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FATOR DE POTÊNCIA E DISTORÇÃO HARMÔNICA Fator de Potência Consideremos, para efeito das definições posteriores o esquema da figura 1.1. Figura 1.1 Circuito genérico utilizado nas definições de FP e triângulo de potência. Definição de Fator de Potência Fator de potência é definido como a relação entre a potência ativa e a potência aparente consumidas por um dispositivo ou equipamento, independentemente das formas que as ondas de tensão e corrente apresentem. Os sinais variantes no tempo devem ser periódicos e de mesma frequência. (1.1) Caso 1: Tensão e corrente senoidais

Fator de Potência e Distorção Harmônica

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Relaciona a distorção harmonica e o fator de potencia

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  • FATOR DE POTNCIA E DISTORO HARMNICA

    Fator de Potncia

    Consideremos, para efeito das definies posteriores o esquema da figura 1.1.

    Figura 1.1 Circuito genrico utilizado nas definies de FP e tringulo de potncia.

    Definio de Fator de Potncia

    Fator de potncia definido como a relao entre a potncia ativa e a potncia aparente consumidas por um dispositivo ou equipamento,

    independentemente das formas que as ondas de tenso e corrente apresentem. Os sinais variantes no tempo devem ser peridicos e de mesma

    frequncia.

    (1.1)

    Caso 1: Tenso e corrente senoidais

  • Em um sistema com formas de onda senoidais, a equao 1.1 torna-se igual ao cosseno da defasagem entre as ondas de tenso e de corrente ().

    Analisando em termos das componentes ativa, reativa e aparente da energia, pode-se, a partir de uma descrio geomtrica destas componentes,

    mostrada na figura 1.1, determinar o fator de potncia como:

    (1.2)

    A figura 1.2 mostra sinais deste tipo, com defasagem nula. O produto das senides d como resultado o valor instantneo da potncia. O valor

    mdio deste produto a potncia ativa, e tambm est indicada na figura. Em torno deste valor mdio flutua o sinal da potncia instantnea. O

    valor de pico deste sinal numericamente igual potncia aparente. Quando a defasagem nula o produto (potncia instantnea) ser sempre

    maior ou igual a zero.

    Considerando os valores utilizados na figura, os valores de pico das ondas senoidais so de 200V e 100A, o que conduz a valores eficazes de

    141,4V e 70,7A, respectivamente. O valor calculado da potncia aparente de 10kW. Estes resultados so consistentes com os obtidos pela

    figura 1.2.

    A figura 1.3 mostra situao semelhante, mas com uma defasagem de 90 graus entre os sinais. A potncia instantnea apresenta-se com um valor

    mdio (correspondente potncia ativa) nulo, como de se esperar. A amplitude da onda de potncia numericamente igual potncia aparente.

    Na figura 1.4 tem-se uma situao intermediria, com uma defasagem de 45 graus. Neste caso a potncia instantnea assume valores positivos e

    negativos, mas seu valor mdio (que corresponde potncia ativa) positivo. Utilizando a equao (1.2), a potncia ativa ser de 7,07kW, o que

    equivale ao valor indicado na figura.

  • Figura 1.2 Potncia com sinais senoidais em fase.

  • Figura 1.3 Potncia em sinais senoidais defasados de 90 graus.

  • Figura 1.4 Potncia em sinais senoidais.

    Caso 2: Tenso senoidal e corrente distorcida

    Quando apenas a tenso de entrada for senoidal, o FP expresso por:

    (1.3)

    A figura 1.5 mostra uma situao em que se tem uma corrente quadrada (tpica, por exemplo, de retificador monofsico com filtro indutivo no

    lado cc). Observe que a potncia instantnea no mais uma onda senoidal com o dobro da freqncia da senide. Neste caso especfico ela

    aparece como uma senide retificada.

  • Neste caso, a potncia ativa de entrada dada pelo produto da tenso (senoidal) por todas as componentes harmnicas da corrente (no-senoidal).

    Este produto nulo para todas as harmnicas exceto para a fundamental, devendo-se ponderar tal produto pelo cosseno da defasagem entre a

    tenso e a primeira harmnica da corrente. Desta forma, o fator de potncia expresso como a relao entre o valor RMS da componente

    fundamental da corrente e a corrente RMS de entrada, multiplicado pelo cosseno da defasagem entre a tenso e a primeira harmnica da corrente.

    Os valores eficazes de tenso e de corrente so, respectivamente, 141,4V e 100A. Logo, a potncia aparente de 14,14kW. No entanto, a

    potncia mdia de 12,7kW. Este valor corresponde ao produto dos valor eficaz da tenso pelo valor eficaz da componente fundamental da onda

    de corrente, j que a defasagem nula. O valor de pico da componente fundamental de 127,3 A, correspondendo a um valor eficaz de 90 A.

    A figura 1.6 mostra uma decomposio da onda quadrada, indicando as componentes harmnicas (at a de stima ordem). Note que se for feito o

    produto da onda fundamental por qualquer das harmnicas, o valor mdio ser nulo, uma vez que se alternaro intervalos positivos e negativos

    de mesma rea.

    Figura 1.5 Potncia em sistema com tenso senoidal e corrente no-senoidal.

  • Figura 1.6 Decomposio harmnica (srie de Fourier) de onda quadrada.

    A figura 1.7 mostra uma situao em que a corrente est "defasada" da tenso. esta forma de onda tpica, por exemplo, de retificadores

    controlados (tiristores), com filtro indutivo no lado cc. Nesta situao, a componente fundamental da corrente (que est "em fase" com a onda

    quadrada) apresenta uma defasagem de 36 graus em relao ao sinal de tenso. Fazendo o clculo do FP pela equao (1.3) chega-se ao valor de

    10,3 kW, que corresponde ao valor obtido da figura. Note que no h alterao no valor da potncia aparente.

  • Figura 1.7 Potncia com onda de corrente no-senoidal.

    A relao entre as correntes chamada de fator de forma e o termo em cosseno chamado de fator de deslocamento

    Por sua vez, o valor RMS da corrente de entrada tambm pode ser expresso em funo das componentes harmnicas:

    (1.4)

    Define-se a Taxa de Distoro Harmnica (TDH) como sendo a relao entre o valor RMS das componentes harmnicas da corrente e a

    fundamental:

  • (1.5)

    Assim, o FP pode ser reescrito como:

    (1.6)

    evidente a relao entre o FP e a distoro da corrente absorvida da linha. Neste sentido, existem normas internacionais que regulamentam os

    valores mximos das harmnicas de corrente que um dispositivo ou equipamento pode injetar na linha de alimentao.

    Caso 3: Tenso e corrente no-senoidais, mas de mesma frequncia.

    O clculo do FP, neste caso, deve seguir a equao (1.1), ou seja, necessrio obter o valor mdio do produto dos sinais a fim de se conhecer a

    potncia ativa. Num caso genrico, tanto a componente fundamental quanto as harmnicas podem produzir potncia, desde que existam as

    mesmas componentes espectrais na tenso e na corrente, e que sua defasagem no seja 90 graus.

    A figura 1.8 mostra sinais de tenso e de corrente quadrados e "defasados". Os valores eficazes so, respectivamente, 200 V e 100 A. O que leva

    a uma potncia aparente de 20kW.

    Os valores eficazes das componentes fundamentais so, respectivamente, 180 V e 90 A. A defasagem entre elas de 36 graus. Se o clculo da

    potncia ativa for feito considerando apenas estes componentes, o valor obtido ser de 13,1 kW. No entanto, a potncia mdia obtida da figura, e

    que corresponde potncia ativa, de 11,9 kW. O motivo da discrepncia devido ao valor mdio a ser produzido por cada componente

    harmnica presente tanto na tenso quanto na corrente. Valores mdios negativos so possveis desde que a defasagem entre os sinais seja

    superior a 90 graus. o que ocorre neste exemplo, levando a uma potncia ativa menor do que aquela que seria produzida se apenas as

    componentes fundamentais estivessem presentes.

  • Figura 1.8 Potncia para formas de onda quaisquer.

    Desvantagens do baixo fator de potncia (FP) e da alta distoro da corrente

    Esta anlise feita partindo-se de 2 situaes. Na primeira supe-se constante a potncia ativa, ou seja, parte-se de uma instalao ou carga dada,

    a qual precisa ser alimentada. Verificam-se algumas conseqncias do baixo FP. Na segunda situao, analisando a partir dos limites de uma

    linha de transmisso, verifica-se o ganho na disponibilizao de energia para o consumo.

    Podem ser citadas como desvantagens de um baixo FP e elevada distoro, dentre outros, os seguintes fatos:

    A mxima potncia ativa absorvvel da rede fortemente limitada pelo FP;

  • As harmnicas de corrente exigem um sobredimensionamento da instalao eltrica e dos transformadores, alm de aumentar as perdas

    (efeito pelicular);

    A componente de 3a harmnica da corrente, em sistema trifsico com neutro, pode ser muito maior do que o normal;

    O achatamento da onda de tenso, devido ao pico da corrente, alm da distoro da forma de onda, pode causar mau-funcionamento de

    outros equipamentos conectados mesma rede;

    As componentes harmnicas podem excitar ressonncias no sistema de potncia, levando a picos de tenso e de corrente, podendo

    danificar dispositivos conectados linha.

    Perdas

    As perdas de transmisso de energia eltrica so proporcionais ao quadrado da corrente eficaz que circula pelos condutores. Assim, para uma

    dada potncia ativa, quanto menor for o FP, maior ser a potncia reativa e, conseqentemente, a corrente pelos condutores. A figura 1.9 mostra

    o aumento das perdas em funo da reduo do FP.

    Figura 1.9 Aumento das perdas devido reduo do FP (com potncia ativa constante).

    A tabela I.1 mostra um exemplo de reduo de perdas devido elevao do FP. Toma-se como exemplo uma instalao com consumo anual de

    200MWh, na qual supe-se uma perda de 5%. e se eleva o FP de 0,78 para 0,92. Observa-se uma reduo nas perdas de 28,1%.

    Tabela I.1 Anlise comparativa da reduo de perdas devido ao aumento do FP

  • Situao 1 Situao 2

    Fator de potncia 0,78 0,92

    Perdas globais (%) 5 3,59

    Perdas globais (MWh/ano) 10 7,18

    Reduo das perdas 28,1%

    Uma outra questo relevante, e que ser discutida mais detalhadamente em outros captulos deste texto, refere-se a se fazer a correo do FP em

    cada equipamento individualmente ou apenas na entrada de uma instalao. A referncia [1.2] estuda o caso de um edifcio comercial com uma

    instalao de 60 kVA. Verifica o efeito de uma compensao em quatro situaes (em termos do posicionamento do compensador): no primrio

    do transformador; no secundrio do transformador de entrada (o que elimina as perdas adicionais neste elemento); em centrais de cargas (sub-

    painis); e em cada carga.

