Monografia Claudio

Fundação Universidade Federal do Rio Grande

Engenharia de Computação

Projeto e Implementação de umSistema de Controle para a Plataforma

de Reboque da FURG

Cláudio Machado Diniz

Rio Grande, 5 de Janeiro de 2007

Fundação Universidade Federal do Rio Grande

Engenharia de Computação

Projeto e Implementação de umSistema de Controle para a Plataforma

de Reboque da FURG

Cláudio Machado Diniz

Trabalho de Conclusão do Curso de Gra-

duação em Engenharia de Computação sub-

metido à avaliação, como requisito parcial à

obtenção do título de Engenheiro de Com-

putação.

Orientador: Prof. Dr. Sebastião Cícero Pinheiro Gomes

Co-orientador: Prof. Msc. Vagner Santos da Rosa

Rio Grande, 5 de Janeiro de 2007

Este trabalho foi analisado e julgado adequado para a obtenção do título de Engenheiro

de Computação e aprovado em sua forma nal pelo orientador.

Prof. Dr. Sebastião Cícero Pinheiro Gomes

Banca Examinadora:

Prof. Dr. Sebastião Cícero Pinheiro Gomes

DMAT FURG (Orientador)

Prof. Msc. Vagner Santos da Rosa

DMAT FURG

Prof. Msc. Vitor Irigon Gervini

DFIS FURG

"Publicamos para no pasarnos la vida corrigiendo los

borradores."

(Alfonso Reyes)

Agradecimentos

À minha mãe, Eliane, pelo carinho, apoio, amizade e por nunca ter deixado

eu desistir nos momentos mais difíceis;

À minha namorada, Cilene, pelo amor, carinho, compreensão e ajuda em

diversos momentos;

Ao meu irmão, Fernando, pela amizade;

Ao meu orientador, Prof. Sebastião, pela orientação, incentivo, conança e

ensinamentos ao longo desses cinco anos;

Ao meu co-orientador, Prof. Vagner, pela orientação, incentivo, ajuda nos

experimentos e no desenvolvimento dos circuitos eletrônicos e do sistema em-

barcado;

Ao Prof. Vitor, pela ajuda nos experimentos e na parte da teoria de controle;

A todos colegas do Núcleo de Matemática Aplicada e Controle, pela amizade

e companherismo, em especial ao Daniel, Tomás e Ismael pela ajuda nos ex-

perimentos;

A Carmen e Cilon, pela amizade;

Ao meu tio, Cláudio, por ter me incentivado a trabalhar no Núcleo de

Matemática Aplicada e Controle desde o primeiro ano do curso.

Conteúdo

Lista de Figuras iv

Lista de Tabelas vi

Lista de Abreviaturas vii

Resumo viii

Abstract ix

1 Introdução 1

1.1 Motivação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.3 Estrutura da monograa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Estrutura do tanque de provas e plataforma 4

2.1 Estrutura do tanque de provas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.2 Estrutura da plataforma de reboque . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.3 Atuadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.3.1 Atuador do movimento principal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.3.2 Atuador dos movimentos secundários . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.4 Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.4.1 Encoder do atuador principal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.4.2 Encoders dos atuadores secundários . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3 Projeto Eletro-Eletrônico 13

i

CONTEÚDO ii

3.1 Acionamento do motor trifásico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.1.1 Características elétricas do inversor de freqüência . . . . . . . . . . 13

3.1.2 Interface com as entradas de sinal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.2 Acionamento dos motores de corrente contínua . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3.2.1 Projeto da Ponte-H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3.2.2 Resultado em simulação da Ponte-H . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4 Projeto de Controle 23

4.1 Projeto de controle do motor trifásico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

4.2 Projeto de controle do motor de corrente contínua . . . . . . . . . . . . . . 25

4.2.1 Modelo dinâmico do motor de corrente contínua . . . . . . . . . . . 25

4.2.2 Identicação de parâmetros do modelo . . . . . . . . . . . . . . . . 27

4.2.3 Projeto de Controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

4.2.4 Resultados de simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

5 Sistema Embarcado de Controle 37

5.1 Visão geral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.2 Placa de desenvolvimento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

5.3 Projeto de hardware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.3.1 Lógica de leitura e decodicação dos encoders . . . . . . . . . . . . 40

5.3.2 Lógica de geração de PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.3.3 Denição do passo de discretização do controle . . . . . . . . . . . . 42

5.3.4 Resultados de simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.4 Construção da Plataforma . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.4.1 Criação da plataforma de hardware . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.4.2 Inclusão do módulo do usuário . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

5.5 Software do PowerPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.5.1 Cálculo da velocidade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.5.2 Implementação da Lei de Controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

5.5.3 Armazenamento das trajetórias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

6 Conclusão 54

CONTEÚDO iii

Bibliograa 56

Anexo A - Lista de parâmetros do conversor de freqüência 59

Apêndice A - Listagem dos programas fonte 64

Lista de Figuras

2.1 Esquema de montagem do tanque de provas [Coelho and Pinto, 2006]. . . . 5

2.2 Estrutura da plataforma de reboque [Coelho and Pinto, 2006]. . . . . . . . 7

2.3 Motoredutor para o movimento principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.4 Conversor de freqüência MOVITRAC R© LT E. . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.5 Motor para movimento dos cilindros. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.6 Encoder ES1R acoplado ao motor trifásico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.7 Encoder CES00175. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.1 Diagrama elétrico do MOVITRAC R© LT E [Eurodrive, 2004]. . . . . . . . . 14

3.2 Interface eletrônica - entradas digitais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.3 Interface eletrônica - entrada analógica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3.4 PWM na entrada do D/A e formas de onda em simulação. . . . . . . . . . 18

3.5 Ponte-H com MOSFETs [Dunn, 2003]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.6 Circuito de acionamento para meia Ponte-H. . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.7 Ponte-H sem o circuito de acionamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.8 Resultado em simulação da Ponte-H. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.1 Velocidade do motor trifásico e referência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

4.2 Erro em velocidade da gura 4.1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

4.3 Esquema mecânico (a) e elétrico (b) de um motor CC

[Franklin and Powell, 1994]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

4.4 Curvas Torque x Corrente, Velocidade e Potência do Motor CC

[BOSCH, 2006]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.5 Circuito para identicação do La. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

iv

LISTA DE FIGURAS v

4.6 Identicação Ke. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.7 Pólos de malha aberta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.8 Pólos de malha fechada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.9 Resultado do controle PD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

4.10 Erro em posição da gura 4.9. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.11 Formas de onda da tensão e corrente no motor. . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.12 Ampliação da gura 4.11 para mostrar o efeito do PWM. . . . . . . . . . . 36

5.1 Diagrama em blocos do sistema embarcado. . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.2 Placa XUP V2P [Digilent, 2006b]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.3 Sinais dos encoders - sentido horário (a) e anti-horário (b). . . . . . . . . . 41

5.4 Resultado do módulo de hardware. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.5 Escolha da placa XUPV2P. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.6 Processadores disponíveis para a arquitetura. . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

5.7 Conguração do PowerPC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

5.8 Interface serial RS-232. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.9 Módulo de Memória DDR 256Mb. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.10 Plataforma criada no XPS. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.11 Criação do periférico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.12 Interface com o barramento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.13 Localização do periférico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.14 Inserção do periférico criado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

