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Fontes de Alimentação Chaveadas
Prof. Dr. Carlos Alberto Canesin
QUALIENERGICentro Virtual de Pesquisas em Qualidade da Energia Elétrica
LEP – Laboratório de Eletrônica de Potência
Parte 2
Semicondutores de Potência
12000
10000
8000
SCR12000V/1500A
(M itsubishi)
4500V/900A(Mitsubishi)
6500V/1500A(Mitsubishi)
GTO/GCT
7500V/1650A(Eupec)
6500V/600A(Eupec)
6000
4000
2000
1000 2000 3000 4000
3300V/1200A(Eupec)
2500V/1800A(Fuji)
1700V/3600A(Eupec)
IGBT
SCR:GTO/GCT:IGBT:
27MVA36MVA
6MVA
6000V/3000A(ABB)
6500V/4200A(ABB)
6000V/6000A(M itsubishi)
4800V5000A
(Westcode)
5000 6000 I (A)
V (V)
00
• Área de Trabalho – Cenário 2010
Semicondutores de PotênciaRelações Tensão versus Corrente
Semicondutores de PotênciaCenário 2010
Semicondutores de PotênciaAplicações - Cenário 2010
4500V/800A “press pack” e 1700V/1200A módulo diodos
Diodo de Potência
Press pack componentes:• refrigeração dois lados• baixo custo de montagem e elevada densidade de potência• escolha preferida para elevadas tensões e elevadas potências
• Dissipadores
A
B
CdV
P
N
(a) Diode Rectifier (b) Press pack (c) Module
Heatsink
A
P
N
P
N
A
Diodo de Potência
• Características dinâmicas
Diodos
Onde:
VFP: Máxima tensão direta na entrada em condução
trr: Tempo de recuperação reversa
Qr: Carga armazenada na capacitância de junção
VFP
VSBloqueioindutivo
trr
toff
ton
v(t)
i(t)
Qr
t
tdtdi
• Principais parâmetros
Diodos
• Standard
• Fast
• Ultra Fast
• Schottky
VRRM trrIF
100 V - 600 V
100 V - 1000 V
200 V - 800 V
15 V - 150 V
> 1 μs
100 ns – 500 ns
20 ns – 100 ns
< 2 ns 1 A – 150 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
VRRM = Máxima tensão reversa admissível)
trr = tempo de recuperação reversa (reverse recovery time )
IF = Corrente média Direta (forward current (avg or rms))
• Principais parâmetros
Diodos
Tensão em condução0
i
VVγ
inclinação = 1/rd
Curva característica
estática
Quanto maior a tensão de ruptura , maior será a queda de tensão em condução
Sinal Potência Alta tensão
VRuptura
vF
< 100 V
0,7 V
200 – 1000 V
< 2 V
10 – 20 kV
> 8 V
VRuptura
Tensão de ruptura
vF = Tensão em condução (forward voltage), dependerá da tecnologia do componente e da tensão máxima reversa admissível
Diodos200 V 600 V
10 A 10 A
4500V/800A e 4500V/1500A SCRs
Tiristor SCR
• Características de comutação
DI9.0
DI1.0rrt
rrI1.0rrI
onV
dont
ontrt
Gi
Ti
Tv
GMIGMI1.0
t
t
t
DI
offt
rrQ
DVDV1.0
Ti
TvGi
Tiristor SCR
DRMV RRMV TAVMI TRMSI - Maximum Rating 12000V 12000V 1500A 2360A -
Turn-on Time
Turn-off Time
/dtdiT /dtdvT rrQ Switching Characteristics
sont μ14= sofft μ1200= sA μ/100 sV μ/2000 Cμ7000
DRMV – Repetitive peak off-state voltage RRMV – Repetitive peak reverse voltage
TAVMI – Maximum average on-state current RRMSI – Maximum rms on-state current
2rrrr
rrIt
Q = – Reverse recovery Charge Part number – FT1500AU-240 (Mitsubishi)
• Principais especificações
12000V/1500A SCR Tiristor
Tiristor SCR
4500V/800A e 4500V/1500A GTOs
Tiristor GTO (Gate Turn-Off Thyristor)
• GTOs: Simétricos versus Assimétricos
Type Blocking Voltage
Example (6000V GTOs)
Applications
Asymmetrical GTO DRMRRM VV << VVDRM 6000=
VVRRM 22=
For use in voltage source inverters with anti-parallel diodes.
Symmetrical GTO DRMRRM VV ≈ VVDRM 6000=
VVRRM 6500= For use in current source inverters.