    A compensao em cada carga faz com que a corrente que circula em todo o sistema seja praticamente senoidal (FP~1). Fazendo-se a

    compensao de um grupo de cargas, as harmnicas circulao por trechos reduzidos de cabos. Com a compensao no secundrio do

    transformador, a corrente ser distorcida em toda a instalao, mas no no transformador. Com uma compensao na entrada, apenas o

    fornecedor de energia ser beneficiado.

    A tabela I.2 mostra resultados deste estudo.

    Tabela I.2 Economia (potencial) de energia com compensao de harmnicos em diferentes alocaes

    Posicionamento da compensao

    Primrio

    trafo de

    entrada

    Secundrio

    trafo de

    entrada

    Central

    de cargas

    Equipa-

    mento

    Perdas totais sem compensao (W) 8148 8148 8148 8148

    Perdas totais com compensao (W) 8125 5378 4666 3346

    % total de perdas com compensao 13,54 8,96 7,78 5,58

    Reduo de perdas para carga de 60kVA (W) 23 2770 3482 4802

  • % de reduo de perdas / 60kVA 0,04 4,62 5,8 8,0

    Economia por ano (US$) 10 1213 1523 2101

    Capacidade de transmisso

    Analisemos agora o caso do sistema de transmisso, para o qual a grandeza constante a potncia aparente, uma vez que ela que define a

    capacidade trmica das linhas.

    Uma anlise fasorial s pode ser aplicada para grandezas senoidais e de mesma freqncia. Assim, o tringulo de potncia pode ser usado em

    anlises dentro destas condies, ou seja, quando as ondas de tenso e/ou de corrente so no-senoidais a anlise s ser correta se for feita uma

    combinao de fasores relativos a cada componente harmnica.

    Um baixo FP significa que grande parte da capacidade de conduo de corrente dos condutores utilizados na instalao est sendo usada para

    transmitir uma corrente que no produzir trabalho na carga alimentada. Mantida a potncia aparente (para a qual dimensionada a instalao),

    um aumento do FP significa uma maior disponibilidade de potncia ativa, como indicam os diagramas da figura 1.10.

    Figura 1.10 Efeito do aumento do FP na ampliao da disponibilidade de potncia ativa.

    Uma anlise anloga pode ser feita em termos de uma instalao existente, a qual poderia ser utilizada para alimentao de uma carga de maior

    potncia, ou para uma quantidade maior de cargas.

    Consideremos aqui aspectos relacionados com o estgio de entrada de fontes de alimentao. As tomadas da rede eltrica domstica ou industrial

    possuem uma corrente (RMS) mxima que pode ser absorvida (tipicamente 15A nas tomadas domsticas).

  • A figura 1.11 mostra uma forma de onda tpica de um circuito retificador alimentando um filtro capacitivo. Notem-se os picos de corrente e a

    distoro provocada na tenso de entrada, devido impedncia da linha de alimentao. O espectro da corrente mostra o elevado contedo

    harmnico.

    Figura 1.11 Corrente de entrada e tenso de alimentao de retificador alimentando filtro capacitivo. Espectro da corrente.

    Tabela 1.3 Comparao da potncia ativa de sada

    Convencional PF corrigido

    Potncia disponvel 1440 VA 1440 VA

    Fator de potncia 0,65 0,99

    Eficincia do corretor de FP 100% 95%

    Eficincia da fonte 75% 75%

    Potncia disponvel 702 W 1015 W

    Nota-se que o baixo fator de potncia da soluo convencional (filtro capacitivo) o grande responsvel pela reduzida potncia ativa disponvel

    para a carga alimentada.

    Referncias bibliogrficas

  • [1.1] "Manual de orientao aos consumidores sobre a nova legislao para o faturamento de energia reativa excedente". Secretaria executiva do

    Comit de Distribuio de Energia Eltrica - CODI, Rio de Janeiro, 1995.

    [1.2] T. Key and J-S. Lai: "Costs and Benefits of Harmonic Current Reduction for Switch-Mode Power Supplies in a Commercial Office

    Building". Anais do IEEE Industry Application Society Annual Meeting - IAS'95. Orlando, USA, Outubro de 1995, pp. 1101-1108.

    [1.3] J. Klein and M. K. Nalbant: "Power Factor Correction - Incentives. Standards and Techniques". PCIM Magazine, June 1990, pp. 26-31.

    NORMAS RELATIVAS CORRENTE DE LINHA: FATOR DE POTNCIA E HARMNICAS DE BAIXA

    FREQNCIA

    Fator de potncia

    A atual regulamentao brasileira do fator de potncia [2.1] estabelece que o mnimo fator de potncia (FP) das unidades consumidoras de 0,92.

    A partir de abril de 1996 o clculo do FP deve ser feito por mdia horria. O consumo de reativos alm do permitido (0,425 VArh por cada Wh)

    cobrado do consumidor. No intervalo entre 6 e 24 horas isto ocorre se a energia reativa absorvida for indutiva e das 0 s 6 horas, se for

    capacitiva.

    Conforme foi visto anteriormente, as componentes harmnicas da corrente tambm contribuem para o aumento da corrente eficaz, de modo que

    elevam a potncia aparente sem produzir potncia ativa (supondo a tenso senoidal). Assim, uma correta medio do FP deve levar em conta a

    distoro da corrente, e no apenas a componente reativa (na freqncia fundamental).

    Norma IEC 1000-3-2: Limites para emisso de harmnicas de corrente (

  • Os equipamentos so classificados em 4 classes:

    Classe A: Equipamentos com alimentao trifsica equilibrada e todos os demais no includos nas classes seguintes.

    Classe B: Ferramentas portteis.

    Classe C: Dispositivos de iluminao, incluindo reguladores de intensidade (dimmer).

    Classe D: Equipamento que possua uma corrente de entrada com a forma mostrada na figura 2.1. A potncia ativa de entrada deve ser inferior a

    600W, medida esta feita obedecendo s condies de ensaio estabelecidas na norma (que variam de acordo com o tipo de equipamento). Um

    equipamento includo nesta classe se a corrente de entrada, em cada semi-perodo, se encontra dentro de um envelope como mostrado na fig.

    1.2, num intervalo de pelo menos 95% da durao do semi-perodo. Isto significa que formas de onda com pequenos picos de corrente fora do

    envelope so consideradas dentro desta classe.

    Figura 2.1. Envelope da corrente de entrada que define um equipamento como classe D.

  • Independentemente da forma da corrente de entrada, se um equipamento for enquadrado nas classes B ou C, ele no ser considerado como de

    classe D. Isto tambm vale para aparelhos que contenham motor ca nos quais se faa ajuste de velocidade por controle de fase (SCR ou Triac).

    Estes limites no se aplicam (ainda esto em estudo) a equipamentos de potncia maior do que 1kW, utilizados profissionalmente.

    Para as harmnicas de ordem superior a 19, observa-se globalmente o espectro. Se este estiver dentro de um envelope com decaimento

    monotnico, ou seja, se suas componentes diminuirem com o aumento da frequncia, as medies podem ser restritas at a 19a harmnica. As

    correntes harmnicas com valor inferior a 0,6% da corrente de entrada (medida dentro das condies de ensaio), ou inferiores a 5 mA no so

    consideradas.

    A Tabela II.1 indica os valores mximos para as harmnicas de corrente, com o equipamento operando em regime permanente. Para o regime

    transitrio, as correntes harmnicas que surgem na partida de um aparelho e que tenham durao inferior a 10 s no devem ser consideradas.

    J para as harmnicas pares entre a 2a e a 10

    a e as mpares entre a 3

    a e a 19

    a, valores at 1,5 vezes os dados pela tabela so admissveis para cada

    harmnica, desde que apaream em um intervalo mximo de 15 segundos (acumulado), em um perodo de observao de 2 minutos e meio.

    Os valores limites para a classe B so os mesmos da classe A, acrescidos de 50%.

    Para tenses menores sugere-se usar a seguinte expresso para encontrar o novo valor dos limites das harmnicas [2.3]:

    (2.1)

    Tabela II.1

    Limites para as Harmnicas de Corrente

    Ordem da Harmnica

    n

    Classe A Mxima

    corrente [A]

    Classe B Mxima

    corrente[A]

    Classe C (>25W)

    % da

    fundamental

    Classe D (>10W,

  • Harmnicas mpares

    3 2,30 3,45 30.FP 3,4 2,3

    5 1,14 1,71 10 1,9 1,14

    7 0,77 1,155 7 1,0 0,77

    9 0,40 0,60 5 0,5 0,40

    11 0,33 0,495 3 0,35 0,33

    13 0,21 0,315 3 0,296 0,21

    15

  • Esta recomendao (no uma norma) produzida pelo IEEE [2.4] descreve os principais fenmenos causadores de distoro harmnica, indica

    mtodos de medio e limites de distoro. Seu enfoque diverso daquele da IEC, uma vez que os limites estabelecidos referem-se aos valores

    medidos no Ponto de Acoplamento Comum (PAC), e no em cada equipamento individual. A filosofia que no interessa ao sistema o que

    ocorre dentro de uma instalao, mas sim o que ela reflete para o exterior, ou seja, para os outros consumidores conectados mesma alimentao.

    Os limites diferem de acordo com o nvel de tenso e com o nvel de curto-circuito do PAC. Obviamente, quanto maior for a corrente de curto-

    circuito (Icc) em relao corrente de carga, maiores so as distores de corrente admissveis, uma vez que elas distorcero em menor

    intensidade a tenso no PAC. medida que se eleva o nvel de tenso menores so os limites aceitveis.

    A grandeza TDD (Total Demand Distortion) definida como a distoro harmnica da corrente, em % da mxima demanda da corrente de carga

    demanda de 15 ou 30 minutos. Isto significa que a medio da TDD deve ser feita no pico de consumo.

    Harmnicas pares so limitadas a 25% dos valores acima. Distores de corrente que resultem em nvel cc no so admissveis.

    Tabela II.2

    Limites de Distoro da Corrente para Sistemas de Distribuio (120V a 69kV)

    Mxima corrente harmnica em % da corrente de carga (Io - valor da componente fundamental)

    Harmnica mpares:

    Icc/Io

  • Harmnica mpares:

    Icc/Io

  • Bibliografia:

    [2.1] Mauro Crestani, "Com uma terceira portaria, o novo fator de potncia j vale em Abril". Eletricidade Moderna, Ano XXII, n 239,

    Fevereiro de 1994

    [2.2] IEC 1000-3-2: "Electromagnetic Compatibility (EMC) - Part 3: Limits - Section 2: Limits for Harmonic Current Emissions (Equipment

    input current < 16A per phase)". International Electrotechnical Commision,, First edition 1995-03.

    [2.3] Ivo Barbi e Alexandre F. de Souza, Curso de "Correo de Fator de Potncia de Fontes de Alimentao". Florianpolis, Julho de 1993.

    [2.4] IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electric Power System. Project IEEE-519. Outubro 1991.