5.15 Software PowerPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

Lista de Tabelas

2.1 Características do motoredutor R17 DZ71D4 . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2 Características do Motor GPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.3 Características do Encoder ES1R . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3.1 Conguração para as entradas digitais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

5.1 Sinais do encoder para ambos sentidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

vi

Lista de Abreviaturas

COPPE Coordenação dos Programas de Pós-Graduação em Engenharia

FPGA Field Programmable Gate Array

FURG Fundação Universidade Federal do Rio Grande

LABOCEANO Laboratório de Tecnologia Oceânica

LIFE Laboratório de Interação Fluido-Estrutura

MCT Ministério de Ciência e Tecnologia

MOSFET Metal Oxide Silicon Field-Eect Transistor

NuMA Núcleo de Matemática Aplicada e Controle

PD Proporcional e Derivativo

PPR Pulsos por Revolução

PWM Pulse-width Modulation

RPM Rotações por minuto

RPS Rotações por segundo

TTL Transistor-Transistor Logic

UFRJ Universidade Federal do Rio de Janeiro

VHDL VHSIC Hardware Description Language

vii

Resumo

Neste trabalho foi proposto um sistema de controle para uma plataforma de reboque des-

tinada a estudos de fenômenos na área de interação uido-estrutura. Esta plataforma será

construída no Laboratório de Interação Fluido-Estrutura (LIFE), sendo que o sistema de

controle foi feito no Núcleo de Matemática Aplicada e Controle (NuMA), ambos localiza-

dos na Fundação Universidade Federal do Rio Grande (FURG). O trabalho compreende

as seguintes etapas: projeto de circuitos eletrônicos para o acionamento dos atuadores;

projeto de leis de controle para os atuadores; desenvolvimento de um sistema embarcado

baseado em software e lógica programável para a implementação das leis de controle pro-

jetadas. Foram usados para o desenvolvimento deste projeto: quatro motoredutores, um

conversor de freqüência, uma placa de desenvolvimento contendo um FPGA (Field Pro-

grammable Gate Array) e um computador. O trabalho está incluído no contexto de um

projeto maior, que visa a construção de uma plataforma para ensaios de manobras de

modelos reduzidos de embarcações.

viii

Abstract

In this work a control system for a towing carriage destined to the study of uid-structure

phenomena was proposed. It will be constructed at LIFE and the control system was made

at NuMA, both at FURG. The stages of this work are the following: project of electronic

circuits for driving actuators; design of control laws for the actuators; development of

a embedded system based on software and programmable logic for the implementation

of control laws. For the development, four gearmotors, a frequency inverter, an FPGA

(Field Programmable Gate Array) development board and a computer were used. This

work is in the context of a greater project, that aims the construction of a towing carriage

for reduced model ship maneuver experiments.

ix

Capítulo 1

Introdução

A realização de ensaios experimentais é muito utilizada em diversas áreas da ciência,

para confrontar as idéias propostas no domínio teórico com a realidade dos fenômenos

físicos. Os estudos experimentais tornam-se ainda mais importantes quando a resolução de

alguns problemas é inviável de ser feita analiticamente e o custo para resolver o problema

numericamente é alto comparado ao nível de processamento dos computadores atuais.

Um dos problemas dessa natureza é o estudo do escoamento sobre estruturas cilín-

dricas. Trata-se de um problema clássico de pesquisa sobre interação uido-estrutura.

Para valores altos do número de Reynolds, ocorre o descolamento da camada limite,

o que pode levar a formação de vórtices e turbulência. Estudos experimentais são

ferramentas imprescindíveis na busca do entendimento e de soluções para o problema

[Coelho and Pinto, 2006].

As aplicações inerentes da pesquisa nessa área é o estudo do carregamento hidrodi-

nâmico sobre estruturas oceânicas esbeltas, tais como cabos, risers e dutos submarinos.

Um melhor entendimento deste fenômeno de turbulência, conhecido como vibração in-

duzida por vórtice, pode melhorar o dimensionamento desse tipo de estrutura, sendo isto

de profundo interesse da indústria oshore.

1.1 Motivação

O Grupo de Análise de Estruturas Oceânicas Esbeltas da FURG apresentou a proposta de

criação do LIFE, o qual contempla a construção de um tanque de provas e uma plataforma

1

CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO 2

de reboque de estruturas cilíndricas, em parceria com o NuMA. A criação do tanque de

provas e da plataforma de reboque permitirá o estudo de fenômenos de vibração induzida

por vórtices em cilindros. A plataforma de reboque movimentará um conjunto de cilindros

submersos em água dentro do tanque de provas.

Além disso, um projeto foi proposto pela COPPE/UFRJ, sendo intitulado "Instalação

de Plataforma de Manobras de Embarcações", incluindo a FURG como instituição cola-

boradora, através do NuMA e do LIFE. Este projeto consiste basicamente na instalação

de uma plataforma que movimentará um modelo reduzido de uma embarcação em contato

com a água, de forma que se possa realizar manobras sobre a mesma. Esta plataforma

será instalada no Laboratório de Tecnologia Oceânica (LABOCEANO), localizado na

COPPE/UFRJ, junto ao tanque oceânico já existente. Este projeto é resultado de um

acordo entre a Petrobrás e Ministério de Ciência e Tecnologia (MCT), com o objetivo de

elevar o patamar tecnológico da indústria naval brasileira.

Os dois projetos tem pontos em comum, sendo que um deles é o projeto de controle. A

diferença dos dois projetos se dá por conta da escala, já que a plataforma de manobras de

embarcações da COPPE/UFRJ tem dimensões e inércias muito maiores. Para ambos os

projetos, torna-se necessária a proposta de um sistema que realizará o controle em malha

fechada de todos graus de liberdade do sistema. O sistema de controle proposto para a

plataforma da FURG pode ser adaptado posteriormente para o controle da plataforma

da COPPE/UFRJ.

1.2 Objetivos

Este trabalho visa propor um sistema de controle para a plataforma de reboque da FURG.

A função da plataforma é movimentar três conjuntos de cilindros em contato com a água,

presente no tanque de provas. Os cilindros serão xados à plataforma de forma a permitir

quatro movimentos distintos, perfazendo quatro graus de liberdade (4 dof).

O objetivo deste trabalho é desenvolver um sistema de controle para os quatro graus

de liberdade (4 dof) da plataforma de reboque. Isto envolve o projeto e construção

de circuitos eletrônicos para o acionamento dos motores, projeto de leis de controle e

implementação destas em dispositivo de lógica programável para o controle efetivo do

CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO 3

sistema. O estudo da interação uido-estrutura, o projeto estrutural e o projeto mecânico

fogem do escopo deste trabalho, sendo estes de responsabilidade da equipe do LIFE.

1.3 Estrutura da monograa

Esta monograa está desenvolvida em 5 capítulos. O Capítulo 1 apresentou a intro-

dução, a motivação para o desenvolvimento deste trabalho e seus objetivos. O Capítulo

2 apresenta a estrutura do tanque de provas e da plataforma de reboque, mostrando seus

movimentos, bem como os atuadores e sensores utilizados. O Capítulo 3 mostra o projeto

eletro-eletrônico para o acionamento dos atuadores. O Capítulo 4 propõe um projeto de

controle para cada atuador escolhido, mostrando resultados de simulação. O Capítulo 5

apresenta o sistema embarcado de controle, sendo o módulo que opera em tempo real e

implementa as leis de controle projetadas. No Capítulo 6 são mostradas as conclusões e

sugestões de trabalhos futuros.

