cf1 Co1

N1:1 D1

Co2

N2:1 D2

Con

Nn:1 Dn

. . .

. . .

+

vo2

-

+

von

-

Cf2

Cfn

+

vi1

-

+

vi2

-

ic2

icn

ii1

ii2

iin


Utilizando o esquema apresentado na Figura 21, deve se garantir que os módulos

dividirão as potências igualmente, de modo que nenhum dos módulos se sobrecarregue

mesmo com pequenos desvios em parâmetros dos conversores. Qualquer situação que

possa causar uma sobrecarga e resultar em uma destruição em um dos conversores

deve ser levada em consideração no projeto desses conversores, logo os valores de

corrente e tensão devem ser acompanhados de perto para operação em regime

permanente e possíveis transientes. (KASPER, 2014).

41

3.5.1 Regime Permanente

Para analisar conversores flybacks conectados em ISOS operando no modo

descontínuo de condução será utilizado o circuito da Figura 22, este circuito conta com

dois flybacks para facilitar a análise e demonstrar que o circuito conta com estabilidade

nas tensões dos conversores mesmo após distúrbios. Os capacitores aparecem após a

ponte retificadora pois sem isso não seria possível usar snubber, e além do mais apenas

uma ponte retificadora foi necessária para provar o conceito, simular, e montar o

dispositivo na prática.

Figura 22 – Conversores flybacks conectados em ISOS.

+vi1

-

+vi2

-

Cf1

Cf2

ix

icf2

icf1

vac

Lf

D1 D2

D3 D4

ii1

ii2


A conexão ISOS entre dois conversores flybacks operando em DCM tem a

característica de autoequilíbrio da entrada e saída após um distúrbio nessas tensões.

(LINDSTROM, 2017). Para demonstrar matematicamente este comportamente utilizou-

se o procedimento a seguir.

Através da Equação (12) deduz se que a divisão das tensões de entrada entre

os módulos depende das indutâncias de magnetização e da razão cíclica, o que resulta

na Equação (29) quando considerado a mesma carga.

𝑣𝑖1

𝑣𝑖2= (

𝐷2

𝐷1)

2 𝐿𝑚1

𝐿𝑚2

(29)

Se as grandezas D2=D1 and Lm1=Lm2 e utilizando a Equação (13) encontra-se a

Equação (30):

𝑣𝑖1 = 𝑣𝑖2 =𝑣𝑖𝑛

2 (30)

42

Supondo uma variação na tensão em um dos módulos, as equações ficariam

desta forma:

𝑣𝑖1 =𝑣𝑖𝑛

2+ ∆𝑉 (31)

𝑣𝑖2 =𝑣𝑖𝑛

2− ∆𝑉 (32)

Aplicando a lei de Kirchhoff das correntes no circuito da Figura 22, encontra-se a

equação abaixo:

𝑖𝑐𝑓2 = 𝑖𝑐𝑓1 + 𝑖𝑥 (33)

𝑖𝑥 = 𝑖𝑖1 − 𝑖𝑖2 (34)

Utilizando a relação da tensão nos capacitores 1 e 2 da Figura 22:

𝜕𝑣𝑖1(𝑡)

𝜕𝑡=

𝑖𝑐𝑓1(𝑡)

𝐶1=

𝑖𝑐𝑓2(𝑡) − 𝑖𝑥(𝑡)

𝐶1

(35)

𝜕𝑣𝑖2(𝑡)

𝜕𝑡=

𝑖𝑖2(𝑡)

𝐶2

(36)

Isolando Ii2 na Equação (34) e na Equação (36) e igualando as equações

considerando Cf1=Cf2=C chega-se a Equação (37):

𝜕𝑣𝑖2(𝑡)

𝜕𝑡=

𝜕𝑣𝑖1(𝑡)

𝜕𝑡+

𝑖𝑥(𝑡)

𝐶

(37)

Aplicando Laplace na equação (37) e notando que a transformada de Laplace de

uma derivada é a derivada da transformada de Laplace, e ainda considerando o processo

num período de chaveamento e descartando condições iniciais encontra-se:

𝑠ℒ{𝑣𝑖2(𝑡)} = 𝑠ℒ{𝑣𝑖1(𝑡)} +ℒ{𝑖𝑥(𝑡)}

𝐶

(38)

ℒ{𝑣𝑖2(𝑡)} = ℒ{𝑣𝑖1(𝑡)} +ℒ{𝐼𝑥(𝑡)}

𝑠𝐶

(39)

Nota-se ainda que as tensões instantâneas nos módulos podem ser

descritas como:

𝑣𝑖1(𝑡) = 𝑉𝑖𝑝1 sin(𝜔𝑡) (40)

𝑣𝑖2(𝑡) = 𝑉𝑖𝑝2 sin(𝜔𝑡) (41)

Logo a corrente média instantânea nas chaves pode ser então descrita como:

⟨𝐼𝑖1⟩ =𝐷1

2𝑉𝑖1𝑝 sin(𝜔𝑡)