    COMPONENTES SEMICONDUTORES DE POTNCIA

    Diodos de Potncia

    Um diodo semicondutor uma estrutura P-N que, dentro de seus limites de tenso e de corrente, permite a passagem de corrente em um nico

    sentido. Detalhes de funcionamento, em geral desprezados para diodos de sinal, podem ser significativos para componentes de maior potncia,

    caracterizados por uma maior rea (para permitir maiores correntes) e maior comprimento (a fim de suportar tenses mais elevadas). A figura 3.1

    mostra, simplificadamente, a estrutura interna de um diodo.

  • Figura 3.1 Estrutura bsica de um diodo semicondutor

    Aplicando-se uma tenso entre as regies P e N, a diferena de potencial aparecer na regio de transio, uma vez que a resistncia desta parte

    do semicondutor muito maior que a do restante do componente (devido concentrao de portadores).

    Quando se polariza reversamente um diodo, ou seja, se aplica uma tenso negativa no anodo (regio P) e positiva no catodo (regio N), mais

    portadores positivos (lacunas) migram para o lado N, e vice-versa, de modo que a largura da regio de transio aumenta, elevando a barreira de

    potencial.

    Por difuso ou efeito trmico, uma certa quantidade de portadores minoritrios penetra na regio de transio. So, ento, acelerados pelo campo

    eltrico, indo at a outra regio neutra do dispositivo. Esta corrente reversa independe da tenso reversa aplicada, variando, basicamente, com a

    temperatura.

  • Se o campo eltrico na regio de transio for muito intenso, os portadores em trnsito obtero grande velocidade e, ao se chocarem com tomos

    da estrutura, produziro novos portadores, os quais, tambm acelerados, produziro um efeito de avalanche. Dado o aumento na corrente, sem

    reduo significativa na tenso na juno, produz-se um pico de potncia que destri o componente.

    Uma polarizao direta leva ao estreitamento da regio de transio e reduo da barreira de potencial. Quando a tenso aplicada superar o

    valor natural da barreira, cerca de 0,7V para diodos de Si, os portadores negativos do lado N sero atrados pelo potencial positivo do anodo e

    vice-versa, levando o componente conduo.

    Na verdade, a estrutura interna de um diodo de potncia um pouco diferente desta apresentada. Existe uma regio N intermediria, com baixa

    dopagem. O papel desta regio permitir ao componente suportar tenses mais elevadas, pois tornar menor o campo eltrico na regio de

    transio (que ser mais larga, para manter o equilbrio de carga).

    Esta regio de pequena densidade de dopante dar ao diodo uma significativa caracterstica resistiva quando em conduo, a qual se torna mais

    significativa quanto maior for a tenso suportvel pelo componente. As camadas que fazem os contatos externos so altamente dopadas, a fim de

    fazer com que se obtenha um contato com caracterstica hmica e no semi-condutor.

    O contorno arredondado entre as regies de anodo e catodo tem como funo criar campos eltricos mais suaves (evitando o efeito de pontas).

    No estado bloqueado, pode-se analisar a regio de transio como um capacitor, cuja carga aquela presente na prpria regio de transio.

    Na conduo no existe tal carga, no entanto, devido alta dopagem da camada P+, por difuso, existe uma penetrao de lacunas na regio N-.

    Alm disso, medida que cresce a corrente, mais lacunas so injetadas na regio N-, fazendo com que eltrons venham da regio N+ para manter

    a neutralidade de carga. Desta forma, cria-se uma carga espacial no catodo, a qual ter que ser removida (ou se recombinar) para permitir a

    passagem para o estado bloqueado do diodo.

    O comportamento dinmico de um diodo de potncia , na verdade, muito diferente do de uma chave ideal, como se pode observar na figura 3.2.

    Suponha-se que se aplica uma tenso vi ao diodo, alimentando uma carga resistiva (cargas diferentes podero alterar alguns aspectos da forma de

    onda).

  • Durante t1, remove-se a carga acumulada na regio de transio. Como ainda no houve significativa injeo de portadores, a resistncia da

    regio N- elevada, produzindo um pico de tenso. Indutncias parasitas do componente e das conexes tambm colaboram com a sobre-tenso.

    Durante t2 tem-se a chegada dos portadores e a reduo da tenso para cerca de 1V. Estes tempos so, tipicamente, da ordem de centenas de ns.

    No desligamento, a carga espacial presente na regio N- deve ser removida antes que se possa reiniciar a formao da barreira de potencial na

    juno. Enquanto houver portadores transitando, o diodo se mantm em conduo. A reduo em Von se deve diminuio da queda hmica.

    Quando a corrente atinge seu pico negativo que foi retirado o excesso de portadores, iniciando-se, ento, o bloqueio do diodo. A taxa de

    variao da corrente, associada s indutncias do circuito, provoca uma sobre-tenso negativa.

    Diodos rpidos possuem trr da ordem de, no mximo, poucos micro-segundos, enquanto nos diodos normais de dezenas ou centenas de micro-

    segundos.

    O retorno da corrente a zero, aps o bloqueio, devido sua elevada derivada e ao fato de, neste momento, o diodo j estar desligado, uma fonte

    importante de sobretenses produzidas por indutncias parasitas associadas aos componentes por onde circula tal corrente. A fim de minimizar

    este fenmeno foram desenvolvidos os diodos "soft-recovery", nos quais esta variao de corrente suavizada, reduzindo os picos de tenso

    gerados.

    Em aplicaes nas quais o diodo comuta sob tenso nula no se observa o fenmeno da recombinao reversa.

  • Figura 3.2. Estrutura tpica de diodo de potncia.e

    Formas de onda tpicas de comutao de diodo de potncia.

    Tiristor

    O nome tiristor engloba uma famlia de dispositivos semicondutores que operam em regime chaveado, tendo em comum uma estrutura de 4

    camadas semicondutoras numa sequncia p-n-p-n, apresentando um funcionamento biestvel.

    O tiristor de uso mais difundido o SCR (Retificador Controlado de Silcio), usualmente chamado simplesmente de tiristor. Outros componentes,

    no entanto, possuem basicamente uma mesma estrutura: LASCR (SCR ativado por luz), tambm chamado de LTT (Light Triggered Thyristor),

  • TRIAC (tiristor triodo bidirecional), DIAC (tiristor diodo bidirecional), GTO (tiristor comutvel pela porta), MCT (Tiristor controlado por

    MOS).

    Princpio de funcionamento

    O tiristor formado por quatro camadas semicondutoras, alternadamente p-n-p-n, possuindo 3 terminais: anodo e catodo, pelos quais flui a

    corrente, e a porta (ou gate) que, a uma injeo de corrente, faz com que se estabelea a corrente andica. A figura 3.3 ilustra uma estrutura

    simplificada do dispositivo.

    Se entre anodo e catodo tivermos uma tenso positiva, as junes J1 e J3 estaro diretamente polarizadas, enquanto a juno J2 estar

    reversamente polarizada. No haver conduo de corrente at que a tenso Vak se eleve a um valor que provoque a ruptura da barreira de

    potencial em J2 [3.1].

    Se houver uma tenso Vgk positiva, circular uma corrente atravs de J3, com portadores negativos indo do catodo para a porta. Por construo,

    a camada P ligada porta suficientemente estreita para que parte destes eltrons que cruzam J3 possuam energia cintica suficiente para vencer

    a barreira de potencial existente em J2, sendo ento atrados pelo anodo.

  • Figura 3.3 Funcionamento bsico do tiristor e seu smbolo.

    Desta forma, a juno reversamente polarizada tem sua diferena de potencial diminuda e estabelece-se uma corrente entre anodo e catodo, que

    poder persistir mesmo na ausncia da corrente de porta.

    Quando a tenso Vak for negativa, J1 e J3 estaro reversamente polarizadas, enquanto J2 estar diretamente polarizada. Uma vez que a juno J3

    intermedia regies de alta dopagem, ela no capaz de bloquear tenses elevadas, de modo que cabe juno J1 manter o estado de bloqueio do

    componente.

  • comum fazer-se uma analogia entre o funcionamento do tiristor e o de uma associao de dois transistores, conforme mostrado na figura 3.4.

    Figura 3.4 Analogia entre tiristor e transistores

    Quando uma corrente Ig positiva aplicada, Ic2 e Ik crescero. Como Ic2 = Ib1, T1 conduzir e teremos Ib2=Ic1 + Ig, que aumentar Ic2 e assim

    o dispositivo evoluir at a saturao, mesmo que Ig seja retirada. Tal efeito cumulativo ocorre se os ganhos dos transistores forem maior que 1.

    O componente se manter em conduo desde que, aps o processo dinmico de entrada em conduo, a corrente de anodo tenha atingido um

    valor superior ao limite IL, chamado de corrente de "latching".

    Para que o tiristor deixe de conduzir necessrio que a corrente por ele caia abaixo do valor mnimo de manuteno (IH), permitindo que se

    restabelea a barreira de potencial em J2. Para a comutao do dispositivo no basta, pois, a aplicao de uma tenso negativa entre anodo e

    catodo. Tal tenso reversa apressa o processo de desligamento por deslocar nos sentidos adequados os portadores na estrutura cristalina, mas no

    garante, sozinha, o desligamento.

    Devido a caractersticas construtivas do dispositivo, a aplicao de uma polarizao reversa do terminal de gate no permite a comutao do

    SCR. Este ser um comportamento dos GTOs, como se ver adiante.

    Maneiras de disparar um tiristor

  • Podemos considerar cinco maneiras distintas de fazer com que um tiristor entre em conduco:

    a) Tenso

    Quando polarizado diretamente, no estado desligado, a tenso de polarizao aplicada sobre a juno J2. O aumento da tenso Vak leva a uma

    expanso da regio de transio tanto para o interior da camada do gate quanto para a camada N adjacente. Mesmo na ausncia de corrente de

    gate, por efeito trmico, sempre existiro cargas livre que penetram na regio de transio (no caso, eltrons), as quais so aceleradas pelo campo

    eltrico presente em J2. Para valores elevados de tenso (e, consequentemente, de campo eltrico), possvel iniciar um processo de avalanche,

    no qual as cargas aceleradas, ao chocarem-se com tomos vizinhos, provoquem a expulso de novos portadores, os quais reproduzem o processo.

    Tal fenmeno, do ponto de vista do comportamento do fluxo de cargas pela juno J2, tem efeito similar ao de uma injeo de corrente pelo gate,

    de modo que, se ao se iniciar a passagem de corrente for atingido o limiar de IL, o dispositivo se manter em conduo.

    b) Ao da corrente positiva de porta

    Sendo o disparo atravs da corrente de porta a maneira mais usual de ser ligado o tiristor, importante o conhecimento dos limites mximos e

    mnimos para a tenso Vgk e a corrente Ig, como mostrados na figura 3.6.

    O valor Vgm indica a mnima tenso de gate que garante a conduo de todos os componentes de um dado tipo, na mnima temperatura

    especificada.

    O valor Vgo a mxima tenso de gate que garante que nenhum componente de um dado tipo entrar em conduo, na mxima temperatura de

    operao.

    A corrente Igm a mnima corrente necessria para garantir a entrada em conduo de qualquer dispositivo de um certo tipo, na mnima

    temperatura.