DRMV - Maximum repetitive peak (forward) off-state voltage
RRMV - Maximum repetitive peak reverse voltage
Gate Turn-Off (GTO) Thyristor
• Características de comutação
Tv
DV
dofft tailt
ft
DV9.0
DV1.0DI
DI9.0
DI1.0
rtdont
dtdiG /1
MGI 1
MGI 11.0 MGI 21.0
MGI 2
TiTT iv ,
Gi
t
t
dtdiG /2
0
0
Ti
TvGi
Gate Turn-Off (GTO) Thyristor
• Principais especificações
DRMV RRMV TGQMI TAVMI TRMSI - Maximum Rating 4500V 17V 4000A 1000A 1570A -
Turn-on Switching
Turn-off Switching
/dtdiT /dtdvT /dtdiG1 /dtdiG2 Switching
Characteristics sdont μ5.2=
srt μ0.5=
sdofft μ0.25=
sft μ0.3= sA μ/500 sV μ/1000 sA μ/40 sA μ/40
On-state Voltage VV stateonT 4.4)( =− at AIT 4000=
DRMV - Repetitive peak off-state voltage RRMV - Repetitive peak reverse voltage
TGQMI - Repetitive controllable on-state current TAVMI - Maximum average on-state current
RRMSI - Maximum rms on-state current Part number - 5SGA 40L4501 (ABB)
4500V/4000A Asymmetrical GTO Thyristor
Gate Turn-Off (GTO) Thyristor
6500V/1500A Symmetrical GCT
IGCT = Improved GTO + Integrated Gate + Anti-parallel Diode (opcional)
IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor)
• IGCT Classificação
Type Anti-parallel
Diode Blocking Voltage
Example (6000V GCT)
Applications
Asymmetrical GCT Excluded
DRMRRM VV <<
VVDRM 6000=VVRRM 22=
For use in voltage source inverters with anti-parallel diodes.
Reverse Conducting GCT
Included 0≈RRMV VVDRM 6000= For use in voltage source inverters.
Symmetrical GCT (Reverse Blocking)
Not required DRMRRM VV ≈ VVDRM 6000=VVRRM 6500=
For use in current source Inverters.
DRMV - Maximum repetitive peak forward off-state voltage
RRMV - Maximum repetitive peak reverse voltage
Integrated Gate Commutated Thyristor
• Características de comutação
DI9.0
DI4.0
DV9.0
DV1.0
Gi
Gv
t
t
TT iv ,Tv
DV
Ti
DI
rtdont
dtdiG /1
dtdiG /2
dofft
ft
Gv
0
0
GiTi
TvGi
Integrated Gate Commutated Thyristor
• Principais parâmetros
DRMV RRMV TQRMI TAVMI TRMSI - Maximum Rating 6000V 22V 6000A 2000A 3100A -
Turn-on Switching
Turn-off Switching
/dtdiT /dtdvT /dtdiG1 /dtdiG2 Switching
Characteristics stdon μ0.1<
srt μ0.2<
sdofft μ0.3<
ft - N/A sA μ/1000 sV μ/3000 sA μ/200
10,000 sA μ/
On-state Voltage
VV stateonT 4)( <− at AIT 6000=
DRMV - Repetitive peak off-state voltage RRMV - Repetitive peak reverse voltage
TGRMI - Repetitive controllable on-state current TAVMI - Maximum average on-state current
RRMSI - Maximum rms on-state current Part number – FGC6000AX120DS (Mitsubishi)
6000V/6000A Asymmetrical GCT
Integrated Gate Commutated Thyristor
1700V/1200A e 3300V/1200A IGBT módulos
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
Características Estáticas
t+15V
90%
t
+15V
10%
tdon tr tdoff tf
t
90%
0
GEv
Gv
Ci
0
0
Características Dinâmicas
5GEV
4GEV
3GEV
2GEV
1GEV
CEV2V0
CI
CEvG
C
E
Ci
• IGBT Características
Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)
• Principais parâmetros
CEV CI CMI - Maximum Rating 3300V 1200A 2400A -
dont rt dofft ft Switching Characteristics 0.35 sμ 0.27 sμ 1.7 sμ 0.2 sμ
Saturation Voltage
V3.4=satCEI at AIC 1200=
CEV - Rated collector-emitter voltage
CI - Rated dc collector current
CMI - Maximum repetitive peak collector current Part number – FZ1200 R33 KF2 (Eupec)
3300V/1200A IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)
• Desequilíbrios de tensões
1S
2S
3S
1v
2v
3v
Type Causes of Voltage Imbalance
Static Voltage Sharing
lkIΔ – Device off-state leakage current
jTΔ – Junction temperature
Device
dontΔ – Turn-on delay time
dofftΔ – Turn-off delay time
rrQΔ – Reverse recovery charge of anti-parallel diode
jTΔ – Junction temperature
Gate Driver
GDontΔ – Gate driver turn-on delay time
GDofftΔ – Gate driver turn-off delay time
wireLΔ – Wiring inductance between the the gate driver and the device gate
Dynamic Voltage Sharing
Δ – Differences between series connected devices.