2𝑓1𝐿𝑚1

(42)

43

⟨𝐼𝑖2⟩ =𝐷2

2𝑉𝑖2𝑝 sin(𝜔𝑡)

2𝑓2𝐿𝑚2

(43)

Utilizando as Equações (31), (39) e (40) e considerando a mesma razão cíclica

e Lm para os conversores:

𝐼𝑥 =𝐷2(𝑉𝑖1𝑝 − 𝑉𝑖2𝑝) sin(𝜔𝑡)

2𝑓𝐿=

𝐷22∆𝑉 sin(𝜔𝑡)

2𝑓𝐿

(44)

Substituindo as Equações (40), (41) e (44) em (39):

ℒ{𝑉𝑖2𝑝 sin(𝜔𝑡)} = ℒ{𝑉𝑖1𝑝 sin(𝜔𝑡)} + ℒ {𝐷22∆𝑉 sin(𝜔𝑡)

2𝑓𝐿}

1

𝑠𝐶

(45)

Resolvendo a Equação (45):

𝑉𝑖2𝑝ℒ{sin(𝜔𝑡)} = 𝑉𝑖1𝑝ℒ{sin(𝜔𝑡)} +𝐷2∆𝑉

𝑓𝐿𝑠𝐶ℒ{sin(𝜔𝑡)}

(46)

Simplificando a Equação (46):

𝑉𝑖𝑝2 = 𝑉𝑖𝑝1 +𝐷2∆𝑉

𝑓𝐿𝑠𝐶

(47)

Ao analisar a resposta da Equação (47) e da Figura 23 nota-se que mesmo

depois de um desbalanço de tensão na entrada do conversor, o próprio conversor é capaz

de se auto-equilibrar novamente sem a utilização de forças externas.

Figura 23 – Diagrama de blocos da resposta após distúrbio.

+-

Vip2 Vip1 V Ix 1SC

DfL

2


A Figura 23 mostra que o caráter integral que multiplica Ix é essencial para o

sistema se rebalancear após distúrbios de primeira ordem, este padrão é encontrado

também para desbalanços nas tensões de saída.

44

4. PROJETO E SIMULAÇÃO

Neste capítulo será discutido e analisado as principais equações utilizadas para

projetar o conversor flyback a uma chave operando em modo DCM. Componentes como

transformador, capacitor e indutor de entrada, capacitor de saída e snubber serão

analisados e os resultados serão confrontados com a simulação.

4.1 TRANSFORMADOR

A otimização de indutores representa parte significativa para se obter sucesso

em um projeto de conversores de potência. Fatores como o tamanho do núcleo, o

material com que é feito, o material do condutor, a quantidade de enrolamentos e até

mesmo o espaço de ar deixado entre o entreferro determinam parâmetros e a qualidade

de um transformador. (KASPER, 2015).

Para definir o transformador utilizado no projeto é necessário calcular a

indutância de magnetização para garantir que o sistema opere em DCM. Para tanto

considera-se o modo de condução crítico no pico da senoide e então calcula-se os

paramêtros a seguir. A razão cíclica máxima é dada pela Equação (48).

𝐷 ≤1

1 +1

𝛽

(48)

Onde beta é definido segundo a Equação (49).

𝛽 =𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑉𝑝𝑁𝑠= 1,28

(49)

Manipulando algebricamente as equações (48) e (49) chega-se a equação (50).

𝐷 ≤𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑉𝑜𝑁𝑝 + 𝑉𝑝𝑁𝑠

(50)

O valor de D instantâneo dependerá da carga, o valor encontrado na

Equação (50) é o limite para o qual o conversor continua operando no modo de condução

descontínuo. À medida que o conversor começa a fornecer mais potência, o conversor

se ajusta e aumenta a razão cíclica para compensar a entrada de carga, desta forma se

45

o conversor operar em potência nominal ou abaixo dela o valor de D não será

ultrapassado.

Com as equações anteriores é possível definir os parâmetros do transformador.

Assumindo a relação de transformação unitária, a indutância de magnetização máxima

do transformador é então dada por:

𝐿𝑚 ≤𝑉𝑝

2

4𝑓𝑠𝑃𝑜(1 + 𝛽)2 𝑜𝑢 𝐿𝑚 ≤

𝑁𝑝𝐷2𝑉𝑝𝑉𝑜

𝑁𝑠4𝛽𝑓𝑠𝑃𝑖𝑛

(51)

A equação (51) é utilizada para garantir então que o conversor não ultrapasse

os valores permitidos para a indutância de magnetização mantendo sua operação no

modo descontínuo de condução.

4.2 FILTRO DE ENTRADA

O filtro de entrada é utilizado para melhorar a corrente de entrada, garantindo um

alto fator de potência e o caráter senoidal da entrada. Para calcular os valores do

capacitor e indutor primeiramente é necessário considerar um circuitor equivalente

conforme a imagem a seguir.

Figura 24 – Circuito equivalente filtro de entrada.