    Para garantir a operao correta do componente, a reta de carga do circuito de acionamento deve garantir a passagem alm dos limites Vgm e

    Igm, sem exceder os demais limites (tenso, corrente e potncia mximas).

  • Figura 3.5 Caracterstica esttica do tiristor.

    Figura 3.6 Condies para disparo de tiristor atravs de controle pela porta.

  • c) Taxa de crescimento da tenso direta

    Quando reversamente polarizadas, a rea de transio de uma juno comporta-se de maneira similar a um capacitor, devido ao campo criado

    pela carga espacial. Considerando que praticamente toda a tenso est aplicada sobre a juno J2 (quando o SCR estiver desligado e polarizado

    diretamente), a corrente que atravessa tal juno dada por:

    (3.1)

    Onde Cj a capacitncia da juno.

    Quando Vak cresce, a capacitncia diminui, uma vez que a regio de transio aumenta de largura. Entretanto, se a taxa de variao da tenso for

    suficientemente elevada, a corrente que atravessar a juno pode ser suficiente para levar o tiristor conduo.

    Uma vez que a capacitncia cresce com o aumento da rea do semicondutor, os componentes para correntes mais elevadas tendem a ter um limite

    de dv/dt menor. Observe-se que a limitao diz respeito apenas ao crescimento da tenso direta (Vak > 0). A taxa de crescimento da tenso

    reversa no importante, uma vez que as correntes que circulam pelas junes J1 e J3, em tal situao, no tem a capacidade de levar o tiristor a

    um estado de conduo.

    Como se ver adiante, utilizam-se circuitos RC em paralelo com os tiristores com o objetivo de limitar a velocidade de crescimento da tenso

    direta sobre eles.

    d) Temperatura

    A altas temperaturas, a corrente de fuga numa juno p-n reversamente polarizada dobra aproximadamente com o aumento de 8o

    C. Assim, a

    elevao da temperatura pode levar a uma corrente atravs de J2 suficiente para levar o tiristor conduo.

    e) Energia radiante

  • Energia radiante dentro da banda espectral do silcio, incidindo e penetrando no cristal, produz considervel quantidade de pares eltron-lacuna,

    aumentando a corrente de fuga reversa, possibilitando a conduo do tiristor. Este tipo de acionamento o utilizado nos LASCR, cuja aplicao

    principal em sistemas que operam em elevado potencial, onde a isolao necessria s obtida por meio de acoplamentos ticos.

    Parmetros bsicos de tiristores

    Apresentaremos a seguir alguns parmetros tpicos de tiristores e que caracterizam condies limites para sua operao [3.2]. Alguns j foram

    apresentados e comentados anteriormente e sero, pois, apenas citados aqui.

    a) Tenso direta de ruptura (VBO)

    b) Mxima tenso reversa (VBR)

    c) Mxima corrente de anodo (Ia max): pode ser dada como valor RMS, mdio, de pico e/ou instantneo.

    d) Mxima temperatura de operao (Tj max): temperatura acima da qual, devido a um possvel processo de avalanche, pode haver destruio do

    cristal.

    e) Resistncia trmica (Rth): a diferena de temperatura entre 2 pontos especificados ou regies, dividido pela potncia dissipada sob condies

    de equilbrio trmico. uma medida das condies de fluxo de calor do cristal para o meio externo.

    f) Caracterstica I2t: o resultado da integral do quadrado da corrente de anodo num determinado intervalo de tempo, sendo uma medida da

    mxima potncia dissipvel pelo dispositivo. dado bsico para o projeto dos circuitos de proteo.

    g) Mxima taxa de crescimento da tenso direta Vak (dv/dt).

    h) Mxima taxa de crescimento da corrente de anodo (di/dt): fisicamente, o incio do processo de conduo de corrente pelo tiristor ocorre no

    centro da pastilha de silcio, ao redor da regio onde foi construda a porta, espalhando-se radialmente at ocupar toda a superfcie do catodo,

    medida que cresce a corrente. Mas se a corrente crescer muito rapidamente, antes que haja a expanso necessria na superfcie condutora, haver

    um excesso de dissipao de potncia na rea de conduo, danificando a estrutura semicondutora. Este limite ampliado para tiristores de

  • tecnologia mais avanada fazendo-se a interface entre gate e catodo com uma maior rea de contato, por exemplo, 'interdigitando" o gate. A

    figura 3.7 ilustra este fenmeno.

    i) Corrente de manuteno de conduo (IH): a mnima corrente de anodo necessria para manter o tiristor em conduo.

    j) Corrente de disparo (IL): mnima corrente de anodo requerida para manter o SCR ligado imediatamente aps ocorrer a passagem do estado

    desligado para o ligado e ser removida a corrente de porta.

    k) Tempo de disparo (ton): o tempo necessrio para o tiristor sair do estado desligado e atingir a plena conduo.

    l) Tempo de desligamento (toff): o tempo necessrio para a transio entre o estado de conduo e o de bloqueio. devido a fenmenos de

    recombinao de portadores no material semicondutor.

    m) Corrente de recombinao reversa (Irqm): valor de pico da corrente reversa que ocorre durante o intervalo de recombinao dos portadores na

    juno.

    A figura 3.8 ilustra algumas destas caractersticas.

  • Figura 3.7 Expanso da rea de conduo do tiristor a partir das vizinhanas da regio de gate.

    Figura 3.8: Caractersticas do tiristor

    Circuitos de excitao do gate

    a) Conduo

    Conforme foi visto, a entrada em conduo de um tiristor controlada pela injeo de uma corrente no terminal da porta, devendo este impulso

    estar dentro da rea delimitada pela figura 3.6. Por exemplo, para um dispositivo que deve conduzir 100 A, um acionador que fornea uma tenso

    Vgk de 6V com impedncia de sada 12 ohms adequado. A durao do sinal de disparo deve ser tal que permita corrente atingir IL quando,

    ento, pode ser retirada.

    Observamos ser bastante simples o circuito de disparo de um SCR e, dado o alto ganho do dispositivo, as exigncias quando ao acionamento so

    mnimas.

    b) Comutao

  • Se, por um lado, fcil a entrada em conduo de um tiristor, o mesmo no se pode dizer de sua comutao. Lembramos que a condio de

    desligamento qua a corrente de anodo fique abaixo do valor IH. Se isto ocorrer, juntamente com a aplicao de uma tenso reversa, o bloqueio

    se dar mais rapidamente.

    No existe uma maneira de se desligar o tiristor atravs de seu terminal de controle, sendo necessrio algum arranjo ao nvel do circuito de anodo

    para reduzir a corrente principal.

    b.1) Comutao Natural

    utilizada em sistemas de ca nos quais, em funo do carter ondulatrio da tenso de entrada, em algum instante a corrente tender a se inverter

    e ter, assim, seu valor diminudo abaixo de IH, desligando o tiristor. Isto ocorrer desde que, num intervalo inferior a toff, no cresa a tenso

    direta Vak, o que poderia lev-lo novamente conduo.

    A figura 3.8.1 mostra um circuito de um controlador de tenso ca, alimentando uma carga RL, bem como as respectivas formas de onda. Observe

    que quando a corrente se anula a tenso sobre a carga se torna zero, indicando que nenhum dos SCRs est em conduo.

  • Figura 3.8.1 Controlador de tenso ca com carga RL e formas de onda tpicas.

    b.2) Comutao por ressonncia da carga

    Em algumas aplicaes especficas, possvel que a carga, pela sua dinmica prpria, faa com que a corrente tenda a se inverter, fazendo o

    tiristor desligar. Isto ocorre, por exemplo, quando existem capacitncias na carga as quais, ressoando com as indutncias do circuito produzem

    um aumento na tenso ao mesmo tempo em que reduzem a corrente. Caso a corrente se torne menor do que a corrente de manuteno e o tiristor

    permanea reversamente polarizado pelo tempo suficiente, haver o seu desligamento. A tenso de entrada pode ser tanto ca quanto cc. A figura

    3.8.2 ilustra tal comportamento. Observe que enquanto o tiristor conduz a tenso de sada, vo(t) igual tenso de entrada. Quando a corrente se

    anula e S1 desliga, o que se observa a tenso imposta pela carga ressonante.

  • Figura 3.8.2 Circuito e formas de onda de comutao por ressonncia da carga.

    b.3) Comutao forada

    utilizada em circuitos com alimentao cc e nos quais no ocorre reverso no sentido da corrente de anodo.

    A idia bsica deste tipo de comutao oferecer corrente de carga um caminho alternativo ao tiristor, enquanto se aplica uma tenso reversa

    sobre ele, desligando-o.

    Antes do surgimento dos GTOs, este foi um assunto muito discutido, buscando-se topologias eficientes. Com o advento dos dispositivos com

    comutao pelo gate, os SCRs tiveram sua aplicao concentrada nas aplicaes nas quais ocorrem comutao natural ou pela carga.

    A figura 3.8.3 mostra um circuito para comutao forada de SCR e as formas de onda tpicas. A figura 3.8.4 mostra detalhes de operao do

    circuito auxiliar de comutao.

    Em um tempo anterior a to, a corrente da carga (suposta quase constante, devido elevada constante de tempo do circuito RL) passa pelo diodo

    de circulao. A tenso sobre o capacitor negativa, com valor igual ao da tenso de entrada.

    Em t1 o tiristor principal, Sp, disparado, conectando a fonte carga, levando o diodo Df ao desligamento. Ao mesmo tempo surge uma malha

    formada por Sp, Cr, D2 e Lr, a qual permite a ocorrncia de uma ressonncia entre Cr e Lr, levando inverso na polaridade da tenso do

    capacitor. Em t1 a tenso atinge seu mximo e o diodo D2 desliga (pois a corrente se anula). O capacitor est preparado para realizar a

    comutao de Sp.

  • Quanto o tiristor auxiliar, Sa, disparado, em t2, a corrente da carga passa a ser fornecida atravs do caminho formado por Lr, Sa e Cr, levando a

    corrente por Sp a zero, ao mesmo tempo em que se aplica uma tenso reversa sobre ele, de modo a deslig-lo.

    Continua a haver corrente por Cr, a qual, em t3, se torna igula corrente da carga, fazendo com que a variao de sua tenso assuma uma forma

    linear. Esta tenso cresce (no sentido negativo) at levar o diodo de circulao conduo, em t4. Como ainda existe corrente pelo indutor Lr,

    ocorre uma pequena oscilao na malha Lr, Sa, Cr e D2 e, quando a corrente por Sa se anula, o capacitor se descarrega at a tenso Vcc na malha

    formada por Cr, D1, Lr, fonte e Df.

    Figura 3.8.3 Topologia com comutao forada de SCR e formas de onda tpicas.

  • Figura 3.8.4 Detalhes das formas de onda durante comutao.

    Redes Amaciadoras

    O objetivo destas redes evitar problemas advindos de excessivos valores para dv/dt e di/dt, conforme descrito anteriormente.

    a) O problema di/dt

    Uma primeira medida capaz de limitar possveis danos causados pelo crescimento excessivamente rpido da corrente de anodo construir um

    circuito acionador de gate adequado, que tenha alta derivada de corrente de disparo para que seja tambm rpida a expanso da rea condutora.