Operação em Série
sR
sCvR
sR
sCvR
sR
sCvR
1S
2S
3S
1v
2v
3v
• Equalização Tensões
• S1, S2, S3: GTO, GCT ou IGBT
• Equilíbrio tensão:v1 = v2 = v3 em regime e
transitórios
• Em regime:Rv
• Equilíbrio dinâmico:Rs e Cs
Operação em Série
• Proteção ativa sobretensão (AOC)
• Assume-se que: S1 é desligado antes de S2
• VCE1 é grampeado emVm
Gate SignalConditioning
inv
Gate SignalConditioning gR
Amp
gRAmp
Active OvervoltageClamping
AOC
Vm
Vm
1CEv
2CEv
1S
2S
- Para associação série de IGBTs- Não aplicável aos IGCTs
1CEv
2CEvCi
dt0
mV
t
Operação em Série
Item GTO IGCT IGBT
Maximum switch power (Device IV × )
36MVA 36MVA 6MVA
Active di/dt and dv/dt control No No Yes Active short circuit protection No No Yes Turn-off (dv/dt) snubber Required Not required No required Turn-on (di/dt) snubber Required Required No required Parallel connection No No Yes Switching speed Slow Moderate Fast
Behavior after destruction Shorted Shorted Open
in most cases On-state losses Low Low High Switching losses High Low Low
Gate Driver Complex, separate
Complex, integrated
Simple, compact
Gate Driver Power Consumption
High High Low
Sumário Semicondutores de Elevadas Potências
G
D
SCanal N
Portadores majoritários
D
GS
Canal P
Portadores minoritários
• Emprego em Eletrônica de Potência: MOSFET de canal N
• Portadores majoritários ⇒ menores resistências do canal em condução e maior capacidade de bloqueio direto
• Não tem capacidade de bloqueio reverso – diodo intrínseco (D-S)
• COMPONENTE MAIS USADO NO DOMÍNIO DAS FONTES CHAVEADAS!!
Power Mosfet (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor )
• Curvas características estáticas do MOSFET
• Região ôhmica: Região de interesse paraoperação como interruptor.
• Região Ativa: Regulação de corrente melhordo que o BPT.
• Região Corte: VGS < VGS(th)- VGS(th), tensão (G-S) mínima para entrada
em condução.
• Entrada em ConduçãoVGS >> VGS(th)
tipicamente: 10 ≤ VGS ≤ 20
• BloqueioVGS < VGS(th)
• A resistência em Condução(RDSon) possui coeficiente de temperaturapositivo, facilitando a operação em paralelode MOSFETS.
• Circuito de Comando, com característicasde fonte de tensão, mais simples do queaqueles para o BPT (comando com
características de fonte de corrente).
• Tensão positiva de gate induz a
condutividade do canal
• A corrente flui através da seção
vertical do dispositivo.
• A resistência total em condução
é dada pelo somatório das resis-
tências da região n-, do canal,
terminais de contato de dreno e
fonte (source).
• Junção p-n- resulta num diodo Di
em anti-paralelo com o sentido de
condução dreno-source.
• Tensão negativa dreno-source
polariza diretamente o diodo Di
Obs: O diodo intrínseco Di apesar de suportar tensões e correntes nominais,possui tempos de comutação maioresdo que aqueles para o próprio MOSFET
Corrente de Dreno
Dreno
Canal
Fonte (Source)
Di
Gate
MOSFET em Condução
• Características em condução: MOSFET
• Características Dinâmicas do MOSFETCapacitâncias Equivalentes dos MOSFETs
• Cgd : Pequena e altamente não linear.• Cgs: Elevada e praticamente constante.• Cds : Média e altamente não linear♦ Os tempos de comutação são determinados
pelas taxas de carga e descarga de Cgs e Cgd (Ciss).
Características Dinâmicas - Carga Resistiva
Normalmente : fofff)off(d
ronrd(on)
tttttttt
≅<<
≅<<
• td(on): Tempo de carga de Ciss até VGS(th).
ID ≅ 0 e VDS ≅ VDD
• tr : Tempo de descarga de Coss até VDS(on).
• td(off): Tempo de descarga de Ciss.
• tf : Tempo de crescimento da tensão VDS (Carga Cds).