Vin

Lf

Cf Req


Para encontrar o resistor equivalente utiliza-se a equação (52), para tanto é

necessário aproximar o valor de pico mínimo de entrada.

𝑅𝑒𝑞 =𝑉𝑝𝑚í𝑛

𝐼𝑝

(52)

46

A frequência de corte deve ser pelo menos dez vezes menor que a frequência de

chaveamento. A equação para o cálculo então se torna o exposto na equação (53).

𝜔𝑐 =2𝜋𝑓𝑠

10

(53)

Definindo a frequência de corte, calcula-se então o capacitor de entrada através

da equação (54).

𝐶𝑓 =1

2𝑅𝑒𝑞𝜔𝑐𝜉

(54)

Para calcular a indutância do filtro de entrada utiliza-se a equação (55).

𝐿𝑓 =1

𝐶𝑓𝜔𝑐2

(55)

4.3 CAPACITOR DE SAÍDA

O capacitor de saída tem o papel fundamental de regular a tensão de saída, ou

seja, através dele é possível definir quanto será a máxima variação de tensão na saída

do conversor. Utiliza-se a Equação (56) para definir o valor do capacitor a ser utilizado

para garantir a ondulação desejada, entretando na prática pode ser utilizado valores

maiores afim de reduzir ainda mais a ondulação.

𝐶𝑜 ≥𝑃𝑜

2𝜋𝑓𝑉𝑜∆𝑉𝑜

(56)

Onde 𝑓 é a frequência da rede, 𝑉𝑜 é a tensão de saída, ∆𝑉𝑜 é a ondulação

máxima projetada e 𝑃𝑜 a potência de saída do conversor.

4.4 SNUBBER

Para o conversor flyback, o pior ponto de operação ocorre quando o máximo de

energia é armazenado na indutância de dispersão (Lk) e que acontece quando o

conversor opera na maior razão cíclica. (LINDSTROM, 2017).

A máxima tensão sobre o interrutor pode ser dada pela equação (57).

𝑉𝑑𝑠 = 𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 + 𝑉𝑖 (57)

47

Para calcular a tensão de corte é necessário aplicar a lei de Kirchhoff das tensões

na malha que contém a indutância de dispersão, o que resulta na equação (58).

𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 =𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑁𝑠+ √

𝐿𝑘 𝐼𝑝𝑝 2

𝐶𝑠

(58)

Onde Ipp é a corrente de pico no enrolamento primário, resolvendo a equação

(58) isolando-se Cs encontra-se a equação (59), que representa o capacitor indicado

para maior eficiência do conversor considerando que a maior eficiência se dá ao utilizar

a maior tensão possível sem ultrapassar os limites dos componentes.

𝐶𝑠 =𝐿𝑘𝐼𝑝𝑝

2

(𝑉𝑑𝑠 − 𝑉𝑖 −

𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑁𝑠)

2 (59)

O snubber regenerativo LC funciona retornando a energia armazenada em Cs

para a entrada, funciona como um ceifador também, limitando a corrente da chave

durante a inversão de polaridade no capacitor Cs.

Para garantir o correto funcionamento do snubber LC é necessário que a

indutância do snubber seja menor que o resultado encontrado na equação (60).

𝐿𝑠 < (𝐷𝑚𝑖𝑛

𝑓𝑠𝜋)

2 1

𝐶𝑠

(60)

A equação (60) garante que o período de descarregamento é menor que o tempo

de carregamento de modo a garantir a inversão de tensão e o completo funcionamento

do snuber regenerativo LC.

4.5 CÁLCULOS DO PROJETO

Para dimensionar os componentes, utilizar-se-á uma das vantagens de sistemas

modulares que é dimensionar apenas um dos conversores e depois uni-los formando um

sistema como um todo. As especificações e requisitos do sistema completo estão

apresentadas na Tabela 3.

Seguindo as orientações anteriores, primeiramente calcular-se-á os parâmetros

do transformador. Primeiramente define-se a razão cíclica máxima, utilizando-se a

equação (48) e (49).

48

𝛽 =𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑉𝑝𝑁𝑠=

200.1

156.1= 1,28

(61)

Tendo o valor de beta calculado, chega-se à razão cíclica máxima para manter o

sistema em condução descontínua, o resultado é apresentado na equação (62).

𝐷 ≤𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑉𝑜𝑁𝑝 + 𝑉𝑝𝑁𝑠=

200.1

200.1 + 156.1= 0,56

(62)

O passo seguinte é definir a indutância de magnetização máxima, para tanto

utiliza-se a equação (51).

𝐿𝑚 ≤𝑉𝑝

2

4𝑓𝑠𝑃𝑜(1 + 𝛽)2=

1562

4.100𝑘. 200(1 + 1,28)2= 58,52 𝜇𝐻

(63)

Em seguida, após determinar os parâmetros do transformador, calcular-se-a o

capacitor e o indutor do filtro de entrada do conversor. Para calcular o indutor, encontra-

se primeiro a frequência de corte.