    Um reator saturvel em srie com o tiristor tambm limitar o crescimento da corrente de anodo durante a entrada em conduo do dispositivo.

    Alm deste fato tem-se outra vantagem adicional que a reduo da potncia dissipada no chaveamento pois, quando a corrente de anodo

    crescer, a tenso Vak ser reduzida pela queda sobre a indutncia.

  • O atraso no crescimento da corrente de anodo pode levar necessidade de um pulso mais longo de disparo, ou ainda a uma sequncia de pulsos,

    para que seja assegurada a conduo do tiristor.

    b) O problema do dv/dt

    A limitao do crescimento da tenso direta Vak, usualmente feita pelo uso de circuitos RC, RCD, RLCD em paralelo com o dispositivo, como

    mostrado na figura 3.9.

    (a) (b) (c)

    Figura 3.9: Circuitos amaciadores para dv/dt

    No caso mais simples (a), quando o tiristor comutado, a tenso Vak segue a dinmica dada por RC que, alm disso desvia a corrente de anodo

    facilitando a comutao. Quando o SCR ligado o capacitor descarrega-se, ocasionando um pico de corrente no tiristor, limitado pelo valor de R.

    No caso (b) este pico pode ser reduzido pelo uso de diferentes resistores para os processos de carga e descarga de C. No 3o caso, o pico limitado

    por L, o que no traz eventuais problemas de alto di/dt. A corrente de descarga de C auxilia a entrada em conduo do tiristor, uma vez que se

    soma corrente de anodo proveniente da carga.

    A energia acumulada no capacitor praticamente toda dissipada sobre o resistor de descarga.

  • Associao em Paralelo de Tiristores

    Desde o incio da utilizao do tiristor, em 1958, tm crescido constantemente os limites de tenso e corrente suportveis, atingindo hoje faixas

    de 5000 V e 4000 A. H, no entanto, diversas aplicaes nas quais necessria a associao de mais de um destes componentes, seja pela

    elevada tenso de trabalho, seja pela corrente exigida pela carga.

    Quando a corrente de carga, ou a margem de sobre-corrente necessria, no pode ser suportada por um nico tiristor, essencial a ligao em

    paralelo. A principal preocupao neste caso a equalizao da corrente entre os dispositivos, tanto em regime, como durante o chaveamento.

    Diversos fatores influem na distribuio homognea da corrente, desde aspectos relacionados tecnologia construtiva do dispositivo, at o

    arranjo mecnico da montagem final.

    Existem duas tecnologias bsicas de construo de tiristores, diferindo basicamente no que se refere regio do catodo e sua juno com a regio

    da porta. A tecnologia de difuso cria uma regio de fronteira entre catodo e gate pouco definida, formando uma juno no-uniforme, que leva a

    uma caracterstica de disparo (especialmente quanto ao tempo de atraso e sensibilidade ao disparo) no homognea. A tecnologia epitaxial

    permite fronteiras bastante definidas, implicando numa maior uniformidade nas caractersticas do tiristor. Conclui-se assim que, quando se faz

    uma associao (srie ou paralela) destes dispositivos, prefervel empregar componentes de construo epitaxial [3.3].

    Em ligaes paralelas de elementos de baixa resistncia, um fator crtico para a distribuio de corrente so variaes no fluxo concatenado pelas

    malhas do circuito, dependendo, pois, das indutncias das ligaes. Outro fator importante relaciona-se com a caracterstica do coeficiente

    negativo de temperatura do dispositivo, ou seja, um eventual desequilbrio de corrente provoca uma elevao de temperatura no SCR que, por

    sua vez, melhora as condies de condutividade do componente, aumentando ainda mais o desequilbrio, podendo lev-lo destruio [3.4].

    Uma primeira precauo para reduzir estes desbalanceamentos realizar uma montagem de tal maneira que todos os tiristores estejam a uma

    mesma temperatura, o que pode ser feito, por exemplo, pela montagem em um nico dissipador.

    No que se refere indutncia das ligaes, a prpria disposio dos componentes em relao ao barramento afeta significativamente esta

    distribuio de corrente. Arranjos cilndricos tendem a apresentar um menor desequilbrio.

  • Estado estacionrio

    Alm das consideraes j feitas quanto montagem mecnica, algumas outras providncias podem ser tomadas para melhorar o equilbrio de

    corrente nos tiristores:

    a) Impedncia srie

    A idia adicionar impedncias em srie com cada componente a fim de limitar o eventual desequilbrio. Se a corrente crescer num ramo, haver

    aumento da tenso, o que far com que a corrente se distribua entre os demais ramos. O uso de resistores implica no aumento das perdas, uma

    vez que dado o nvel elevado da corrente, a dissipao pode atingir centenas de watts, criando problemas de dissipao e eficincia. Outra

    alternativa o uso de indutores lineares.

    b) Reatores acoplados

    Conforme ilustrado na figura 3.10, se a corrente por SCR1 tende a se tornar maior que por SCR2, uma fora contra-eletro-motriz aparecer sobre

    a indutncia, proporcionalmente ao desbalanceamento, tendendo a reduzir a corrente por SCR3. Ao mesmo tempo uma tenso induzida do

    outro lado do enrolamento, aumentando a corrente por SCR2. As mais importantes caractersticas do reator so alto valor da saturao e baixo

    fluxo residual, para permitir uma grande excurso do fluxo a cada ciclo.

  • Figura 3.10: Equalizao de corrente com reatores acoplados

    Disparo

    H duas caractersticas do tiristor bastante importantes para boa diviso de corrente entre os componentes no momento em que se deve dar o

    incio da conduo: o tempo de atraso (td) e a mnima tenso de disparo (Vonmin).

    O tempo de atraso pode ser interpretado como o intervalo entre a aplicao do sinal de porta e a real conduo do tiristor.

    A mnima tenso de disparo o valor mnimo da tenso direta entre anodo e catodo com a qual o tiristor pode ser ligado por um sinal adequado

    de porta. Recorde-se, da caracterstica esttica do tiristor, que quanto menor a tenso Vak, maior deve ser a corrente de gate para levar o

    dispositivo conduo.

  • Diferenas em td podem fazer com que um componente entre em conduo antes do outro. Com carga indutiva este fato no to crtico pela

    inerente limitao de di/dt da carga, o que no ocorre com cargas capacitivas e resistivas. Alm disso, como Vonmin maior que a queda de

    tenso direta sobre o tiristor em conduo, possvel que nem seja factvel ao outro dispositivo entrar em conduo.

    Esta situao crtica quando se acoplam diretamente os tiristores, sendo minimizada atravs dos dispositivos de equalizao j descritos e ainda

    por sinais de porta de durao maior que o tempo de atraso.

    Desligamento

    Especialmente com carga indutiva, deve-se prever algum tipo de arranjo que consiga manter o equilbrio de corrente mesmo que haja diferentes

    caractersticas entre os tiristores (especialmente relacionadas com os tempos de desligamento). A capacitncia do circuito amaciador limita o

    desbalanceamento, uma vez que absorve a corrente do tiristor que comea a desligar.

    Circuito de disparo

    A corrente de porta deve ser alvo de atenes. O uso de um nico circuito de comando para acionar todos os tiristores minimiza os problemas de

    tempos de atraso. Alm disso, deve-se procurar usar nveis iguais de corrente e tenso de porta, uma vez que influem significativamente no

    desempenho do disparo. Para minimizar os efeitos das diferenas nas junes porta-catodo de cada componente pode-se fazer uso de um resistor

    ou indutor em srie com a porta, para procurar equalizar os sinais. importante que se tenha atingido a corrente de disparo (IL) antes da retirada

    do pulso de porta, o que pode levar necessidade de circuitos mais elaborados para fornecer a energia necessria. Uma seqncia de pulsos

    tambm pode ser empregada.

    Associao em srie de tiristores

    Quando o circuito opera com tenso superior quela suportvel por um nico tiristor, preciso associar estes componentes em srie, com

    precaues para garantir a distribuio equilibrada de tenso entre eles. Devido a diferenas nas correntes de bloqueio, capacitncias de juno,

    tempos de atraso, quedas de tenso direta e recombinao reversa, redes de equalizao externa so necessrias, bem como cuidados quanto ao

    circuito de disparo.

    A figura 3.11 indica uma possvel distribuio de tenso numa associao de 3 tiristores, nas vrias situaes de operao.

  • Durante os estados de bloqueio direto e reverso (I e VI), diferenas nas caractersticas de bloqueio resultam em desigual distribuio de tenso

    em regime. Ou seja, o tiristor com menor condutncia quando bloqueado ter de suportar a maior tenso. interessante, ento, usar dispositivos

    com caractersticas o mais prximas possvel.

    Os estados de conduo (III e IV) no apresentam problema de distribuio de tenso. Estados II e V representam um desbalanceamento

    indesejado durante os transientes de disparo e comutao. No estado II o tempo de atraso do SCR1 consideravelmente mais longo que o dos

    outros e, assim, ter que, momentaneamente, suportar toda a tenso. O estado V resulta dos diferentes tempos de recombinao dos componentes.

    O primeiro a se recombinar suportar toda a tenso.

    Figura 3.11: Tenses em associao de tiristores sem rede de equalizao.

  • Estado estacionrio

    O mtodo usual de equalizar tenses nas situaes I e VI colocar uma rede resistiva com cada resistor conectado entre anodo e catodo de cada

    tiristor. Estes resistores representam consumo de potncia, sendo desejvel usar os de maior valor possvel. O projeto do valor da resistncia deve

    considerar a diferena nos valores das correntes de bloqueio direta e reversa.

    Disparo

    Um mtodo que pode ser usado para minimizar o desequilbrio do estado II fornecer uma corrente de porta com potncia suficiente e de rpido

    crescimento, para minimizar as diferenas relativas ao tempo de atraso. A largura do pulso deve ser tal que garanta a continuidade da conduo

    de todos os tiristores.

    Desligamento

    Para equalizar a tenso no estado V um capacitor ligado entre anodo e catodo de cada tiristor. Se a impedncia do capacitor suficientemente

    baixa e/ou se utiliza a constante de tempo necessria, o crescimento da tenso no dispositivo mais rpido ser limitado at que todos se

    recombinem. Esta implementao tambm alivia a situao no disparo, uma vez que realiza uma injeo de corrente no tiristor, facilitando a

    entrada em conduo de todos os dispositivos.

    Mas se o capacitor providencia excelente equalizao de tenso, o pico de corrente injetado no componente no disparo pode ser excessivo,

    devendo ser limitado por meio de um resistor em srie com o capacitor. interessante um alto valor de R e baixo valor de C para, com o mesmo

    RC, obter pouca dissipao de energia. Mas se o resistor for de valor muito elevado ser imposta uma tenso de rpido crescimento sobre o

    tiristor, podendo ocasionar disparo por dv/dt. Usa-se ento um diodo em paralelo com o resistor, garantindo um caminho de carga pra o

    capacitor, enquanto a descarga se faz por R. O diodo deve ter uma caracterstica suave de recombinao para evitar efeitos indesejveis

    associados s indutncias parasitas das ligaes. Recomenda-se o uso de capacitores de baixa indutncia parasita. A figura 3.12 ilustra tais

    circuitos de equalizao.