Ciss = Cgd + Cgs
Coss = Cgd + Cds
ID(VDD)90%
tf
tofftd(off)
VDS(on)
90%tr
tontd(on)
(VDD)
VDS
ID
VGS
10%VGS(th)
10%
10%
90%
(D)
Gate
(G)
(S)
cDS
Cgd
Cgs
Parâmetros fundamentais dos MOSFETs de potência
- Máxima tensão dreno-source- Máxima corrente de dreno- Resistência em condução- Tensões de Limiar e Máximas de Gate- Freqüência de comutação
(a) Máxima tensão dreno-source
Baixa tensão
15 V30 V45 V55 V60 V80 V
Média tensão
100 V150 V200 V400 V
Alta tensão
500 V600 V800 V1000 V
Exemplo de classificação
• A máxima tensão dreno-source é definida como VDSS ou V(BR)DSS
• Base para classificação de transistores MOSFET de potência
(b) Máxima corrente de dreno
• Dados de Fabricante:
- Corrente continua máxima ID- Corrente máxima pulsada IDM
• A corrente continua máxima ID depende da temperatura da cápsula (mounting base)
A 100ºC, ID=23·0,7=16,1A
(c) Resistência em condução
• É um dos parâmetros mais importante do MOSFET. Quanto menor, melhor seria o dispositivo para o processamento de potências
• Representado por RDS(on)
• Características ôhmicas: cresce com a temperatura
• Decresce com a tensão de Gate (até certo limite).
Drain-source On Resistance, RDS(on) (Ohms)
(c) Resistência em condução
• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semelhantes, RDS(on) cresce com VDSS
(c) Resistência em condução
• Atualização tecnológica tem melhorado substancialmente os valores de RDS(on) em dispositivos de VDSS relativamente elevado (600-1000 V)
MOSFET anos 2000
MOSFET de ≈1984
(d) Tensões de limiar e máximas de Gate
• A tensão Gate-Source deve alcançar um valor de limiar para que ocorra o início da condução Dreno-Source
• Os fabricantes definem a tensão limiar VGS(TO) como a tensão Gate-Source em que a corrente de dreno esteja entre 0,25 mA até 1 mA.
• As tensões G-S de limiar estão entre de 2-4 V
(d) Tensões G-S Limiar e Máximas
• A tensão de limiar se altera com a temperatura
• A máxima tensão suportável entre G-S é tipicamente de ± 20V
(d) Tensões G-S Limiar e Máximas
(e) Velocidade de comutação
• Os MOSFET de potência são mais rápidos que os demais dispositivos usados em eletrônica de potência (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.)
• Os MOSFET de potência são dispositivos de condução unipolar. Nos mesmos, os níveis de corrente conduzida não estão associados ao aumento de concentração de portadores minoritários, os quais associam dificuldades para a saída de condução (comutação para o bloqueio)
• A limitação na velocidade de comutação está associada àcarga/descarga das capacitâncias parasitas do dispositivo
• São essencialmente três:
- Cgs, capacitância linear
- Cds, capacitância de transição Cds ≈ k/(VDS)1/2
- Cdg, capacitância Miller, não linear, muito importante
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds
• Os fabricantes de MOSFET de potência normalmente informam os dados das capacitâncias parasitas indiretamente:
- Ciss = Cgs + Cgd com Vds=0 (≈ capacitância de entrada)
- Crss = Cdg (capacitância Miller)
- Coss = Cds + Cdg (≈ capacitância de saída)
Ciss
Coss
S
D
G
Cdg
Cgs
CdsS
D
GS
D
G
D
GG
CdgCdg
CgsCgs
CdsCdsS
D
G
Cdg
Cgs
CdsS
D
GS
D
G
D
GG
CdgCdg
CgsCgs
CdsCds
(e) Velocidade de comutação
• A carga e descarga destas capacitâncias parasitas geram perdas que limitam as máximas freqüências de comutação
• Exemplo de informação dos fabricantes
Ciss = Cgs + CgdCrss = CdgCoss = Cds + Cdg
(e) Velocidade de comutação
• Análise de uma comutação típica de conversão de energia:
- Com carga indutiva
- Com diodo de roda-livre
- Supondo diodo ideal inicialmente
Cdg
Cgs
CdsV1 R
V2
IL
(e) Velocidade de comutação
• Situação inicial:
- Transistor bloqueado e diodo em condução
- Portanto: vDG = V2, vDS = V2 e vGS = 0
iDT = 0 e iD = IL
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 R
V2
IL
iDT
iD
B
A
- Nesta situação, o interruptor passa de “B” para “A”
+-
+-
(e) Velocidade de comutação
• iDT = 0 até que vGS = VGS(TO)
• vDS = V2 até que iDT = IL
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 RV2