𝜔𝑐 =2𝜋𝑓𝑠

10=

2𝜋100000

10= 62830 𝑟𝑎𝑑/𝑠

(64)

Considerando um capacitor de 1𝜇𝐹 calcula-se então o indutor adequado para que

o filtro funcione na frequência requerida. Para calcular a indutância do filtro de entrada

utiliza-se a equação (55).

𝐿𝑓 =1

𝐶𝑓𝜔𝑐2 =

1

1−6. 628302= 0,25𝑚𝐻

(65)

O capacitor mínimo de saída para garantir uma ondulação máxima de 5% é

calculado seguindo a equação (56), o resultado é apresentado na equação (66).

𝐶𝑜 ≥𝑃𝑜

2𝜋𝑓𝑉𝑜∆𝑉𝑜=

200

2𝜋. 60.200.8= 265,26𝜇𝐹

(66)

O circuito snubber LC pode ser determinado através dos procedimentos abaixo.

A tensão máxima suportada pela chave será de 600V e a tensão de pico na entrada é de

156V resultando numa tensão de corte expressa abaixo.

𝑉𝑑𝑠 = 𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 + 𝑉𝑖 , 𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 = 600 − 156 = 444𝑉 (67)

Como regra prática a indutância de dispersão é considerada 1% da

magnetizante, logo, considerar-se-a 1% do valor máximo calculado, que resulta em

0,58𝜇𝐻. Importante salientar que estes valores baixos de dispersão são alcançados com

a relação de transformação unitária, portanto a modularização trás esta grande vantagem

49

que é utilizar pequenas dispersões e mesmo assim controlar a tensão de saída através

das conexões.

A corrente de pico máxima é dada seguindo a equação de tensão no indutor,

considera-se para tanto que a tensão não varia, pois, a frequência de chaveamento é

muito maior que a frequência da rede, e ainda se considera o pico da senoide que entrega

o maior valor de corrente.

𝑣𝑙(𝑡) =𝐿𝑑𝑖

𝑑𝑡

(68)

Rearranjando os termos, integrando os dois lados da equação e isolando a

corrente encontra-se.

𝐼𝑝𝑝 =𝑉𝑚á𝑥𝐷∆𝑡

𝐿=

156.0,4.1.10−5

55.10−6= 11,35𝐴

(69)

O snubber regenerativo LC funciona retornando a energia armazenada em Cs

para a entrada, onde Ipp é a corrente de pico no enrolamento primário, resolvendo a

equação (58) isolando-se Cs encontra-se a equação (59), que representa o capacitor

indicado para maior eficiência do conversor considerando que a maior eficiência se dá

ao utilizar a maior tensão possível sem ultrapassar os limites dos componentes.

𝐶𝑠 =𝐿𝑘𝐼𝑝𝑝

2

(𝑉𝑑𝑠 − 𝑉𝑖 −

𝑉𝑜𝑁𝑝

𝑁𝑠)

2 =0,58𝜇. 11,352

(444 −200.1

1)

2 = 1,25𝑛𝐹 (70)

Para garantir o correto funcionamento do snubber LC é necessário que a

indutância do snubber seja menor que o resultado encontrado na equação (60).

𝐿𝑠 < (𝐷𝑚𝑖𝑛

𝑓𝑠𝜋)

2 1

𝐶𝑠= (

0,2

100𝑘. 𝜋)

2

.1

1,25𝑛= 324,24𝜇𝐻

(71)

A equação (60) garante que o período de descarregamento é menor que o tempo

de carregamento de modo a garantir a inversão de tensão e o completo funcionamento

do snuber regenerativo LC.

4.6 SIMULAÇÕES

Para validar experimentalmente o protótipo proposto, iniciar-se-á com a

simulação dos dois conversores operando em potência nominal e confrontá-los com os

50

resultados obtidos nas aquisições em laboratório das principais formas de onda. As

formas de onda da tensão de entrada de cada conversor estão expostas abaixo.

Figura 25 – Simulação das tensões de entrada de cada conversor do protótipo.

0V

50V

100V

150V

200V vi1

vi2


Nota-se que a simulação da tensão de entrada do primeiro conversor está

sobreposta pela do segundo conversor visto que são muito parecidas. No capítulo

seguinte serão mostradas as aquisições das mesmas formas de onda simuladas. As

ondas registradas na Figura 25 representam a entrada senoidal do conversor, porém

retificada, como a onda foi retificada sua frequência é dobrada em relação aos 60Hz da

entrada e se torna 120Hz.

A Figura 26 representa a simulação das tensões de saída de cada conversor em

separado, o caráter contínuo é visto na onda de saída com uma pequena ondulação.

Figura 26 – Simulação das tensões de saída e entrada de cada conversor do protótipo.

Vo2

Vi2

Vo1

Vi1

0V

50V

100V

150V

200V

250V

0V

50V

100V

150V

200V

250V

0.2 0.22 0.24 0.26 0.28 0.3Time (s)


51

Obserserva-se também que quanto maior a quantidade de conversores, menor a

necessidade de filtros de corrente na entrada (indutor), para comprovar isso foi simulado

as formas de onda de corrente de entrada.