  • Figura 3.12. Circuito de equalizao de tenso em associao srie de tiristores.

    Circuito de disparo

    Em muitas aplicaes, devido necessidade de isolamento eltrico entre o circuito de comando e o de potncia, o sinal de disparo deve ser

    isolado por meio de algum dispositivo como, por exemplo, transformadores de pulso ou acopladores ticos.

    a) Transformador de pulso

    Neste caso, tem-se transformadores capazes de responder apenas em alta frequncia, mas que possibilitam a transferncia de pulsos de curta

    durao (at centenas de microsegundos), aps o que o transformador satura. Caso seja necessrio um pulso mais largo, ele poder ser obtido por

    meio de um trem de pulsos, colocando-se um filtro passa-baixas no lado de sada. Com tais dispositivos deve-se prever algum tipo de limitao

    de tenso no secundrio (onde est conectado o gate), a fim de evitar sobretenses.

    Quando se usar transformador de pulso preciso garantir que ele suporte pelo menos a tenso de pico da alimentao. Como as condies de

    disparo podem diferir cosideravelmente entre os tiristores, comum inserir uma impedncia em srie com a porta para evitar que um tiristor com

    menor impedncia de porta drene o sinal de disparo, impedindo que os demais dispositivos entrem em conduo. Esta impedncia em srie pode

    ser um resistor ou um capacitor, que tornaria mais rpido o crescimento do pulso de corrente.

    b) Acoplamento luminoso

  • O acoplamento tico apresenta como principal vantagem a imunidade a interferncias eletromagnticas, alm da alta isolao de potencial. Dois

    tipos bsicos de acopladores so usados: os opto-acopladores e as fibras ticas. No primeiro caso tem-se um dispositivo onde o emissor e o

    receptor esto integrados, apresentando uma isolao tpica de 2500V. J para as fibras ticas, o isolamento pode ser de centenas de kV.

    A potncia necessria para o disparo provida por duas fontes: uma para alimentar o emissor (em geral a prpria fonte do circuito de controle) e

    outra para o lado do receptor. Eventualmente, a prpria carga armazenada no capacitor do circuito amaciador (ou rede de equalizao), atravs de

    um transformador de corrente, pode fornecer a energia para o lado do receptor, a partir da corrente que circula pelo tiristor, assegurando potncia

    durante todo o perodo de conduo [3.5].

    Figura 3.13: Circuitos de acionamento de pulso.

    Sobre-tenso

    As funes gerais da proteo contra sobre-tenso so: assegurar, to rpido quanto possvel, que qualquer falha em algum componente afete

    apenas aquele tiristor diretamente associado ao componente; aumentar a confiabilidade do sistema; evitar reaes na rede (como excitao de

    ressonncias). Estas sobre-tenses podem ser causadas tanto por aes externas como por distribuio no homognea das tenses entre os

    dispositivos.

    Em aplicaes onde as perdas provocadas pelos resistores de equalizao devem ser evitadas, a distribuio de tenso pode ser realizada pelo uso

    de retificadores de avalanche controlada, que tambm atuam no caso de sobre-tenses. Uma possvel restrio ao uso de supressores de sobre-

  • tenso (geralmente de xido metlico, os varistores), que a falha em um certo componente (um curto em um tiristor) pode levar a uma

    sobrecarga nos demais supressores, provocando uma destruio em cascata de todos.

    A fim de evitar disparos indesejados dos tiristores em virtude do aumento repentino da tenso, superando o limite de dv/dt ou o valor da mxima

    tenso direta de bloqueio, deve-se manter uma polarizao negativa no terminal da porta, aumentado o nvel de tenso suportvel.

    Resfriamento

    As caractersticas do tiristor so fornecidas a uma certa temperatura da juno. O calor produzido na pastilha deve ser dissipado, devendo

    transferir-se da pastilha para o encapsulamento, deste para o dissipador e da para o meio de refrigerao (ar ou lquido) [3.6].

    Este conjunto possui uma capacidade de armazenamento de calor, ou seja, uma constante de tempo trmica, que permite sobrecargas de corrente

    por perodos curtos. Tipicamente esta constante da ordem de 3 minutos para refrigerao a ar.

    A temperatura de operao da juno deve ser muito menor que o mximo especificado. Ao aumento da temperatura corresponde uma

    diminuio na capacidade de suportar tenses no estado de bloqueio. Tipicamente esta temperatura no deve exceder 120oC.

    O sistema de refrigerao deve possuir redundncia, ou seja, uma falha no sistema deve pr em operao um outro, garantindo a troca de calor

    necessria. Existem vrias maneiras de implementar as trocas: circulao externa de ar filtrado, circulao interna de ar (com trocador de calor),

    refrigerao com lquido, etc. A escolha do tipo de resfriamento influenciada pelas condies ambientais e preferncias do usurio.

    GTO - Gate Turn-Off Thyristor

    O GTO, embora tenha sido criado no incio da dcada de 60 [3.7], por problemas de fraco desempenho foi pouco utilizado. Com o avano da

    tecnologia de construo de dispositivos semicondutores, novas solues foram encontradas para aprimorar tais componentes, que hoje ocupam

    significativa faixa de aplicao, especialmente naquelas de elevada potncia, uma vez que esto disponveis dispositivos para 5000V, 4000A.

    Princpio de funcionamento

  • O GTO possui uma estrutura de 4 camadas, tpica dos componentes da famlia dos tiristores. Sua caracterstica principal sua capacidade de

    entrar em conduo e bloquear atravs de comandos adequados no terminal de gate.

    O mecanismo de disparo semelhante ao do SCR: supondo-o diretamente polarizado, quando a corrente de gate injetada, circula corrente entre

    gate e catodo. Grande parte de tais portadores, como a camada de gate suficientemente fina, desloca-se at a camada N adjacente, atravessando

    a barreira de potencial e sendo atrados pelo potencial do anodo, dando incio corrente andica. Se esta corrente se mantiver acima da corrente

    de manuteno, o dispositivo no necessita do sinal de gate para manter-se conduzindo.

    A figura 3.14 mostra o smbolo do GTO e uma representao simplificada dos processos de entrada e sada de conduo do componente.

    A aplicao de uma polarizao reversa na juno gate-catodo pode levar ao desligamento do GTO. Portadores livres (lacunas) presentes nas

    camadas centrais do dispositivo so atrados pelo gate, fazendo com que seja possvel o reestabelecimento da barreira de potencial na juno J2.

  • Figura 3.14. Smbolo, processos de chaveamento e

    estrutura interna de GTO.

    Aparentemente seria possvel tal comportamento tambm no SCR. As diferenas, no entanto, esto no nvel da construo do componente. O

    funcionamento como GTO depende, por exemplo, de fatores como:

    facilidade de extrao de portadores pelo terminal de gate - isto possibilitado pelo uso de dopantes com alta mobilidade

    desaparecimento rpido de portadores nas camadas centrais - uso de dopante com baixo tempo de recombinao. Isto implica que um

    GTO tem uma maior queda de tenso quando em conduo, comparado a um SCR de mesmas dimenses.

    suportar tenso reversa na juno porta-catodo, sem entrar em avalanche - menor dopagem na camada de catodo

    absoro de portadores de toda superfcie condutora - regio de gate e catodo muito interdigitada, com grande rea de contato.

    Diferentemente do SCR, um GTO pode no ter capacidade de bloquear tenses reversas.

  • Existem 2 possibilidades de construir a regio de anodo: uma delas utilizando apenas uma camada p+, como nos SCR. Neste caso o GTO

    apresentar uma caracterstica lenta de comutao, devido maior dificuldade de extrao dos portadores, mas suportar tenses reversas na

    juno J3.

    A outra alternativa, mostrada na figura 3.15, introduzir regies n+ que penetrem na regio p+ do anodo, fazendo contato entre a regio

    intermediria n- e o terminal de anodo. Isto, virtualmente, curto-circuita a juno J1 quando o GTO polarizado reversamente. No entanto, torna-

    o muito mais rpido no desligamento (com polarizao direta). Como a juno J3 formada por regies muito dopadas, ela no consegue

    suportar tenses reversas elevadas. Caso um GTO deste tipo deva ser utilizado em circuitos nos quais fique sujeito a tenso reversa, ele deve ser

    associado em srie com um diodo, o qual bloquear a tenso.

  • Parmetros bsicos do GTO

    Os smbolos utilizados pelos diversos fabricantes diferem [3.8], embora as grandezas representadas sejam, quase sempre, as mesmas.

    Vdrxm - Tenso de pico, repetitiva, de estado desligado: sob condies dadas, a mxima tenso instantnea permissvel, em estado

    desligado, que no ultrapasse o dv/dt mximo, aplicvel repetidamente ao GTO.

    It - Corrente (RMS) de conduo: mxima corrente (valor RMS) que pode circular continuamente pelo GTO.

    Itcm - Corrente de conduo repetitiva controlvel: mxima corrente repetitiva, cujo valor instantneo ainda permite o desligamento do

    GTO, sob determinadas condies.

    I2t: escala para expressar a capacidade de sobrecorrente no-repetitiva, com respeito a um pulso de curta durao. utilizado no

    dimensionamento dos fusveis de proteo.

    di/dt: taxa de crescimento mxima da corrente de anodo.

    Vgrm - Tenso reversa de pico de gate repetitiva: mxima tenso instantnea permissvel aplicvel juno gate-catodo.

    dv/dt: mxima taxa de crescimento da tenso direta de anodo para catodo.

    IH - corrente de manuteno: Corrente de anodo que mantm o GTO em conduo mesmo na ausncia de corrente de porta.

    IL - corrente de disparo: corrente de anodo necessria para que o GTO entre em conduo com o desligamento da corrente de gate.

    tgt - tempo de disparo: tempo entre a aplicao da corrente de gate e a queda da tenso Vak.

    tgq - tempo de desligamento: tempo entre a aplicao de uma corrente negativa de gate e a queda da corrente de anodo (tgq=ts+tf)

    ts - tempo de armazenamento

    Condies do sinal de porta para chaveamento

    Desde que, geralmente, o GTO est submetido a condies de alto di/dt, necessrio que o sinal de porta tambm tenha rpido crescimento,

    tendo um valor de pico relativamente elevado [3.9]. Deve ser mantido neste nvel por um tempo suficiente (tw1) para que a tenso Vak caia a seu

    valor de conduo direta. conveniente que se mantenha a corrente de gate durante todo o perodo de conduo, especialmente se a corrente de

    anodo for pequena, de modo a garantir o estado "ligado". A figura 3.16 ilustra as formas de corrente recomendadas para a entrada em conduo e

    tambm para o desligamento.