Capítulo 2

Estrutura do tanque de provas e

plataforma

Nesse capítulo serão apresentadas as estruturas do tanque de provas e da plataforma de

reboque, que possibilitam os experimentos de interação uido-estrutura. Serão mostra-

dos também os atuadores e sensores usados para movimentação e sensoriamento da

plataforma. O projeto estrutural e mecânico do tanque de provas e a plataforma foram

realizados pela equipe do LIFE, não fazendo parte deste trabalho. Esta descrição está

aqui apresentada para o melhor entendimento do sistema de controle da plataforma de

reboque. Uma discussão mais detalhada do projeto estrutural e mecânico é feita em

[Coelho and Pinto, 2006].

2.1 Estrutura do tanque de provas

Foi construído, no interior do LIFE, um tanque de provas para os experimentos de inte-

ração uido-estrutura. As paredes e base do tanque são feitas de chapas de vidro comum,

possuindo anexado ao vidro um isolante de isopor de alta densidade. A estrutura que

sustenta as paredes e base foi feita em aço, possuindo um vão livre de forma a viabilizar

a lmagem da formação de vórtices durante o deslocamento dos cilindros na água. A

estrutura de sustentação é montada em 5 módulos de 3,2m, sendo que o tanque ca com

um tamanho interno total de 16m de comprimento, 0,71m de largura e 0,78m de altura.

Na gura 2.1 é mostrado um esquema simplicado da montagem do tanque de provas.

4

CAPÍTULO 2. ESTRUTURA DO TANQUE DE PROVAS E PLATAFORMA 5

Nota-se que há uma plataforma que se desloca acima do tanque de provas, ao longo de todo

o seu comprimento. Esta plataforma será apresentada com detalhes na seção seguinte.

Figura 2.1: Esquema de montagem do tanque de provas [Coelho and Pinto, 2006].

2.2 Estrutura da plataforma de reboque

Acima do tanque de provas será construída uma plataforma de reboque. A plataforma se

desloca sobre trilhos, montados em uma estrutura construída independente da estrutura

de sustentação do tanque. Isto foi feito para que a vibração oriunda dos atuadores não

seja induzida no tanque de provas onde ocorrerão os ensaios.

Acima da plataforma e solidários a esta são montados os sistemas que movimentam

os cilindros dentro do tanque. Sendo que a plataforma se move somente no sentido

longitudinal, os movimentos possíveis são:

• Um cilindro, ou um conjunto de cilindros, se movimenta no sentido longitudinal do

tanque junto à plataforma, sofrendo oscilações harmônicas no sentido transversal;

• Um cilindro, ou um conjunto de cilindros, se movimenta no sentido longitudinal

do tanque junto à plataforma, sofrendo oscilações harmônicas neste mesmo sentido

(velocidade relativa) e no sentido transversal;


• Um conjunto de cilindros se movimenta no sentido longitudinal do tanque junto à

plataforma.

Os sistemas para deslocamento dos cilindros, que foram mostrados de forma simpli-

cada na gura 2.1 são detalhados agora na gura 2.2. Esta gura mostra a estrutura da

plataforma de reboque. Os índices abaixo da gura 2.2 são referenciados no texto para

melhor entedimento.

A plataforma de reboque se move sobre trilhos principais (14 - Fig. 2.2), através

de rodízios verticais (20 - Fig. 2.2). O atuador principal (9 - Fig. 2.2) é responsável

pelo movimento da plataforma como um todo. Como o controle em malha fechada da

velocidade da plataforma é feito neste atuador, não é desejado que ocorra deslizamento,

pois a posição e velocidade medidas no atuador não seriam as mesmas da plataforma. Por

isto a existência da cremalheira (15 - Fig. 2.2) ao lado dos trilhos, onde vai anexada uma

polia no mesmo eixo principal. Como o atuador é um conjunto motoredutor (detalhes na

seção 2.3.1), a transmissão com o eixo é feita por polias e correia com relação 1:1. Este

atuador é referenciado no texto como atuador do movimento principal.

Destaca-se a presença dos cilindros presos à plataforma: xos (2 - Fig. 2.2) , com

movimento oscilatório transversal (3 - Fig. 2.2) e com movimento oscilatório transversal

e longitudinal (4 - Fig. 2.2). Os cilindros xos se movimentam somente com o movimento

da plataforma, feito pelo atuador principal. Os cilindros móveis em relação a plataforma

são acionados pelos atuadores dos movimentos secundários (5, 6 e 7 - Fig. 2.2). Estes

atuadores são motores de corrente contínua, acoplados a redutores de velocidade feito por

polias e correias, com relação 1:9.

2.3 Atuadores

Foram usados quatro atuadores, um para cada um dos quatro graus de liberdade do

sistema. O atuador do movimento principal é responsável pelo movimento de toda a

plataforma ao longo do comprimento do tanque, ou seja, no sentido longitudinal. Para

os movimentos dos cilindros foram utilizados três atuadores de mesmo modelo. Para

apresentar suas características, este modelo será referido como atuador dos movimentos

secundários.


Figura 2.2: Estrutura da plataforma de reboque [Coelho and Pinto, 2006].

2.3.1 Atuador do movimento principal

O atuador escolhido para o movimento principal é o motoredutor modelo R17

DZ71D4/ES1R (gura 2.3), produzido pela SEW Eurodrive [EURODRIVE, 2006]. Trata-

se de um motor de indução trifásico, acoplado a um redutor de engrenagens helicoidais.

Este tipo de engrenamento no redutor de velocidade garante um baixo jogo angular, da


ordem de minutos de grau. Isso melhora a precisão de posicionamento e evita a indução

de vibração na carga. A tabela 2.1 apresenta algumas características do motoredutor

[Eurodrive, 2006].

Figura 2.3: Motoredutor para o movimento principal.

Tabela 2.1: Características do motoredutor R17 DZ71D4Parâmetro/Unidade Valor

Potência nominal do motor (kW) 0.37

Tensão (V) 220/380

Corrente (A) 2.05/1.19

Freqüência (Hz) 60

Índice de Redução 16.99

Velocidade de Entrada (rpm) 1680

Velocidade de Saída (rpm) 99

Torque de Saída (Nm) 36

Peso (kg) 8

Fonte: [Eurodrive, 2006]

O acionamento deste atuador é feito pelo conversor de freqüência MOVITRAC R© LT

E (gura 2.4), também produzido pela SEW Eurodrive [EURODRIVE, 2006], que foi

adquirido junto com o motoredutor. Ele é o módulo responsável por converter um sinal

de baixa potência em um sinal de alta potência que pode acionar o motor trifásico. Além


disso, ele possui um teclado e um display na sua parte frontal, onde pode-se congurar di-

versas funções, tais como a rotação máxima e rotação mínima do motor, tempo da rampa

de aceleração e desaceleração, etc. As funções são conguradas modicando, através do

teclado, os valores de um conjunto de parâmetros pré-determinados. O valor dos parâme-

tros pode ser lido no display. Quando o motor está em funcionamento, a freqüência ou a

corrente do motor podem ser mostradas no display. Uma lista completa do conjunto de

parâmetros pode ser consultada no Anexo A. Os detalhes do acionamento do motoredutor

utilizando este conversor de freqüência são discutidos no capítulo 3.