Figura 27 – Simulação das correntes de entrada com (A) um conversor (B) dois conversores (C)

três conversores (D) quatro conversores.

0A

-10A

-20A

10A

20A

0A

-5A

-10A

-15A

5A

10A

15A

0A

-5A

-10A

5A

10A

0A

-5A

-10A

5A

10A

A)

B)

C)

D)

0.052 0.054 0.056 0.058 0.06 0.062 0.064

TEMPO (s)

0.066


Na sequência observou-se o comportamento das correntes, segundo a teoria e

as simulações o que deve ocorrer é que no momento em que as chaves estão ligadas,

ocorre o carregamento do primário do transformador, quando o interruptor é bloqueado,

a energia armazenada é transferida ao secundário. As simulações são encontradas na

Figura 28 representando o primeiro (A) e segundo (B) conversor respectivamente.

52

Figura 28 – Simulação das correntes do primário e secundário. (A) conversor de cima (B)

conversor de baixo.

0A

2A

4A

6A

8A

10A

12A

0.47045 0.470455 0.47046 0.470465 0.47047 0.470475

Time (s)

0A

2A

4A

6A

8A

10A

12A

A)

B)


No capítulo seguinte serão confrontados todos os resultados obtidos na

simulação através de aquisições do protótipo montado em laboratório.

53

5. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Para confeccionar o protótipo e validar os resultados teóricos, optou-se por um

sistema modular de 2 conversores flybacks a uma chave operando no modo de condução

descontínuo, o circuito está apresentado na Figura 22. Este capítulo apresenta os

resultados das aquisições, a especificação dos módulos e a comparação com os

resultados obtidos nas simulações. A Tabela 2 apresenta os componentes utilizados para

a confecção do protótipo da Figura 29 e o apêndice A apresenta o esquemático do

circuito.

Tabela 2 – Lista dos componentes utilizados

Componente Modelo Valor

Mosfet IPP65R045C7 650V

Driver FOD3180 2A

Capacitor de saída B32671P 300µF

Capacitor de entrada B32671L 1µF

Diodos IDH16G65C5 16A

Capacitor snubber Cerâmico 1,25nF

Transformador Magnetizante Montagem em laboratório 58µH

Transformador Dispersão Montagem em laboratório 0,58µH


Os componentes foram utilizados para atendes os requisitos do projeto descritos

na Tabela 3.

54

Tabela 3 – Especificações dos módulos

Parâmetro Valor total

Tensão de entrada 312Vp

Tensão de saída 400Vdc

Razão cíclica nominal 0,4

Ondulação máxima da tensão de saída 5%

Potência de saída 400W

Corrente nominal da carga 1A

Frequência de chaveamento 100kHz


5.1 REGIME PERMANENTE

Seguindo a mesma linha das simulações, foram feitas aquisições para confrontar

com os resultados obtidos. O protótipo montado em laboratório está exposto na Figura

29.

Figura 29 – Protótipo flyback a uma chave conectado em ISOS.

ESP32 MICROCONTROLLER

IPP65R045C7MOSFET

FOD3180DRIVER

TRANSFORMER


55

Para a tensão de entrada dos conversores as formas de onda encontradas foram

as expostas nas Figura 30 e Figura 31. Observa-se também através da Figura 31 que o

padrão se mantém, mesmo após alguns ciclos da rede, demonstrando um caráter estável

em regime permanente na condição nominal.

Figura 30 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo (1) Azul escuro –

Conversor de cima (2) Azul claro – Conversor de baixo.


56

Figura 31 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo em uma escala menor

(1) Azul escuro – Conversor de cima (2) Azul claro – Conversor de baixo.


Após os registros de tensão da entrada, registrou-se também as tensões de saída

dos conversores em separado. Como a topologia é em série, sua soma deve ser igual a

tensão nominal de operação, resultando em 400V de saída. A Figura 33 representa a

aquisição das tensões de saída de cada conversor em separado, o caráter contínuo é

visto na onda de saída com uma pequena ondulação e se sobrepõem devido a serem

parecidas.

57

Figura 32 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo (1) Azul escuro –

Conversor de cima (2) Azul claro – Conversor de baixo.


Observa-se que a forma de onda nas tensões de saída está em acordo com a

simulação e teoria acerca do tema. O conversor apresenta ondulação de saída muito

próximo ao especificado na Tabela 3.

As aquisições das correntes do primário e secundário de cada conversor são

mostradas abaixo na Figura 33 e Figura 34 respectivamente. Se confrontado com o

calculado na equação (69) chega-se à conclusão que os valores são coerentes. Cabe

ainda salientar que essa aquisição se dá no pico da senoide, esses valores variam de

acordo com o momento registrado devido ao caráter senoidal.

58

Figura 33 – Aquisições das correntes do primário e secundário do primeiro conversor (3) Roxo –

Primário conversor de cima (4) Roxo – Secundário conversor de cima.