  • Durante o intervalo "ligado" existe uma grande quantidade de portadores nas camadas centrais do semicondutor. A comutao do GTO ocorrer

    pela retirada destes portadores e, ainda, pela impossibilidade da vinda de outros das camadas ligadas ao anodo e ao catodo, de modo que a

    barreira de potencial da juno J2 possa se reestabelecer.

    O grande pico reverso de corrente apressa a retirada dos portadores. A taxa de crescimento desta corrente relaciona-se com o temo de

    armazenamento, ou seja, o tempo decorrido entre a aplicao do pulso negativo e o incio da queda (90%) da corrente de anodo. Quanto maior

    for a derivada, menor o tempo.

    Quando a corrente drenada comea a cair, a tenso reversa na juno gate-catodo cresce rapidamente, ocorrendo um processo de avalanche. A

    tenso negativa de gate deve ser mantida prxima ao valor da tenso de avalanche. A potncia dissipada neste processo controlada (pela prpria

    construo do dispositivo). Nesta situao a tenso Vak cresce e o GTO desliga.

    Para evitar o disparo do GTO por efeito dv/dt, uma tenso reversa de porta pode ser mantida durante o intervalo de bloqueio do dispositivo.

    O ganho de corrente tpico, no desligamento, baixo (de 5 a 10), o que significa que, especialmente para os GTOs de alta corrente, o circuito de

    acionamento, por si s, envolve a manobra de elevadas correntes.

  • Figura 3.16. Formas de onda tpicas do circuito de comando de porta de GTO.

    Circuitos amaciadores (snubber)

    Desligamento

    Durante o desligamento, com o progressivo restabelecimento da barreira de potencial na juno reversamente polarizada, a corrente de anodo vai

    se concentrando em reas cada vez menores, concentrando tambm os pontos de dissipao de potncia. Uma limitao da taxa de crescimento

    da tenso, alm de impedir o gatilhamento por efeito dv/dt, implicar numa reduo da potncia dissipada nesta transio.

    O circuito mais simples utilizado para esta funo uma rede RCD, como mostrado na figura 3.17.

    Supondo uma corrente de carga constante, ao ser desligado o GTO, o capacitor se carrega com a passagem da corrente da carga, com sua tenso

    vaiando de forma praticamente linear. Assim, o dv/dt determinado pela capacitncia. Quando o GTO entrar em conduo, este capacitor se

    descarrega atravs do resistor. A descarga deve ocorrer dentro do mnimo tempo em conduo previsto para o GTO, a fim de assegurar tenso

    nula inicial no prximo desligamento. A resistncia no pode ser muito baixa, a fim de limitar a impulso de corrente injetado no GTO.

    Figura 3.17 Circuito amaciador de desligamento tipo RCD.

    A energia armazenada no capacitor ser praticamente toda dissipada em R. Especialmente em aplicaes de alta tenso e alta freqncia, esta

    potncia pode assumir valores excessivos. Em tais casos deve-se buscar solues ativas, nas quais a energia acumulada no capacitor seja

    devolvida fonte ou carga [3.10].

  • A potncia a ser retirada do capacitor dada por:

    (3.2)

    onde V a tenso de alimentao e fs a freqncia de chaveamento.

    Como exemplo, suponhamos um circuito alimentado em 1000V, operando a 1kHz com um capacitor de 1F. Isto significa uma potncia de

    500W!

    Entrada em conduo

    A limitao de di/dt nos GTOs muito menos crtica do que para os SCR. Isto se deve interdigitao entre gate e catodo, o que leva a uma

    expanso muito mais rpida da superfcie em conduo, no havendo significativa concentrao de corrente em reas restritas.

    O problema relacionado ao crescimento da corrente refere-se, para um GTO, principalmente, potncia dissipada na entrada em conduo do

    dispositivo. Com carga indutiva, dada a necessria existncia de um diodo de livre-circulao (e o seu inevitvel tempo de desligamento), durante

    alguns instantes em que o GTO j se encontra conduzindo, sobre ele tambm existe uma tenso elevada, produzindo um pico de potncia sobre o

    componente. Este fato agravado pela corrente reversa do diodo e ainda pela descarga do capacitor do snubber de desligamento (caso exista). A

    figura 3.18 ilustra este comportamento.

    Para reduzir este efeito, um circuito snubber para o disparo pode ser necessrio, com o objetivo de reduzir a tenso sobre o GTO em sua entrada

    em conduo, pode-se utilizar um circuito amaciador formado, basicamente, por um indutor com ncleo saturvel, que atue de maneira

    significativa apenas durante o incio do crescimento da corrente, mas sem armazenar uma quantidade significativa de energia.

    Associaes em srie e em paralelo

    Nas situaes em que um componente nico no suporte a tenso ou a corrente de uma dada aplicao, faz-se necessrio associar componentes

    em srie ou em paralelo. Nestes casos os procedimentos so similares queles empregados, descritos anteriormente, para os SCRs.

  • Figura 3.18 GTO acionando carga indutiva e amaciador para desligamento.

    Transistor Bipolar de Potncia (TBP)

    Embora seja um dispositivo tecnologicamente ultrapassado, os TBP representaram um importante passo no desenvolvimento de componentes de

    mdia potncia, atingindo tenses de bloqueio da ordem de 1000V, conduzindo correntes de 500A. Embora estes valores no permitam sua

    aplicao direta (mesmo quando associados) em dispositivos FACTS, so suficientes para uma srie de outros conversores para condicionamento

    de energia eltrica. O desenvolvimento posterior dos MOSFET e dos IGBT ocupou o espao de aplicao dos TBP.

    A velocidade de chaveamento dos dispositivos de maior potncia era relativamente baixa, limitando a frequncia de chaveamento a poucos kHz.

    Princpio de funcionamento

    A figura 3.19 mostra a estrutura bsica de um transistor bipolar.

  • Figura 3.19. Estrutura bsica de transistor bipolar

    A operao normal de um transistor feita com a juno J1 (B-E) diretamente polarizada, e com J2 (B-C) reversamente polarizada [3.11].

    No caso NPN, os eltrons so atrados do emissor pelo potencial positivo da base. Esta camada central suficientemente fina para que a maior

    parte dos portadores tenha energia cintica suficiente para atravess-la, chegando regio de transio de J2, sendo, ento, atrados pelo

    potencial positivo do coletor.

    O controle de Vbe determina a corrente de base, Ib, que, por sua vez, se relaciona com Ic pelo ganho de corrente do dispositivo.

    Na realidade, a estrutura interna dos TBPs diferente. Para suportar tenses elevadas, existe uma camada intermediria do coletor, com baixa

    dopagem, a qual define a tenso de bloqueio do componente.

    A figura 3.20. mostra uma estrutura tpica de um transistor bipolar de potncia. As bordas arredondadas da regio de emissor permitem uma

    homogenizao do campo eltrico, necessria manuteno de ligeiras polarizaes reversas entre base e emissor. O TBP no sustenta tenso no

    sentido oposto porque a alta dopagem do emissor provoca a ruptura de J1 em baixas tenses (5 a 20V).

  • Figura 3.20. Estrutura interna de TPB e seu smbolo

    O uso preferencial de TBP tipo NPN se deve s menores perdas em relao aos PNP, o que ocorre por causa da maior mobilidade dos eltrons

    em relao s lacunas, reduzindo, principalmente, os tempos de comutao do componente.

    rea de Operao Segura (AOS)

    A AOS representa a regio do plano Vce x Ic dentro da qual o TBP pode operar sem se danificar. A figura 3.21 mostra uma forma tpica de AOS.

    medida que a corrente se apresenta em pulsos (no-repetitivos) a rea se expande.

  • Para pulsos repetitivos deve-se analisar o comportamento trmico do componente para se saber se possvel utiliz-lo numa dada aplicao, uma

    vez que a AOS, por ser definida para um nico pulso, uma restrio mais branda. Esta anlise trmica feita com base no ciclo de trabalho a

    que o dispositivo est sujeito, aos valores de tenso e corrente e impedncia trmica do transistor, a qual fornecida pelo fabricante.

    Figura 3.23. Aspecto tpico de AOS de TBP

    A: Mxima corrente contnua de coletor

    B: Mxima potncia dissipvel (relacionada temperatura na juno)

    C: Limite de segunda ruptura

    D: Mxima tenso Vce

    Conexo Darlington

  • Como o ganho dos TBP relativamente baixo, usualmente so utilizadas conexes Darlington (figura 3.22), que apresentam como principais

    caractersticas:

    - ganho de corrente = 1(+1)+

    - T2 no satura, pois sua juno B-C est sempre reversamente polarizada

    - tanto o disparo quanto o desligamento so seqenciais. No disparo, T1 liga primeiro, fornecendo corrente de base para T2. No desligamento, T1

    deve comutar antes, interrompendo a corrente de base de T2.

    Os tempos totais dependem, assim, de ambos transistores, elevando, em princpio, as perdas de chaveamento.

    Figura 3.22. Conexo Darlington.

    Mtodos de reduo dos tempos de chaveamento

    Um ponto bsico utilizar uma corrente de base adequada. As transies devem ser rpidas, para reduzir os tempo de atraso. Um valor elevado

    Ib1 permite uma reduo de tri. Quando em conduo, Ib2 deve ter tal valor que faa o TBP operar na regio de quase-saturao. No

    desligamento, deve-se prover uma corrente negativa, acelerando assim a retirada dos portadores armazenados.

    Para o acionamento de um transistor nico, pode-se utilizar um arranjo de diodos para evitar a saturao, como mostrado na figura 3.24.

    Comutaes de transistores bipolares quando operando na regio de saturao se tornam muito mais lentas devido maior quantidade de

    portadores a ser extrado pela base.

  • Figura 3.23 Forma de onda de corrente de base recomendada para acionamento de TBP.

    Neste arranjo, a tenso mnima na juno B-C zero. Excesso na corrente Ib desviado por D3. D3 permite a circulao de corrente negativa na

    base.

    Figura 3.24. Arranjo de diodos para evitar saturao.

    MOSFET

    Atualmente no existem transistores MOSFET para aplicaes em potncias mais elevadas. Os componentes disponveis tem caractersticas

    tpicas na faixa de: 1000V/20A ou 100V/200A. Sua principal vantagem a facilidade de acionamento, feita em tenso, e a elevada velocidade de

    chaveamento, tornando-o indicado para as aplicaes de freqncia elevada (centenas de kHz).

    Princpio de funcionamento (canal N)

  • O terminal de gate isolado do semicondutor por SiO2. A juno PN- define um diodo entre Source e Drain, o qual conduz quando Vds0. A figura 3.25 mostra a estrutura bsica do transistor [3.12].

    Quando uma tenso Vgs>0 aplicada, o potencial positivo no gate repele as lacunas na regio P, deixando uma carga negativa, mas sem

    portadores livres. Quando esta tenso atinge um certo limiar (Vth), eltrons livres (gerados principalmente por efeito trmico) presentes na regio

    P so atrados e formam um canal N dentro da regio P, pelo qual torna-se possvel a passagem de corrente entre D e S. Elevando Vgs, mais

    portadores so atrados, ampliando o canal, reduzindo sua resistncia (Rds), permitindo o aumento de Id. Este comportamento caracteriza a

    chamada "regio resistiva".