Figura 2.4: Conversor de freqüência MOVITRAC R© LT E.

2.3.2 Atuador dos movimentos secundários

Para efetuar a movimentação dos cilindros, foram escolhidos três motores de corrente

contínua, modelo GPC 9 130 451 127 (gura 2.5), da Bosch. Os motores são do tipo

brushed (com escovas). As características deste motor são apresentadas na tabela 2.2.

O acionamento destes motores é feito por circuitos de Ponte-H com entrada PWM.

Os detalhes deste acionamento são apresentados no capítulo 3.

2.4 Sensores

Para implementar um sistema de controle em malha fechada, é indispensável que se

tenha no sistema algum tipo de sensoriamento. Este irá fornecer ao controlador as


Figura 2.5: Motor para movimento dos cilindros.

Tabela 2.2: Características do Motor GPCParâmetro/Unidade Valor

Potência nominal do motor (W) 210

Tensão (V) 24

Corrente nominal (A) 15.3

Velocidade nominal (rpm) 2655

Torque nominal (Nm) 0.75

Torque máximo (Nm) 3.55

Peso (kg) 1.5

Fonte: [BOSCH, 2006]

posições atuais de cada variável a ser controlada. O sensor transforma o sinal físico

da saída da planta (variável de processo) em um sinal elétrico que será amostrado

[Bazanella and da Silva Jr, 2005]. Neste projeto foram utilizados somente sensores para

medição da posição angular nos atuadores. Trata-se de encoders incrementais, que são

muito utilizados para este m por possibilitarem uma medida conável, baseada em sen-

sores óticos de alta precisão.

2.4.1 Encoder do atuador principal

Um encoder incremental, modelo ES1R, acompanha o motoredutor da SEW, sendo

acoplado ao eixo do motor (gura 2.6). A tabela 2.3 mostra algumas características

do encoder.


Figura 2.6: Encoder ES1R acoplado ao motor trifásico.

Tabela 2.3: Características do Encoder ES1RParâmetro Característica/Valor

Tipo de medição incremental

Tipo do eixo expansivo

Resolução A,B (PPR) 1024

Resolução C (PPR) 1

Alimentação 24Vcc

Sinal 5V TTL (RS-422)


A decodicação dos sinais A e B fornece a medida de posição em PPR e o sentido de

rotação. O sinal C é conhecido como INDEX e fornece uma medida absoluta do encoder,

produzindo um pulso por volta do motor.

2.4.2 Encoders dos atuadores secundários

Para os atuadores secundários foi escolhido o encoder incremental CES00175 (gura 2.7)

de 1024 PPR, de eixo vazado, produzido pela COMPOSUL [Composul, 2006]. Este en-

coder é acoplado ao mesmo eixo do motor de corrente contínua. Suas características são

as mesmas do encoder da SEW, exceto pela alimentação de 5V e a presença de um cabo


de 4m de comprimento já conectado de fábrica. Este encoder foi adquirido separadamente

do atuador, sendo que no redutor de velocidade há um prolongamento do eixo do motor

para conexão com o eixo vazado do encoder.

Figura 2.7: Encoder CES00175.

Capítulo 3

Projeto Eletro-Eletrônico

Neste capítulo é discutida a forma de acionamento dos motores, no aspecto eletro-

eletrônico. Para o acionamento do motor trifásico, o conversor de freqüência faz prati-

camente todo trabalho, sendo necessário apenas circuitos eletrônicos de interface com

dispositivos Transistor-Transistor Logic (TTL). Para o acionamento do motor de cor-

rente contínua, uma etapa de potência baseada em Ponte-H foi proposta e construída.

3.1 Acionamento do motor trifásico

O acionamento do motor trifásico, como foi apresentado, é feito pelo conversor de freqüên-

cia MOVITRAC R© LT E. O capítulo 2 já apresentou este conversor de freqüência. Esta

seção estará mais detida nos aspectos elétricos do conversor, a m de construir interfaces

eletrônicas com este para permitir o acionamento através de dispositivos digitais.

3.1.1 Características elétricas do inversor de freqüência

O diagrama elétrico de ligação do inversor é mostrado na gura 3.1. O diagrama da es-

querda diz respeito à ligação elétrica, mostrando os componentes necessários para seu ade-

quado funcionamento: um contator de 220V e um disjuntor de corrente diferencial residual

de 10A. Foi utilizado um cabo de 2 vias para conexão do inversor à rede monofásica de

220V e um cabo de 3 vias para conexão do inversor ao motor trifásico.

No diagrama à direita da gura 3.1 é mostrada a régua de bornes de sinal, situada na

parte inferior do inversor, com uma conguração fornecida de fábrica. Essa conguração

13

CAPÍTULO 3. PROJETO ELETRO-ELETRÔNICO 14

permite o acionamento do motor em dois sentidos, sendo o controle de velocidade feito

através de um potenciômetro, com o cursor ligado à entrada analógica (pino 6).

Figura 3.1: Diagrama elétrico do MOVITRAC R© LT E [Eurodrive, 2004].

Pode-se congurar as funções dos pinos 2,3, 4 e 6 através dos Parâmetros P-12 e P-19.

Fixando o P-12 em 0 (Controle por bornes), a conguração da função de cada entrada

digital é feita pelo parâmetro P-19. A lista de todas as funções das entradas digitais pode

ser consultada no Anexo A.

Deseja-se ter plena liberdade para alterar a velocidade do motor, pois o sistema de

controle que se encarregará do controle de velocidade. A única maneira de controlar a

velocidade sem utilizar o controle manual é através da entrada analógica (pino 6), usando


o controle por bornes. É preciso que o motor também possa girar tanto no sentido horário

como anti-horário, para que a plataforma se desloque ao longo do tanque. A conguração

feita para as entradas digitais é apresentada na tabela 3.1. Para uma descrição completa

das funções das entradas digitais, consulte o Anexo A.

Tabela 3.1: Conguração para as entradas digitais

P-19 Função entrada 1 Função entrada 2 Função entrada 3

4 Desligada: Parar Desligada: Rodar horário Desligada: Ref. analógica

Ligada: Rodar Ligada: Rodar anti-horário Ligada: Freq. xa 1


3.1.2 Interface com as entradas de sinal

As entradas de sinal do conversor de freqüência foram conguradas, na seção anterior,

do seguinte modo: a primeira entrada liga e desliga o motor (entrada digital); a segunda

inverte o sentido de rotação (entrada digital); a terceira controla a velocidade do motor

(entrada analógica). A tensão de operação das entradas é de 0 a 10V, de forma que

nas entradas digitais o nível baixo é 0V e o nível alto é 10V, e na entrada analógica a

tensão 0V representa o motor com velocidade mínima congurada no parâmetro P-02,

e 10V representa o motor com a velocidade máxima congurada no parâmetro P-01. A

conguração feita nos parâmetros P-01 e P-02 foi 0Hz e 50Hz, respectivamente.