IL
iDT
iD
B
A
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB→A
IL
Derivada determinada por R, Cgs e por Cdg(≈V2)
+-
+-
+-
(e) Velocidade de comutação
• A corrente de V1 através de R decorre fundamentalmente para descarregar Cdg
⇒ praticamente não circula corrente por Cgs ⇒ vGS = Cte
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 RV2
IL
iDT
B
A
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB→A
IL
+-
+-
+-
(e) Velocidade de comutação
• Cgs e Cdg carga/descarga
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB→A
IL
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 RV2
IL
iDT
B
A+-
V1
Constante de tempo determinada por R, Cgs e por Cdg(≈V1)
+-
(e) Velocidade de comutação
• Perdas entre t0 e t2:
- Carga de Cgs (grande) e descarga de Cdg (pequena) com VM
- Cruzamento tensão-corrente entre t1 e t2 (perdas)
iDT
+
-vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds
V2+-
+
-
+
-
≈iDT
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB→A
IL
V1
VM
PVI
(e) Velocidade de comutação
• Perdas entre t2 e t3:
- Descarga de Cds até 0 e inversão da carga de Cdg de V2-VM até -VM
- Cruzamento tensão-corrente entre t2 e t3 (perdas)
V1
VM
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB→A
IL
PVI
iDT = IL
+
-vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds+-
+
-
+
-IL
iCds
iCdg+iCds+ILiCdg
(e) Velocidade de comutação
• Perdas a partir de t3:
- Finalização de carga de Cgs e Cdg
até V1
- Não há cruzamento tensão-corrente, somente as perdas em condução
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB→A
IL
PVI
V1
VM
iDT = IL
+
-vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds+-
+
-
IL
iCdg
≈iL
(e) Velocidade de comutação
• Dados velocidade de comutação em relação à carga armazenada G-S
IRF 540
MOSFET anos 2000
BUZ80 MOSFET de ≈1984
(e) Velocidade de comutação
• Outros dados dinâmicos: comutação com carga resistiva
(e) Velocidade de comutação
VDS
tF tR
VGS
10%
90%
td(on) td(off)
tF : tempo de descidatR : tempo de subida td(on) : atraso de condução
td(off) : atraso de bloqueio
IRF 540
vDS
iDT
vGS
PVI
Perdas em condução
Perdas nos Mosfets de Potência
Perdas em comutação
Pcond = RDS(on)iDT(rms)2
Won
Woff
Pcomu = fS(won + woff)
Perdas em condução
Perdas em MOSFET de Potência
• Perdas circuito de comando
vGS
iV1
t0 t2 t3
Qgs
Qdg
Qg
PV1 = V1QgfS
V1
iV1
R
Circuito teórico
O diodo parasita dos MOSFETs de potência
O diodo intrínseco parasita pode apresentar perdas adicionais, principalmente nos MOSFETs de alta tensão
G
D
S
IRF 540
- Diodo parasita em um MOSFET de alta tensão
O diodo parasita dos MOSFETs de potência
Características térmicas dos MOSFETs de potência
• Este fabricante denomina “mounting base” a cápsula e informa a RTHja = RTHjc + RTHca
Perdas estáticas (em condução)
Vγ
rd
ideal
iD
Vr
VF
iD
PD (t) = vD (t)·iD (t) = (Vγ + rD · i(t)) · i(t)
∫=T
0DD dt)·t(P
T1P
PD = Vγ·ID + rD · Ief2
ID : Valor médio
Ief : Valor eficaz
Perdas em diodos de Potência
Perdas em um diodo
Perdas dinâmicas (Perdas em comutação)
- As comutações não são ideais
t Qdi dtrr
rr
F≅
⎛⎝⎜ ⎞
⎠⎟3
I Q didtRM rr
F≅⎛⎝⎜ ⎞
⎠⎟4
3
P V V I t fFP F o rf1 0 5= −, ( )fVQP srr2 =
VFP
VSBloqueioindutivo
trr
toff
ton
v(t)
i(t)
Qr
t
tdtdi
Características Térmicas
As perdas geram calor e este deve ser evacuado
O silício perde suas propriedades semicondutoras a partir de 150º
Si
j
c
ajunção
cápsula
ambiente
P (W)
Equivalente elétrico
P (W)
RTHjc RTHca
Ta
j
c
a
Ta : Temperatura ambiente
Características Térmicas
A resistência térmica junção – cápsula é baixa (≈ 0,5 ºC/W)
A resistência térmica cápsula- ambiente é alta (≈ 50 ºC/W)
Para reduzir a temperatura pode-se colocar um radiador (dissipador)
Conectamos uma resistência em paralelo com a RTHca
P (W)
RTHjc RTHca
Ta
jc
a
RTH radiador
Projeto de DissipadoresPara Semicondutores de Potência
Os semicondutores não são ideai, portanto, considerando-se o fluxo de corrente e suas características semicondutoras, dissiparão energia (perdas)
A dissipação de potência de perdas se traduzirá em aumento de temperatura