Figura 34 – Aquisições das correntes do primário e secundário do segundo conversor (3) Roxo –

Primário conversor de baixo (4) Roxo – Secundário conversor de baixo.


Por se tratar de uma carga resistiva na saída, a corrente de saída acompanhará

o formato da tensão mostrado na Figura 32, fato que torna não relevante mostrar a forma

de onda.

59

A Figura 35 traz o comportamento do snubber de um dos conversores, onde a

curva em azul escuro é a tensão na chave, a curva azul claro é a tensão no capacitor

invertida, e em verde claro é a corrente no indutor do snubber.

Figura 35 – Aquisição das tensões e corrente do snubber (1) Azul escuro - Tensão na chave (2)

Azul claro - Tensão do capacitor (3) Verde – Corrente no indutor do snubber.


A curva de eficiência versos potência foi traçada para o conversor e o resultado

está apresentado na Figura 36. Observa-se que a maior eficiência encontrada foi próxima

a potência nominal, entretanto em geral se a potência nominal for ultrapassada pode-se

chegar a valores maiores para a eficiência.

60

Figura 36 – Eficiência x Potência para dois conversores.


Foi feita a aquisição da corrente de entrada e tensão de entrada, nota-se o alto

fator de potência e corrente de entrada próxima da obtida na simulação. Para dois

conversores a tensão e a corrente de entrada estão representadas na Figura 37, a tensão

apresentou THD de 1,3% e a corrente 8,33% considerando a frequência fundamental de

60Hz.

Figura 37 - Aquisições da tensão e corrente de entrada para 2 conversores em ISOS (2) Azul claro

– Tensão de entrada CA (3) Roxo – Corrente de entrada CA.


90

90.5

91

91.5

92

92.5

130 180 230 280 330 380

Efi

ciên

cia

[%]

Potência [W]

Eficiência x Potência

61

5.2 DEGRAU DE CARGA

Para fazer a aquisição dos degrais de carga impostos aos conversores foi

montado um esquema para variar a carga instanêamente. O circuito utilizado está

esquematizado abaixo, as aquisições foram feitas mostrando o gatilho (corrente que

passa no disjuntor D, representada em azul), e as tensões em cada um dos dois

conversores conectados em série. Após o transitório, espera-se o equilíbrio em 200V

para cada conversor visto que a tensão nominal é de 400V para o conjunto.

Figura 38 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo.

Ro

Rv

CONVERSOR 1

CONVERSOR 2

+vo1

-

+vo2

-

D


5.2.1 Degrau de Carga de 400Ω - 600Ω

O primeiro teste foi realizado experimentando uma mudança de 400Ω para 600Ω.

Seguindo o esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 200Ω para as situações

de entrada e saída de carga apresentadas abaixo. As aquisições estão registradas na

Figura 39 deste primeiro experimento. O resultado demonstrou o comportamento

esperado após o transitório de tensão. Vo1 foi registrado em rosa e Vo2 foi registrado em

azul para todos os experimentos.

62

Figura 39 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de

carga de 400Ω para 600Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída

conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.


Neste segundo caso, analisou-se a mudança de 600Ω para 400Ω, nota-se que a

condição nominal é alcançada quando a curva em azul escura está em 1A. As aquisições

estão registradas na Figura 40 e também se encontra equilibrado após transitório.

63






Neste caso foi analisado uma mudança de 400Ω para 550Ω. Seguindo o

esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 150Ω para as duas situações a

seguir. As aquisições do primeiro experimento estão registradas na Figura 41 e

demonstra o comportamento esperado após o transitório de tensão.

64





Este segundo caso, mudou-se o disjuntor após as aquisições anteriores e a carga

foi então alterada de 550Ω para 400Ω, os resultados encontram-se na Figura 42.





65



esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 100Ω para as duas situações a

seguir. As aquisições estão registradas na Figura 43 e demonstra o comportamento

esperado após o transitório de tensão.





Neste caso foi analisado uma mudança de 500Ω para 400Ω e o resultado está

registrado na Figura 44.

66







esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 50Ω para as duas situações a seguir.

As aquisições do primeiro teste estão registradas na Figura 45 e mostra que o

comportamento é estável após o transitório de tensão.

67





Este segundo caso, mudou-se o disjuntor após as aquisições anteriores e a carga

voltou para a condição nominal, os resultados encontram-se na Figura 46 mostrando

estabilidade após o transitório.

68





Observou-se um caráter estável para todos os testes realizados com o protótipo

durante e após as mudanças de carga conectadas ao conversor.

5.3 REGIME PERMANENTE PARA 4 CONVERSORES CONECTADOSEM ISOS

Expandiu-se a análise em regime permanente para comprovar os resultados

mostrados anteriormente também para 4 conversores em série, o circuito utilizado está

na Figura 51. Os resultados desta análise encontram-se abaixo.