Interface com as entradas digitais

Os dispositivos digitais geralmente trabalham na faixa TTL, de 0-5V, para representar os

níveis lógicos. Para que as entradas digitais possam ser estimuladas por algum disposi-

tivo TTL, ou de tensão mais baixa, é necessária a construção de uma interface eletrônica

(Figura 3.2) para converter o nível de tensão TTL em uma tensão de 0 a 10V. O circuito

consiste em um transistor de uso geral e dois resistores. A conguração usada foi de tran-

sistor como chave, que opera em dois estados do transistor: saturação e corte. Quando o

transistor está saturado, a tensão VCE cai para aproximadamente 0,3V. Quando o tran-

sistor está em corte, VCE sobe para aproximadamente 10V. Na saída teremos a entrada

digital invertida, com o nível de tensão de 0-10V.


Figura 3.2: Interface eletrônica - entradas digitais.

Para saturar o transistor, assume-se um ganho de corrente βcc(sat) de 10 (saturação

forte) e calcula-se a corrente de base para que, quando multiplicada pelo ganho, seja maior

ou igual que a corrente de saturação de coletor. Essa corrente é:

VC(sat) =10V

4.7kΩ= 2.12mA (3.1)

O resistor de 10kΩ força uma corrente de base de 0,5mA , que multiplicado pelo

ganho 10, resulta em uma uma corrente de coletor de 5mA, o que garante a saturação do

transistor.

Interface com a entrada analógica

Os dispositivos digitais em geral não possuem pinos de saída analógicos. Foi preciso

construir um circuito conversor digital-analógico (D/A) e um circuito para converter a

tensão analógica do D/A para uma faixa de 0-10V, para conexão na entrada analógica.

O circuito completo é mostrado na gura 3.3.

A entrada deste circuito é um sinal Pulse-width Modulation (PWM), ou Modulação

por Largura de Pulso. Trata-se de um sinal digital onde o tempo de nível alto pode

ser modulado, mantendo o período total da onda constante. O tempo de nível alto é

conhecido como duty cycle. O PWM é largamente usado para o controle de motores,


Figura 3.3: Interface eletrônica - entrada analógica.

por ser de fácil implementação em circuitos digitais e diminuir as perdas dissipadas por

acionamentos lineares. Aplicando o sinal PWM, ao circuito RC mostrado na gura 3.3, a

tensão medida no capacitor C1 é uma tensão de 0-5V proporcional ao ciclo de nível alto

do PWM. Esta tensão é amplicada para uma faixa de 0-10V, através do amplicador

operacional LM324, na conguração amplicador não-inversor. Deseja-se, portanto, ter

um ganho de tensão de 2 no amplicador. O ganho de tensão é obtido com uma relação

dos valores de dois resistores, R5 e R6 (veja gura 3.3), de forma que Vout = 2Vin. A

relação é a seguinte:

Vout =

(R5

R6+ 1

)Vin (3.2)

Precisa-se que R5=R6 para que o ganho de tensão seja 2. Foram escolhidos 2 resis-

tores de 2, 2kΩ. Um capacitor de 100nF foi posto na saída do amplicador para ltrar

oscilação residuais. O resultado da aplicação de um PWM com ciclo de 50% do período

é mostrado na gura 3.4. A curva em vermelho do gráco à direita é a tensão na saída

do circuito RC, e a curva em azul é a tensão na saída do amplicador. Nota-se que as

curvas possuem uma oscilação proveniente da resposta do circuito RC. Quanto maior o

valor do capacitor, menor é a oscilação. Porém, valores altos de capacitância inserem uma

"inércia"ao circuito elétrico, que signica o tempo de estabilização da tensão. Procurou-se

obter um compromisso entre oscilação e tempo de estabilização, este cando na ordem


de 3ms. A oscilação na saída é menor que 100mV, o que representa no máximo 1% da

velocidade máxima, não se tornando prejudicial para o controle de velocidade do atuador.

Figura 3.4: PWM na entrada do D/A e formas de onda em simulação.

3.2 Acionamento dos motores de corrente contínua

Nenhuma etapa de potência é fornecida com os motores de corrente contínua, sendo assim,

foi necessária a construção de três delas para que os motores sejam acionados, podendo

girar em ambos os sentidos.

3.2.1 Projeto da Ponte-H

Foi proposta uma Ponte-H com transistores MOSFET do tipo N (IRFZ44N). A função

da ponte-H é prover uma maneira de inverter o sentido de rotação do motor. Observando

a gura 3.5 [Dunn, 2003] percebe-se o funcionamento da Ponte-H: ao ativar os MOSFETs

Q1 e Q4, a corrente direta (IFWD) ui através do motor, girando o motor em um sentido.

Por outro lado, ao ativar os MOSFETs Q2 e Q3, a corrente reversa (IRV S) ui através do

motor, girando-o no outro sentido. Os MOSFETs funcionam como chaves que conectam

o motor na fonte de alimentação das duas maneiras. Ao ativar os MOSFETs Q2 e Q4, o

motor trava.

A m de variar a velocidade do motor, é preciso variar a tensão aplicada. Isso é feito

aplicando um sinal PWM à porta (gate) nos MOSFETs, de modo que a tensão efetiva

no motor é proporcional ao ciclo de nível alto (duty cycle) do PWM. O que acontece é


Figura 3.5: Ponte-H com MOSFETs [Dunn, 2003].

que o motor ca um período de tempo ligado na tensão máxima de operação (o motor

usado é de 24V) e um período de tempo desligado, sendo este tempo deve ser controlado

pelo duty cycle. Como a freqüência deste chaveamento é da ordem de kilohertz, pode-se

dizer que o motor se comporta como se estivesse controlado por uma tensão constante.

O chaveamento está em uma freqüência bem maior que a freqüência em que ocorre o

movimento mecânico.

A maneira de acionar os MOSFETs do tipo N, nesta conguração de Ponte-H, torna-se

um pouco complicada. Para os MOSFETs do lado de baixo (low side), que estão com a

fonte (source) aterrada, é simples: basta prover um sinal PWM com uma faixa de tensão

maior que a tensão de limiar porta-fonte do MOSFET (VGS(th)), que no MOSFET usado

é de aproximadamente 4V. O ideal é que seja acionado com um PWM na faixa de 0-12V,

pois o nível TTL ca muito próximo de VGS(th). Para os MOSFETs do lado de cima (high

side), que não estão com os sources aterrados, é preciso ter a mesma tensão maior que

VGS(th), mas quando o motor está ativo, a tensão no source desse MOSFET é próxima

da tensão de alimentação, 24V. Ou seja, é preciso de uma tensão de pelo menos 36V nos

MOSFETs de cima quando eles estão ativos.


O seguinte circuito (gura 3.6) foi proposto para acionar os MOSFETs desta maneira.

Este circuito mostra só meia-ponte, ou seja, este é conectado a um terminal do motor,

como mostrado na gura 3.6, e uma réplica deste é conectado ao outro terminal do motor.

Este funciona da seguinte maneira: quando o sinal de entrada (V3) está em nível alto,

o transistor Q7 satura, fazendo com que o Q12 também sature, cando a tensão VCE do

Q12 em torno de 0,3V. Assim a tensão de 38V ca toda no gate do MOSFET. Um zener

de 12V foi usado para limitar a tensão do gate, que pode ser no máximo 20V. Ambos os

circuitos de acionamento de M1 e M2 tem o mesmo funcionamento.

Figura 3.6: Circuito de acionamento para meia Ponte-H.