Como informado, o silício (Si) perde suas propriedades semicondutoras em temperaturas superiores a 150 ºC
Portanto, devemos assegurar que a Tj (temperatura de junção) esteja abaixo dos limites especificados pelo fabricante do componente
- A evacuação de calor do interior do dispositivo até o meio ambiente dependerá enormemente do tipo de encapsulamento
- Cada dispositivo tem características geométricas que lhe proporcionam uma certa capacidade de evacuar calor
Portanto, caso o encapsulamento próprio não seja suficiente para dissipar todo o calor gerado pelas perdas no mesmo, seránecessário o uso dos RADIADORES (Dissipadores)
Encapsulamentos típicos
TO 220 ACD 61
DOP 31
TO 247
B 44
DO 5
Em general, quanto maior e quanto mais superfície metálica têm, maior será a capacidade de evacuação de calor
Si
j
c
ajunção
cápsula
ambiente
P (W)
Equivalente elétrico
P (W)
RTHjc RTHca
Ta
j
c
a
Ta : Temperatura ambiente
A resistência térmica junção – cápsula é baixa (≈ 0.5 ºC/W)
A resistência térmica cápsula - ambiente é alta (≈ 50 ºC/W)
Equivalente elétrico
P (1W)
RTHjc
(0.5 ºC/W)
RTHca
(50 ºC/W)
Ta(25 ºC)
jc a
Tjc Tca
Tca = RTHca·P = 50ºC/W · 1W = 50ºC
Tjc = RTHjc·P = 0.5ºC/W · 1W = 0.5ºC
Tj = Ta + Tca + Tjc =
= 25 + 50 + 0.5 = 75.5 ºC
Tj < 150 ºC Correto
A temperatura de junção é praticamente a temperatura de cápsula !!
O salto térmico ocorre entre a cápsula e o ambiente !!!
Para reduzir a temperatura se pode colocar um Dissipador
Proporcionamos um caminho de saída alternativo ao calor (de menor impedância térmica)
Equivale conectar una resistência em paralelo com a RTHca
jc
a
Equivalente elétrico
A RTH do radiador deve ser baixa o suficiente, em comparação com RTHca , para que seja efetivo o dissipador empregado
Exemplo: RTHra = 5 ºC/W W/Cº5.4505
50·5RR
R·RRTHraTHca
THraTHcaTHeq =
+=
+=
P (1W)
RTHjc(0.5 ºC/W)
RTHca(50 ºC/W)
Ta(25 ºC)
RTHra(5 ºC/W)
Tca = RTHeq·P = 4.5ºC/W · 1W = 4.5ºC
Tjc = RTHjc·P = 0.5ºC/W · 1W = 0.5ºC
Tj = Ta + Tca + Tjc =
= 25 + 4.5 + 0.5 = 30 ºC
Sem radiador, Tj = 75.5ºC
Modelos de radiadores
Modelos de radiadores
Dentro outros tantos adaptados para todos os tipos de encapsulamentos: TO-220, TO-247, etc
Modelos de radiadores
Os radiadores grandes normalmente se vende em barras de 1 ou 2 metros
O projetista deve cortar a longitude (comprimento) desejada
A resistência térmica depende da longitude
O fabricante proporciona uma curva com RTH de cada perfil em função da longitude
A curva é assintótica: a partir de uma certa longitude, por mais que aumentemos o comprimento, não diminuirá RTH
União do semicondutor ao Dissipador
Nos semicondutores, a parte metálica (cápsula) normalmente é o cátodo ou o dreno ou o coletor do dispositivo
Isto implica que quando o circuito está funcionando haverá tensão nessa parte metálica
Se unirmos diretamente o semicondutor ao dissipador, ao haver o contato elétrico, o radiador estará conectado ao mesmo valor de tensão
400 V400 V
Tipicamente, os radiadores são facilmente accessíveis aos usuários
Portanto, resultando em risco operacional.
Logo, há a necessidade de isolação elétrica !!!
400 V
Atenção ao sistema de fixação !!!
Um parafuso metálico resulta numa conexão elétrica, rompendo o isolamento
Portanto, deve-se utilizar isolantes para os mesmos !!!
União do semicondutor ao Dissipador
A lâmina isolante resulta também em uma resistência térmica adicional
Dependendo do material utilizado, a RTH variará
Mica de espessura 60 μm: RTH : 1.4 ºC/W
Mica de espessura 100 μm: RTH : 2.2 ºC/W
Alumina de espessura 250 μm: RTH : 0.8 ºC/W
Para melhorar o contato térmico, utilizam-se pastas de silicone que reduzem a resistência térmica ao redor de 30%
jc
aRTHjc RTHca
Ta
rIsolante
Radiador Para fazer o cálculo da RTHranecessária, pode-se desprezar a resistência do próprio dispositivo (RTHca)
União do semicondutor ao Dissipador
Fatores que afetam a RTH
Posição do radiadorA RTH do fabricante é especificada em posição vertical.
Na horizontal, o calor evacuará de forma pior !!!.