69

Figura 47 – 4 Conversores conectados em ISOS.

vac

Ro

+

vo

-

+

vo1

-

Cf1 Co1

N1:1 D1

Co2

N2:1 D2+

vo2

-

Cf2

ii1

ii2

+

vo3

-

Cf3 Co3

N3:1 D3

Co4

N4:1 D4+

vo4

-

Cf4

ii3

ii4


As tensões de entrada em cada um dos conversores foram registradas na Figura

48.

Figura 48 – Aquisições das tensões de entrada de cada conversor com 4 conversores (1) Azul

escuro – Tensão de entrada conversor 1 (2) Azul claro – Tensão de entrada conversor 2 (3) Rosa –

Tensão de entrada conversor 3 (4) Verde claro - Tensão de entrada conversor 4.


70

As tensões de saída de cada um dos conversores foram registradas abaixo, nota-

se apenas uma pequena ondulação em cada um dos conversores, entretanto este

comportamento é esperado e calculado na teoria.

Figura 49 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor com 4 conversores (1) Azul

escuro – Tensão de saída conversor 1 (2) Azul claro – Tensão de saída conversor 2 (3) Rosa –

Tensão de saída conversor 3 (4) Verde claro - Tensão de saída conversor 4.


As correntes no primário do transformador de cada um dos conversores foram

registradas e estão dispostas na Figura 50.

71

Figura 50 – Aquisições das correntes do primário com 4 conversores (3) Rosa – Corrente primário

conversor 1 (4) Verde – Corrente primário conversor 4.


As correntes no secundário do transformador de cada um dos conversores foram

registradas e estão dispostas na Figura 51.

Figura 51 – Aquisições das correntes do secundário com 4 conversores (3) Rosa – Corrente

secundário conversor 1 (4) Verde – Corrente secundário conversor 4.


Foi feita a aquisição da corrente de entrada e tensão de entrada, nota-se o alto

72

fator de potência (0.99) e corrente de entrada próxima da obtida na simulação, esta

aquisição foi realizada sem o indutor de entrada responsável pelo filtro em conversores

com menos conversores, provando assim o explicado anteriormente. Para quatro

conversores a tensão e a corrente de entrada estão representadas na Figura 52, a tensão

apresentou THD de 1,12% e a corrente 6,48% considerando a frequência fundamental

de 60Hz.

Figura 52 – Aquisições da tensão e corrente de entrada para 4 conversores em ISOS (2) Azul claro

– Tensão de entrada CA (3) Roxo – Corrente de entrada CA.


A eficiência obtida para quatro conversores conectados em ISOS sem o filtro de entrada

está apresentada na Figura 53.

73

Figura 53 – Eficiência x Potência para quatro conversores.


91

91.2

91.4

91.6

91.8

92

92.2

92.4

92.6

92.8

93

130 180 230 280 330 380 430

Eficiência x Potência

74

6. CONSIDERAÇÕES FINAIS

O conversor flyback conta com uma grande vantagem que é o isolamento natural

devido a sua topologia. Operar com o flyback no modo de condução descontínuo traz

vantagens como controle simples, utilização de poucos componentes se comparado com

outros conversores, necessidade de transformadores menores, resposta transitória mais

rápida e menores perdas na chave durante o chaveamento.

Esta dissertação fez uma análise do conversor flyback CA-CC conectado em

série na entrada e série na saída, a ideia era provar que através de um sinal de controle

comum a todos, o mesmo não entra em instabilidade operando em DCM, mesmo com

degrais de carga durante seu funcionamento o auto equilíbrio das tensões é observado.

Foi feito uma revisão bibliográfica para analisar os trabalhos até então

elaborados, notou-se que para conversores CC-CC, dois trabalhos ganham notória

atenção, a dissertação do Pagliosa e o trabalho de Fernandez, ambos provaram o auto

equilíbrio para topologia proposta por eles. Pagliosa utilizou flyback a duas chaves

conectados em ISOS, demonstrou que o auto equilíbrio ocorria nesta topologia operando

em DCM com um sinal comum entre os os conversores. Fernandez também comprovou

o auto equilíbrio propondo uma topologia a uma chave, porém com um conversor fazendo

o papel de master e operando em CCM, esta topologia também apresentou o auto

equilíbrio operando com um sinal de comando comum para os conversores.

Os trabalhos encontrados foram para topologias CC-CC, entretanto a presente

dissertação estudou o comportamento do flyback conectado em ISOS para CA-CC com

um sinal comum para todos os conversores, para tanto foi necessário estudar o

comportamento matemático, projetar o conversor, simular o projeto e ainda confeccionar

o protótipo para fazer as aquisições e comprovar o estudado. Durante os estudos das

equações e das simulações foi possível comprovar que o conversor alcançaria a

estabilidade operando em DCM, o protótipo apenas confirmou tal comportamento.

Foi imposto ao protótipo ainda variações na carga para verificar o comportamento

após variações, os resultados foram bons e o retificador foi capaz de se auto equilibrar

com o mesmo sinal de comando para os módulos.