Um modelo elétrico aproximado do motor DC pode ser feito por um resistor e um

indutor em série. A gura 3.7 mostra o esquema completo da Ponte-H, sem o circuito de

acionamento, conectada ao conjunto resistor-indutor. A identicação dos valores desses

componentes foi feita experimentalmente e será detalhada no capítulo 3.

3.2.2 Resultado em simulação da Ponte-H

O resultado em simulação da Ponte-H acionada por PWM é mostrada na gura 3.8. A

forma de onda em roxo é a tensão medida no motor. A forma de onda em verde representa


Figura 3.7: Ponte-H sem o circuito de acionamento.

o PWM aplicado, na faixa de 0-2.5V, na entrada do driver que aciona o MOSFET M4

(veja guras 3.7 e 3.6). A forma de onda em azul representa a tensão aplicada na entrada

do driver correspondente ao MOSFET M1.


Figura 3.8: Resultado em simulação da Ponte-H.

Capítulo 4

Projeto de Controle

São projetadas, neste capítulo, as leis de controle para os atuadores principal e se-

cundários. Para o motor principal (trifásico) será feito um controle proporcional em

velocidade para o seguimento da trajetória. Para o motor de corrente contínua, responsá-

vel pelo movimento harmônico dos cilindros, é feita uma análise mais detalhada do modelo

dinâmico, bem como um projeto de controle do tipo Proporcional e Derivativo (PD).

4.1 Projeto de controle do motor trifásico

O motor de indução trifásico é um tipo de motor sem escovas nem comutador. O torque no

rotor é gerado pelo movimento do campo magnético no estator, em uma dada freqüência.

Esta freqüência determina a velocidade do rotor. A diferença entre a velocidade do rotor

e a freqüência do campo magnético girante denomina-se escorregamento [Kosow, 1979].

Como o motor de indução trifásico foi adquirido juntamente com um inversor de

freqüência, fazer um projeto de controle a partir do modelo dinâmico do atuador torna-se

complicado, pois não se sabe ao certo qual é a tensão, a corrente que estão efetivamente

sendo aplicadas no motor. Controlar em malha aberta também não é desejável, por causa

do escorregamento. A única variável disponível que podemos controlar é a freqüência de

giro do campo magnético do estator, que está disponível através da entrada analógica da

réguas de bornes de sinal do inversor de freqüência (gura 3.1).

Foi então projetada uma lei de controle do tipo proporcional em velocidade (equação

4.1), a m de minimizar o efeito do escorregamento.

23

CAPÍTULO 4. PROJETO DE CONTROLE 24

fd = fn + Kp(θR − θ) (4.1)

Observa-se a velocidade desejada θR e a obtida através do encoder θ: se elas forem

iguais, a freqüência enviada ao motor fn é proporcional à velocidade desejada; caso não

forem iguais é somada uma parcela que aumenta a freqüência do campo magnético girante

(fd), de forma que a velocidade acompanhe a velocidade de referência.

Foi obtido um resultado experimental com a lei de controle projetada, assumindo um

ganho Kp de 0,2. Para isto foi usado o suporte experimental de um outro projeto presente

no NuMA, sendo suas características detalhadas em [Rosa, 2002]. Uma trajetória senoidal

de referência foi enviada ao motor e o acionamento foi feito produzindo um sinal PWM

que foi conectado ao circuito de interface com o inversor (seção 3.1.2). O resultado do

controle é mostrado na gura 4.1. Na gura 4.2 é mostrado o erro em velocidade no

acompanhamento da trajetória (gura 4.1).

Figura 4.1: Velocidade do motor trifásico e referência.


Figura 4.2: Erro em velocidade da gura 4.1.

4.2 Projeto de controle do motor de corrente contínua

4.2.1 Modelo dinâmico do motor de corrente contínua

Os motores elétricos são sistemas eletromecânicos, constituídos de circuitos (parte elétrica)

que interagem magneticamente com corpos em movimento (parte mecânica). O movi-

mento dos corpos é regido pelas leis da mecânica clássica, os circuitos elétricos obedecem

às leis de Kircho e as leis do eletromagnetismo descrevem a interação entre a parte

elétrica e a parte mecânica do motor [Bazanella and da Silva Jr, 2005].

O motor de corrente contínua possui um estator (parte xa) e um rotor (parte móvel).

O estator tem ímãs, xos à carcaça, que estabelecem um campo magnético em volta do

rotor. As escovas forçam a corrente elétrica através dos enrolamentos do rotor, sendo

que o comutador que gira junto ao rotor garante que a corrente estará sendo transferida

para a armadura. O campo magnético gerado pela circulação da corrente interage com o

campo gerado pelo estator, produzindo um torque na direção determinada. Se o sentido da

corrente for invertido, o sentido do torque será invertido. Um esquema da mecânica interna


do motor de corrente contínua é mostrado na gura 4.3 [Franklin and Powell, 1994].

Figura 4.3: Esquema mecânico (a) e elétrico (b) de um motor CC

[Franklin and Powell, 1994].

Apesar dos princípios do motor serem regidos pelas leis do eletromagnetismo, é co-

mum relacionar o torque T desenvolvido no rotor com a corrente de armadura ia e uma

constante torque-corrente Kt, e expressar a tensão gerada como resultado da rotação

(chamada de força contra-eletromotriz, que se opõe a tensão aplicada), em termos da

velocidade angular no motor θm e de uma constante de força contra-eletromotriz Ke

[Franklin and Powell, 1994]. As equações são as seguintes:

T = Ktia (4.2)

e = Keθm (4.3)

Um modelo dinâmico de um motor CC, proposto por [Franklin and Powell, 1994, p.

48] é mostrado a seguir:

Jmθm + bθm = Ktia (4.4)

Ladiadt

+ Raia = va −Keθm (4.5)

A equação 4.4 descreve o modelo mecânico do motor, sendo que Jm representa o

momento de inércia do rotor e b representa a componente de atrito viscoso. A equação

4.5 descreve o modelo elétrico do motor, sendo La o efeito indutivo, Ra sua resistência


interna e Ke a constante de força contra-eletromotriz. Trata-se de um circuito RL série,

sendo que a fonte de tensão em série representa a força contra-eletromotriz, proporcional

à velocidade do rotor. Essa força surge devido à interação dos campos magnéticos, que

com o movimento induz corrente que gera uma tensão proporcional contrária à tensão

aplicada nos terminais da armadura. Esta força pode ser considerada uma componente

de atrito viscoso devido a um fenômeno elétrico.

Para o projeto da lei de controle do motor de corrente contínua usando o modelo

mostrado, torna-se necessária a identicação dos parâmetros Kt, Ke, La e Ra. A forma

de identicação de cada um deles é mostrado nas seções seguintes.

4.2.2 Identicação de parâmetros do modelo

Identicação da constante Kt

A identicação da constante Kt pode ser obtida pelo gráco Torque x Corrente da gura

4.4 [BOSCH, 2006]. A constante Kt é igual ao coeciente angular da reta Torque x

Corrente, de forma que:

Kt = tan α =yb − ya

xb − xa

(4.6)

Conhecendo-se dois pontos pertencentes à reta, ou o ângulo que ela faz com a origem

pode-se facilmente determinar o valor. O valor calculado para este parâmetro é 0,184615.