Se produz um “efeito chaminé”
O próprio calor cria uma corrente de ar ascendente que melhora a refrigeração
Na horizontal pode ser 25% pior !!!PIOR
MELHORCor do radiador
Cada cor tem um coeficiente térmico distinto
Existem variadas cores: negro, ouro, alumínio
A melhor cor é: negro
O fabricante informe coeficientes corretores para a RTH
Modelo RTH K posição vertical K cor
Rad 1203 5ºC/W 1.25 1.1
Fatores que afetam a RTH
Ventilação
Para melhorar a capacidade de evacuação de calor é possível utilizar ventilação forçada
Com isto se consegue reduzir a resistência térmica
Atenção com a direção do fluxo de ar
CORRETO INCORRETO
Fatores que afetam a RTH
Ventilação
O fabricante fornece uma curva com o coeficiente a aplicar em função do fluxo de ar
A partir de um certo fluxo, também não haverá redução da resistência térmica
Cálculo dinâmico de radiadores
Até o momento supomos que a potência dissipada era Constante !
Obviamente, a potencia instantânea não é constante !!!
P(t) PMAX
PMED
TempPortanto, a temperatura estarávariando em torno de um valor médio
Que valor de potência devo utilizar para o dimensionamento do radiador/dissipador?
Cálculo dinâmico de radiadores
As perdas são produzidas na “bolacha” de silício
Como tem pouca massa, sua inércia térmica é muito pequena e pode resultar em rápida variação da temperatura
O radiador tem muita massa. Logo, sua inércia é muito maior e as variações de temperatura são mais lentas
Para modelar corretamente o comportamento, se deve incluir as capacitâncias térmicas para simular as inércias dos elementos
jc
a
Ta
r Uma inércia grande se simularia com uma capacitância grande
Cálculo dinâmico de radiadores
Na prática, se utiliza um método simplificado
O fabricante proporciona curvas de impedância térmica transitória
t1
T D = t1/T
P
t1
ZTHt D = 0.3Zt
Se desenvolve 2 circuitos:
j c c r a
Ta
TC ?
PMAX PMédia
Zt RTHra?
Teremos 2 equações com 2 incógnitas:
TC e RTHra
PMAX
PMédia
Cálculo dinâmico de radiadores
Curvas reais da impedância transitória de um MOSFET
Há uma curva para cada valor de ciclo de trabalho
Cálculo dinâmico de radiadores
Com a impedância térmica e potência instantânea (Pmáx), calcula-se a elevação transitória de temperatura (ΔT)
Em regime permanente, tendo-se a TJméd (temperatura de junção média), pode-se estimar a TJmáx (temperatura máxima de junção)
P(t) PMAX
PMED
Temp(ΔT)TJméd
Proteções Elétricas de Semicondutores de Potência
Para garantir a confiabilidade operacional dos circuitos com dispositivos de eletrônica de potência, além da proteção térmica, tornam-se necessárias as proteções elétricas:
-Sobrecorrentes, e
- Sobretensões.
A denominação na língua inglesa é: SNUBBER
Tais proteções têm ainda duas outras finalidades associadas:
• Distribuir as perdas em mais de um componente
• Facilitar o uso de semicondutores com especificações ajustadas (menores custos associados)
Proteções Elétricas de Semicondutores de Potência
Fundamentalmente temos dois tipos de snubber:
• Tensão
• Corrente
Os mais usados são os de sobretensão.
Dentro desta categoria, existem também diversos tipos:
• para entrada em condução;
• para o bloqueio;
• Sobretensão (oscilações/sobretensões).
Quanto às características do circuito, também são 2 tipos de snubbers:
• Dissipativos (não aproveitam a energia envolvida/dissipada)
• Não Dissipativos (a energia envolvida é devolvida ao sistema/aproveitada)
Snubber de Tensão: Entrada em Condução
Este tipo de snubber não é muito usado
Os semicondutores (transistores) são muito rápidos para entrar em condução.
Por esta razão, não é crítico o uso de circuitos de proteção de entrada em condução para transistores (para Tiristores pode ser necessário)
Snubberentrada em conduçãoLS RS
DS
VDS
ID
A indutância LS reduz a derivada durante o aument da corrente
A energía armazenada na bobina é descarregada posteriormente na resistência. Esta energia se perde: snubber dissipativo !!
Snubber de Tensão: Bloqueio
É o snubber mais utilizado
O bloqueio é crítico para os semicondutores de potência
Snubber de bloqueio
CS
RS
DSSuaviza as formas de onda de tensão no bloqueio do transistor
Parte das perdas de comutação são transladadas para o snubber
As perdas não diminuem. Simplesmente são trasladadas para outros componentes!!