75

O conversor modular foi escolhido devido a várias vantagens competitivas como

a facilidade de produção, melhoria de rendimento, redução de componentes (filtro de

entrada por exemplo), possibilidade de redundância e alcance de maiores potências se

comparada a sistemas não modulares. A grande preocupação dessa escolha foi a divisão

igualitária de potência entre os módulos, necessário para que os módulos trabalhem de

forma estável.

O conversor operou de forma satisfatória com 2 e 4 conversores conectados, as

tensões e correntes de entrada e saída permaneceram estáveis em DCM e ficaram

conforme previsto em simulação. Além disso provou-se que com 4 conversores não é

necessário filtro de entrada para se obter uma corrente de entrada com pouca ondulação,

fato que não é verdade para apenas um conversor por exemplo.

O maior desafio para montar o protótipo de forma confiável para validar o

experimento foi encontrar e confeccionar componentes fiéis e precisos em seus valores,

com uma faixa de variação pequena. Alguns componentes como os transformadores e

indutores foram fabricados em laboratório, procedimento que demandou tempo e

produção cuidadosa para alcançar bons resultados.

O conversor apresentou aproximadamente 93% de eficiência com 2

conversores operando em potência nominal, e chegou-se à conclusão que as tesões e

correntes permaneceram estáveis mesmo depois de distúrbios de primeira ordem, o que

foi confirmado depois de simulações, protótipos e análises algébricas.

6.1 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS

Como sugestões de estudos que podem ser desenvolvidos em continuidade do

presente trabalho estão:

• Aumentar a potência do presente conversor;

• Fazer análise durante transitórios;

• Testar vários snubbers para verificar o melhor.

Dessa forma, conclui-se que ainda existem trabalhos que podem ser

76

desenvolvidos e melhorados acerca do tema.

77

REFERÊNCIAS

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82

APÊNDICE A – ESQUEMÁTICO DO PROTÓTIPO

3V3

GND

3V3

GN

D

IO23

IO22

IO21

IO19

IO18

IO5

IO17

IO16

IO4

IO12

IO14

IO27

IO26

IO25

IO33

IO32

IO35

IO34

IO39

IO36

VC

C

3V3

IO1IO

3

IO21

IO23

GN

D

IO22

GND

12V1

12VGND1

DRAIN2

DRAIN1

DRAIN2

DRAIN1

SO

UR

CE

2

12V2

12VGND2

12VG

ND

1

12V112V2

12VG

ND

2

SOURCE2 SOURCE1

SO

UR

CE

1

T1T2

SOURCE1

SOURCE2

3V3

3V3

IO14

IO26

T1

DR

AIN

1

T2

DR

AIN

2

IO36

GN

D

IO34GND

IO35GND

IO32GND

IO33GND

IO39GND

1

2

127/220VTB

LOC

K-I2

124 3

SR

1

SO

UR

CE

3V3

ES

P 32

GN

D1

3V2

EN

3

IO36

4

IO39

5

IO34

6

IO35

7

IO32

8

IO33

9

IO25

10

IO26

11

IO27

12

IO14

13

IO12

14

GN

D15

IO23

16

IO22

17

TX18

RX

19

IO21

20

NC

21

IO19

22

IO18

23

IO5

24

IO17

25

IO16

26

IO4

27

IO0

28

ES

P2

ES

P32

13

FLS

FLAS

H

FL10k

13

RS

T

RE

SE

T

EN

10k

1

2

3

G TX

RX

3PIN

S

RLS

1kSTATU

SLE

D

6101 53 42

TR2

TRA

FO

AK

CE B

VC

C

235 6 7 8

FOD

3180-1

6N136

6101 53 42

TR1

TRA

FO

CF1

0.1uF

RD

1

330

AK

CE B

VC

C

235 6 7 8

FOD

3180-2

6N136

CF2

0.1uF

RD

2

330

CF2E

1uF

CF1E

1uF

124 3

SR

2

SO

UR

CE

3V3

1 2

~

TBLO

CK

-I2

IE2.5m

D1

20ETS

12AFP

D4

20ETS

12AFP

D2

20ETS

12AFP

D3

20ETS

12AFP

I-P1.

1

RQ

1L

10

RQ

2L

10

Q1

IRF3305

Q2

IRF3305

RQ

1H850k

RQ

2H850k

124 3

SR

3

SO

UR

CE

3V3

DS

1

20ETS

12AFP

DS

2

20ETS

12AFP

1 2

CA

RG

A

TBLO

CK

-I2

RD

H420k

RD

L1k

CP

12,2u

CP

22,2u

C3

100p

C1

100p

C2

100p

C4

100p

DS

420E

TS12A

FP

DS

520E

TS12A

FP

L11mH

C9

100p

C10

100p

C11

100p

C12

100p

DS

620E

TS12A

FP

DS

720E

TS12A

FP

L21mH

CS

1100p

CS

2100p

13

UP

FLAS

H

RU

P10k

13

DO

WN

FLAS

H

RD

W10k

CF3

1uF

R1

1k10%LE

D

R2

1k20%LE

D

R4

1k40%LE

D

R5

1k50%LE

D

R3

1k5%LED

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