Identicação das constantes Ra e La

Para identicar os valores de Ra e La foi necessária a realização de um ensaio experimen-

tal. O valor de Ra, medido com um ohmímetro, é de 0, 6Ω. Da equação 4.5, quando a

velocidade do motor é zero (motor parado) sua resposta se comporta a de um circuito

RL, do seguinte modo:

Ladiadt

+ Raia = va (4.7)

Como Ra é conhecido, aplicando uma tensão va e obtendo a corrente ia é possível

determinar o valor de La resolvendo a equação diferencial mostrada. Ao aplicar uma

tensão contínua, a identicação se tornará complicada pelo fato da diculdade de medir a


Figura 4.4: Curvas Torque x Corrente, Velocidade e Potência do Motor CC

[BOSCH, 2006].

corrente no regime transitório, que é relativamente rápido. Por esta razão, foi escolhida a

função excitação senoidal para a identicação. Esta função produz uma resposta forçada

também senoidal [Jr. and Kemmerly, 1975], facilitando a medição da resposta em um

osciloscópio.

O experimento foi feito da seguinte forma: foi construído um circuito 4.5 composto do

motor e um resistor de 1Ω em série, ligados a um gerador de funções. Funções senoidais

com freqüências de 100Hz, 500Hz, 1kHz e 10kHz foram geradas, cada freqüência com

três amplitudes de sinal diferentes: 200mVpp, 400mVpp e 800mVpp (valores de pico-a-

pico). A corrente produzida por esse sinal não é suciente para partir o motor, por isso

a componente de força contra-eletromotriz é nula. Para cada combinação de valores de

freqüência e amplitude foram medidas a amplitude máxima de tensão sobre o resistor em

série Vr e sobre o motor Vm, que representa o indutor. O efeito de resistência interna do

motor neste experimento foi desconsiderado.

A resposta de funções senoidais é mais facilmente analisada através de fasores. Uma

discussão completa da análise fasorial é feita em [Jr. and Kemmerly, 1975]. Segundo

[Jr. and Kemmerly, 1975], a lei de tensão de Kirchho funciona também para análise

fasorial, ou seja:

V = Vr + Vm (4.8)


Figura 4.5: Circuito para identicação do La.

V = RI + jωLI (4.9)

Da mesma forma, a corrente no laço RL pode ser calculada pela Lei de Ohm:

I =Vr

R(4.10)

Como deseja-se somente as amplitudes máximas das tensões e correntes, foram de-

sconsiderados as parcelas complexas dos fasores, que determinam a defasagem da tensão

e da corrente. Sendo ω = 2πf , onde f é a freqüência da tensão senoidal aplicada, e tendo

medido a tensão nos terminais do motor, o cálculo da indutância La do motor é feito da

seguinte forma:

La =Vm

2πfia(4.11)

Onde 2πfia é a reatância indutiva XL . Foram obtidos alguns valores para La, na

faixa de 0,4mH a 1,2mH, sendo escolhido o valor de 0,8mH.

Identicação da constante Ke

O experimento para identicar a constante Ke consiste em levantar um gráco Velocidade

x Torque com o motor em vazio (veja equação 4.4), a m de obter um coeciente de atrito,

no qual será assumido que 70% deste coeciente representa mecanicamente o efeito da

força contra-eletromotriz. Os outros 30% são devidos aos atritos oriundos das escovas


internas ao motor e dos rolamentos no seu eixo. Foi conectado ao motor CC o encoder

mostrado anteriormente para medição de posição, sendo seus dados lidos pelo sistema

embarcado que será descrito no capítulo 5. A medição da posição é lida em um passo

constante e enviada para um computador via interface serial RS-232 para posterior análise,

sendo que o cálculo da velocidade feito oine.

O ensaio foi feito acionando o motor com diversos níveis de tensão constante e medindo

a velocidade de estabilização, bem como a corrente depois da velocidade estabilizada.

Como foi visto na equação 4.2, o torque tem relação direta com a corrente, através da

constante Kt já determinada, sendo assim sabe-se o torque aplicado ao motor. Ajustando

os pontos da região positiva e negativa por interpolação polinomial de primeira ordem, foi

obtido o seguinte gráco (gura 4.6). O coeciente angular da reta representa a constante

de atrito viscoso total, sendo que 70% deste, para o motor em vazio, é a constante da

força contra-eletromotriz.

Nota-se, neste gráco, que existem duas retas: a reta do semi-plano direito representa

o torque de atrito no sentido horário do motor e a reta do semi-plano esquerdo representa

o torque de atrito no sentido anti-horário do motor. O cruzamento de ambas as retas

com o eixo vertical representam o torque de atrito estático que age no motor em cada

sentido. Isto determina a zona morta em torque do motor, que neste experimento cou

em 0,5 Nm. Para a maioria dos motores de corrente contínua a zona morta em torque

compreende 10% do torque máximo. Sendo que o torque máximo deste atuador é 3,55

Nm, a zona morta em torque do motor é 0,3 Nm, sendo que o torque de atrito de 0,2 Nm

é devido às escovas do motor e rolamentos utilizados.

Foram identicados dois valores de Ke, um para o sentido positivo, valendo 8,694E-4

e outro para o sentido negativo, valendo 7,847E-4. Para efeitos de simulação será usada

a média dos dois, ou seja, 8,2705E-4.

4.2.3 Projeto de Controle

Com o modelagem dinâmica do motor determinada e seus parâmetros já identicados,

pode ser feito um projeto de controle. Cada motor de corrente contínua deslocará

primeiramente um cilindro de massa mc e raio Rc. Sendo a inércia do cilindro mcR2c

(em unidades na saída), a inércia do motor Jm (em unidades na entrada) e o índice de


Figura 4.6: Identicação Ke.

redução n, a inércia total a ser deslocada, em unidades na entrada é:

IT =mcR

2c

n2+ Jm (4.12)

O atrito viscoso deste sistema é composto por diversos componentes: atritos internos

do motor (devido às escovas), dos rolamentos, da força contra-eletromotriz e do cilindro

em contato com a água. Alguns desses parâmetros já foram levantados, como o atrito

interno do atuador junto com a força contra-eletromotriz. Para efeitos de simulação,

foi assumido um atrito total CT que engloba todos os atritos. Admitindo um tempo de

resposta de cerca de 1s, pode ser determinado o atrito viscoso total. Este atrito já está

em unidades na entrada.

De posse das equações 4.4 e 4.5 e dos novos parâmetros da carga, as equações do

modelo são:

IT θm + CT θm = Ktia (4.13)

Ladiadt

+ Raia = va −Keθm (4.14)


Colocando as equações na forma de estado, sendo o vetor de estado ~X =[θm θm ia

]T

temos:

~X =

0 1 0

0 −CT

IT

Kt

IT

0 −Ke

La

Ra

La

~X +

0

0

1La

va (4.15)

Um controle PD em tensão foi projetado para este atuador. O controle PD tem a

forma:

va = Kp(θR − θm) + Kd(θR − θm) (4.16)

Para simulação usando a forma de estado, sendo o vetor de referência ~XR =[θR θR iR

]T

e o vetor de controle Kcont =[

Kp Kd 0]a equação do controle

foi colocada da seguinte forma:

va = Kcont

(~XR − ~X

)(4.17)

Chamando as matrizes do modelo (equação 4.15) de A e B, nesta ordem, a equação

de malha fechada ca:

~X =[

A−BKcont

]~X + BKcont

~XR (4.18)

Os pólos de malha aberta, que são calculados obtendo os autovalores da matriz A,

são mostrados na gura 4.7. Os ganhos foram determinados por alocação dos pólos de

malha fechada (gura 4.8) de forma que quem o mais perto possível da origem (para uma

oscilação reduzida) e mais afastados do eixo imaginário (para uma resposta mais rápida).