A idéia básica é manter a tensão VDS nula enquanto a corrente cresce em Cs
Como não utiliza indutores, este snubber é mais barato
CS
RS
DS
MOSFET conduzindo:
O capacitor se descarrega através da resistência
MOSFET bloqueado:
O capacitor fica em paralelo com o MOSFET
A tensão VDS cresce mais lentamente !!
Indutâncias parasitas. Têm energia armazenada
Para ajustar o snubber, a idéia é conseguir que a energia armazenada na Indutância se translade para o capacitor e que se descarregue sobre a resistência
Snubber de Tensão: Bloqueio
CS
RS
DS
Formas de onda
IM
IC
VDS
IDfDf
IM
IM
IC
VDS
IDf IM
IC
VDS
IDf
C pequeno C ótimo C grande
Até que a tensão VDS atinja seu pico, o MOSFET não se bloqueia
O ótimo se obtém quando se “sincroniza” o capacitor e o MOSFET
Snubber de Tensão: Bloqueio
Toda a energia armazenada no condensador é dissipada na resistência
A resistência é mais fácil de refrigerar do que o transistor
Não se dissipa mais energia pelo fato de se adicionar o snubber !!!
A corrente de pico que o transistor manipula é a mesma, com ou sem snubber
Formas de onda reaisSem snubber Com snubber
Oscilações
Na prática, o ajuste é por tentativa e erro, buscando-se o menor capacitor possível !!!
Snubber de Tensão: Bloqueio
Snubber de Tensão: Sobretensão
Também é um snubber muito usado
Seu objetivo é limitar a tensão máxima das possíveis oscilações parasitas e evitar que o dispositivo se rompa
Seu uso pode ajudar a selecionar um dispositivo de menor tensão !!!
Vin
Snubber de sobretensão
O diodo do snubber deve ser rápido
A indutância parasita do circuito provoca oscilações indesejadas
A energia das oscilações é transladada para o condensador
Posteriormente, a energia serádescarregada na resistência
Vin Vin
≈Vin
Vin
Vin
Vin
O efeito do snubber é o seguinte:
Neste caso, interessa ter um capacitor/condensador grande !!!
O ajuste se faz com a resistência
Snubber de Tensão: Sobretensão
Outros Snubber
Nos diodos se utilizam um snubber de menor custo
RC
Snubber RC Sua função é limitar as oscilações na tensão ânodo-cátodo
Este tipo de snubber também se usa nas configurações em ponte
Snubber de Corrente
Se baseiam na utilização de indutores para reduzir as derivadas das formas de onda de corrente
São utilizadas indutâncias saturáveis !!!
Não são muito comuns para transistores, sendo que estes indutores não são padrões.
Indutância saturável
Toshiba: Spike killer
Snubber não dissipativo
São estruturas mais complexas construídas não unicamente com bobinas e condensadores. A energia que utilizam é devolvida posteriormente ao sistema. Não têm resistências, que são elementos dissipativos.
Forward com grampeamento ativo
Snubber não dissipativo
CFP Boost ZCS (ZCZVS) Diodo principal
Interruptor principal Componentes auxiliares
Lr1 Lr2
Dr3
Lin
Dr1
Dr4
Dr2
S2
CoVin(t)
Iin(t)
D2
Vo
D1
S1
Cr
Conversores Ressonantes nas Transições das Comutações
Fusíveis
Em alguns casos pode-se utilizar fusíveis para proteger os semicondutores
Contudo, se utilizam apenas fusíveis ultra-rápidos
Areia Lâmina metálica muito fina
Quando ultrapassar limite de corrente, a lâmina metálica se funde. Neste processo pode ser gerado um arco elétrico, que é suprimido pela areia
Para ajustar o valor de corrente de fusão da lâmina, são adotadas determinados padrões para as mesmas.
Fusíveis
Quando ocorrer uma falha, a corrente aumenta
Isto resultará num aumento de temperatura
Falhat
I
TemperaturaTMAX
Em função de como ocorre a evolução da corrente, a temperatura aumentará com uma velocidade ou outra
Portanto, para dimensionar um fusível é necessário ter em conta o valor de corrente e o tempo: I2·t
Fusíveis
Evolução da corrente no fusível
tTruptura Tarco
IF
Haverá um incremento de temperatura máximo que seráfunção de uma integral I2·t
Área
O fabricante proporciona o I2t do fusível
Para que o fusível funcione corretamente, deve-se obedecer:
I2t do fusível < I2t do semicondutor !!!!!
Fusíveis
Dados do fabricante:
• I2t
• Calibração: corrente nominal de trabalho sem fundir
VNOMINAL
I2t Ajuste 250
Ajuste 200
Ajuste 150
Depende da tensão nominal, uma vez que a parte final do arco depende da tensão que terá que suportar
Conhecendo-se a tensão de trabalho e a corrente nominal, podemos escolher o I2t correspondente