    A passagem de Id pelo canal produz uma queda de tenso que leva ao seu afunilamento, ou seja, o canal mais largo na fronteira com a regio

    N+ do que quando se liga regio N-. Um aumento de Id leva a uma maior queda de tenso no canal e a um maior afunilamento, o que

    conduziria ao seu colapso e extino da corrente! Obviamente o fenmeno tende a um ponto de equilbrio, no qual a corrente Id se mantm

    constante para qualquer Vds, caracterizando a regio ativa do MOSFET. A figura 3.26 mostra a caracterstica esttica do MOSFET,

  • Figura 3.25. Estrutura bsica de transistor MOSFET.

    Uma pequena corrente de gate necessria apenas para carregar e descarregar as capacitncias de entrada do transistor. A resistncia de entrada

    da ordem de 1012 ohms.

    Estes transistores, em geral, so de canal N por apresentarem menores perdas e maior velocidade de comutao, devido maior mobilidade dos

    eltrons em relao s lacunas.

    A mxima tenso Vds determinada pela ruptura do diodo reverso. Os MOSFETs no apresentam segunda ruptura uma vez que a resistncia do

    canal aumenta com o crescimento de Id. Este fato facilita a associao em paralelo destes componentes.

  • A tenso Vgs limitada a algumas dezenas de volts, por causa da capacidade de isolao da camada de SiO2.

    Caracterstica de chaveamento - carga indutiva

    a) Entrada em conduo (figura 3.27)

    Ao ser aplicada a tenso de acionamento (Vgg), a capacitncia de entrada comea a se carregar, com a corrente limitada por Rg. Quando se

    atinge a tenso limiar de conduo (Vth), aps td, comea a crescer a corrente de dreno. Enquanto Id

  • b) Desligamento

    O processo de desligamento semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa. O uso de uma tenso Vgg negativa apressa o desligamento, pois

    acelera a descarga da capacitncia de entrada.

    Como os MOSFETs no apresentam cargas estocadas, no existe o tempo de armazenamento, por isso so muito mais rpidos que os TBP.

    Figura 3.27 Formas de onda na entrada em conduo de MOSFET com carga indutiva.

    IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

  • O IGBT alia a facilidade de acionamento dos MOSFET com as pequenas perdas em conduo dos TBP. Sua velocidade de chaveamento

    superior dos transistores bipolares. Os limites atuais de tenso e corrente em dispositivos nicos esto em torno de 2kV e 1000A, o que indica

    que tal componente pode ser utilizado (quando associado em srie ou em paralelo) em aplicaes de mdia potncia [3.13].

    Princpio de funcionamento

    A estrutura do IGBT similar do MOSFET, mas com a incluso de uma camada P+ que forma o coletor do IGBT, como se v na figura 3.28.

    Em termos simplificados pode-se analisar o IGBT como um MOSFET no qual a regio N- tem sua condutividade modulada pela injeo de

    portadores minoritrios (lacunas), a partir da regio P+, uma vez que J1 est diretamente polarizada. Esta maior condutividade produz uma menor

    queda de tenso em comparao a um MOSFET similar.

    O controle de componente anlogo ao do MOSFET, ou seja, pela aplicao de uma polarizao entre gate e emissor. Tambm para o IGBT o

    acionamento feito por tenso.

    A mxima tenso suportvel determinada pela juno J2 (polarizao direta) e por J1 (polarizao reversa). Como J1 divide 2 regies muito

    dopadas, conclui-se que um IGBT no suporta tenses elevadas quando polarizado reversamente.

    Os IGBTs apresentam um tiristor parasita. A construo do dispositivo deve ser tal que evite o acionamento deste tiristor, especialmente devido

    s capacitncias associadas regio P, a qual relaciona-se regio do gate do tiristor parasita. Os modernos componentes no apresentam

    problemas relativos a este elemento indesejado.

  • Figura 3.28. Estrutura bsica de IGBT.

    A entrada em conduo similar ao MOSFET, sendo um pouco mais lenta a queda da tenso Vce, uma vez que isto depende da chegada dos

    portadores vindos da regio P+.

    Para o desligamento, no entanto, tais portadores devem ser retirados. Nos TBPs isto se d pela drenagem dos portadores via base, o que no

    possvel nos IGBTs, devido ao acionamento isolado. A soluo encontrada foi a incluso de uma camada N+, na qual a taxa de recombinao

    bastante mais elevada do que na regio N-. Desta forma, as lacunas presentes em N+ recombinam-se com muita rapidez, fazendo com que, por

    difuso, as lacunas existentes na regio N- refluam, apressando a extino da carga acumulada na regio N-, possibllitando o restabelecimento da

    barreira de potencial e o bloqueio do componente.

  • MCT - Mos-Controlled Thyristor

    MCT (MOS-Controlled Thyristor) um novo tipo de dispositivo semicondutor de potncia que associa as capacidades de densidade de corrente e

    de bloqueio de tenso tpicas dos tiristores, com um controle de entrada e de sada de conduo baseado em dispositivos MOS. Isto , enquanto

    um GTO tem o gate controlado em corrente, o MCT opera com comandos de tenso [3.14].

    Os MCTs apresentam uma facilidade de comando muito superior aos GTOs. Relembre-se o baixo ganho de corrente que um GTO apresenta no

    desligamento, exigindo um circuito de comando relativamente complexo. No entanto, os MCTs ainda (1995) no atingiram nveis de tenso e de

    corrente comparveis aos dos GTOs, estando limitados a valores da ordem de 2000V e 600A.

    O fato do MCT ser construdo por milhares de pequenas clulas, muito menores do que as clulas que formam os GTOs, faz com que, para uma

    mesma rea semicondutora, a capacidade de corrente dos MCTs seja menor do que um GTO equivalente. Mas esta uma limitao tecnolgica

    atual, associada capacidade de constuirem-se maiores quantidades de clulas com certeza de funcionamento correto.

    Princpio de funcionamento

    Considerando o modelo de 2 transistores para um tiristor, um MCT pode ser representado como mostrado na figura 3.29. Nesta figura tambm se

    mostra uma seco transversal de uma clula do dispositivo. Um componente formado pela associao em paralelo de milhares de tais clulas

    construdas numa mesma pastilha [3.15].

    Em um MCT de canal P (P-MCT) o MOSFET responsvel pela entrada em conduo do tiristor (on-FET) tambm de canal P, sendo levado

    conduo pela aplicao de uma tenso negativa no terminal de gate. Estando o anodo positivo, a conduo do on-FET realiza uma injeo de

    portadores na base do transistor NPN, levando o componente conduo. Uma vez que o componente formado pela associao de dezenas de

    milhares de clulas, e como todas elas entram em conduo simultaneamente, o MCT possui excelente capacidade de suportar elevado di/dt.

    O MCT permanecer em conduo at que a corrente de anodo caia abaixo do valor da corrente de manuteno (como qualquer tiristor), ou ento

    at que seja ativado o off-FET, o que se faz pela aplicao de uma tenso positiva no gate.

    A conduo do off-FET, ao curto-circuitar a juno base-emissor do transistor PNP ( possvel tambm uma estrutura que curto-circuita as

    junes base-emissor de ambos os transistores), reduz o ganho de corrente para um valor menor do que 1, levando ao bloqueio do MCT. A queda

    de tenso deve ser menor que Vbe.

    O MCT no apresenta o efeito Miller, de modo que no se observa o patamar de tenso sobre o gate, o qual pode ser modelado apenas como uma

    capacitncia.

  • Esta capacidade de desligamento est associada a uma intensa interdigitao entre o off-FET e as junes, permitindo absorver portadores de

    toda superfcie condutora do anodo (e do catodo).

    Assim como um GTO assimtrico, o MCT no bloqueia tenso reversa acima de poucas dezenas de volts, uma vez que as camadas n+ ligadas ao

    anodo curto-circuitam a juno J1, e q juno J3, por estar associada a regies de dopagem elevada, no tem capacidade de sustentar tenses

    mais altas. possvel, no entanto, faz-los com bloqueio simtrico [3.16], tambm sacrificando a velocidade de chaveamento.

    O sinal de gate deve ser mantido, tanto no estado ligado quanto no desligado, a fim de evitar comutaes (por "latch-down" ou por dv/dt)

    indesejveis.

    Na figura 3.30 mostra-se uma comparao entre a queda de tenso entre os terminais principais, em funo da densidade de corrente, para

    componentes (MCT, IGBT e MOSFET).

    Nota-se que o MCT apresenta tenses muito menores do que os transistores, devido sua caracterstica de tiristor. Ou seja, as perdas em

    conduo deste dispositivo so consideravelmente menores, representando uma de suas principais caractersticas no confronto com outros

    componentes.

    Figura 3.29 Circuito equivalente de MCT canal P; corte transversal de uma clula

    e smbolo do componente.

  • Mantendo o off-FET operando durante o estado bloqueado, tem-se que a corrente de fuga circula por tal componente auxiliar, resultando numa

    melhoria na capacidade de bloqueio, mesmo em altas temperaturas. Devido a este desvio da corrente atravs do MOSFET, o limite de

    temperatura est associado ao encapsulamento, e no a fenmenos de perda da capacidade de bloqueio. Isto significa que possvel oper-los em

    temperaturas bem mais elevadas do que os outros componentes como, por exemplo, 250 oC.

    Devido elevada densidade de corrente, e conseqente alto limite de di/dt, suportvel pelo MCT, circuitos amaciadores devem ser considerado

    basicamente para o desligamento, podendo ser implementados apenas com um capacitor entre anodo e catodo, uma vez que sua descarga sobre o

    MCT no momento de entrada em conduo deste, no problemtico.

    Figura 3.30 Comparao entre componentes para 600V, com 1us de tempo de desligamento, desprezando a resistncia do

    encapsulamento.

  • Comparao entre P-MCT e N-MCT

    Figura 3.31 Circuito equivalente de MCT canal N; corte transversal de uma clula

    e smbolo do componente.

    Este componente entra em conduo quando um potencial positivo aplicado ao gate, desligando com uma tenso negativa. Como o anodo est

    em contato apenas com uma camada P, este dispositivo capaz de sustentar tenses com polarizao reversa.

    Sabe-se que um MOSFET canal N mais rpido e apresenta menor queda de tenso do que um MOSFET canal P.

    Assim, um P-MCT, por ser desligado por um MOSFET canal N capaz de comutar uma corrente de anodo 2 a 3 vezes maior do que a que se

    obtm em um N-MCT. Em contraposio, por ser ligado por um MOSFET canal P, a entrada em conduo mais lenta do que a que se tem em

    um N-MCT.

  • possvel construir MCTs que so ligados por um MOSFET de canal N, e desligado por um MOSFET de canal P, como mostrado na figura

    3.33.

    A queda no MOSFET deve ser menor que 0,7V, para garantir que o TBP no conduza. Esta queda de tenso se d com a passagem da totalidade

    da corrente de anodo pelo MOSFET.

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