Isso é feito determinando os autovalores da matriz de malha fechada[

A−BKcont

].

4.2.4 Resultados de simulação

A saída do controle PD é a tensão va. Foi realizada uma simulação transformando esta

tensão para PWM de 0-24V, a m de identicar o efeito do chaveamento da Ponte-H

(detalhada no capítulo 3) no motor. O resultado do controle PD é mostrado na gura


Figura 4.7: Pólos de malha aberta.

Figura 4.8: Pólos de malha fechada.

4.9. A referência é uma onda senoidal com 5Hz de freqüência. Esse tipo de movimento

oscilatório é exigido nos motores que movimentam os cilindros para o experimento de


interação uido-estrutura. Uma forma de onda do erro em posição da gura 4.9 é mostrada

na gura 4.10.

A gura 4.11 mostra as formas de onda da tensão e da corrente no motor. Como

a tensão está na forma de PWM, com freqüência de 1 kHz, foi feita uma aproximação,

em um curto intervalo de tempo, da gura 4.11 para mostrar o efeito do PWM (gura

4.12). Foi concluído que o efeito de alta freqüência do PWM não interfere na dinâmica

do modelo mecânico, que é mais lenta, sendo assim, o acionamento via PWM é ecaz.

Figura 4.9: Resultado do controle PD.


Figura 4.10: Erro em posição da gura 4.9.

Figura 4.11: Formas de onda da tensão e corrente no motor.


Figura 4.12: Ampliação da gura 4.11 para mostrar o efeito do PWM.

Capítulo 5

Sistema Embarcado de Controle

O sistema embarcado de controle é o módulo que faz a interface do operador da plataforma

com os dispositivos eletro-eletrônicos. Este capítulo apresenta o projeto de tal sistema,

tendo como base as restrições de tempo real, as interfaces com os dispositivos eletro-

eletrônicos descritas no capítulo 2 e a possibilidade de implementação de leis de controle

propostas no capítulo 3.

5.1 Visão geral

Um sistema embarcado caracteriza-se por um sistema que possua uma função especíca.

Sistemas embarcados tem a característica de lidar com o ambiente e normalmente devem

responder rapidamente a eventos e ter vários processos rodando em paralelo [Reis, 2002].

Algumas das funções necessárias neste projeto são:

• Leitura e decodicação dos dados dos encoders (posição angular)

• Cálculo da velocidade do motor a partir de um dado de posição

• Armazenamento de trajetórias de referência

• Cálculo de leis de controle

• Interface com o operador

Um diagrama em blocos de um sistema embarcado que engloba as funcionalidades

citadas é mostrado na gura 5.1.

37

CAPÍTULO 5. SISTEMA EMBARCADO DE CONTROLE 38

Figura 5.1: Diagrama em blocos do sistema embarcado.

Na maioria dos sistemas embarcados, as restrições de tempo real tornam-se impor-

tantes. No caso especíco deste trabalho, a restrição de tempo real é crucial. Isto acontece

pois a lei de controle projetada no domínio contínuo deve ser discretizada, sendo o passo

de discretização (intervalo entre dois valores discretos no tempo) é da ordem de milise-

gundos. Isto signica que a cada passo deve ser processado todo controle a m de obter

um novo valor discreto que será enviado para o motor. Para obtenção da velocidade, na

qual é preciso derivar a posição medida pelo encoder, a precisão do passo é crítica. Em

vista disso, o processamento das tarefas tem que durar um tempo menor que o passo de

discretização escolhido.

O projeto de hardware possui tal característica: tarefas rodando em paralelo, sendo

que a central de processamento deve responder a eventos de maneira sincronizada. At-

ualmente, as linguagens de descrição de hardware, tais como o VHDL (VHSIC Hardware

Description Language), facilitam o projeto, desenvolvimento e simulação de sistemas de

hardware cada vez mais complexos. Pode-se programar tanto em um nível mais abstrato

quanto em um nível mais concreto.


Por outro lado, o projeto de software ainda é mais natural para a maioria das tarefas,

sendo muito mais simples em termos de programação para alguns dos ítens citados, tais

como a interface com o computador. Portanto, é desejável que algumas tarefas, mostradas

no diagrama da gura 5.1, fossem implementadas em software, e outras fossem prototi-

padas em hardware.

5.2 Placa de desenvolvimento

Foi usada uma placa de desenvolvimento baseada em FPGA (Field Programmable Gate

Array) para a prototipação do sistema. Trata-se da placa XUP V2P (gura 5.2) da Digi-

lent Inc. [Digilent, 2006a]. Esta placa contém o FPGA Virtex-II Pro XC2VP30, da Xilinx

[Digilent, 2006b] [Xilinx, 2006c], que possui 30816 células lógicas, 136 multiplicadores de

18 bits, 2448Kb de memória block RAM e dois processadores PowerPC 405 integrados no

mesmo encapsulamento. Além disso, ela possui inúmeros dispositivos de entrada e saída,

tais como porta Ethernet 10/100, saída e entrada de áudio, saída de vídeo XSGA, suporte

para módulo de memória DIMM DDR SDRAM de até 2Gb, interface SATA, interface de

mouse e teclado PS/2, interface serial RS-232, entre outros. A programação desta placa

é feita através de um cabo USB.

Utilizando essa placa pode-se construir um sistema embarcado de hardware e soft-

ware. O hardware, depois de descrito, será sintetizado nas células lógicas do FPGA e o

software será executado pelo PowerPC. Os esforço da decisão é determinar quais módulos

do diagrama proposto serão implementados em hardware e quais serão em software. Foi

decidido que os módulos de leitura e decodicação dos encoders e geração de PWM seriam

implementados em hardware. Assim, estes módulos podem ser executados em paralelo

com o processamento dos outros módulos, que serão escritos em software para o PowerPC.

O software e o hardware devem se comunicar para troca de informações. A maneira como

isso é feito será mostrada mais adiante.

Dois softwares de desenvolvimento foram usados para a escrita do código: o Xilinx

ISE 8.2i [Xilinx, 2006d], para a escrita do projeto de hardware em VHDL e o Xilinx Plat-

form Studio 8.2i (XPS), ambos presentes no pacote EDK (Embedded Development Kit)

[Xilinx, 2006a], para desenvolvimento de projetos baseados em plataforma, que utilizam


Figura 5.2: Placa XUP V2P [Digilent, 2006b].

tanto o processador como o HDL. Na seção 5.3 será mostrado o projeto de hardware;

na seção 5.4 será mostrada a construção da plataforma para integração do módulo em

hardware com os periféricos de entrada/saída; na seção 5.5 será apresentado o software.

5.3 Projeto de hardware

O módulo em hardware contém lógica em VHDL para o tratamento dos sinais dos en-

coders e geração de PWM. Assume-se, por enquanto, que a interface com o módulo são

simplesmente palavras de 32 bits de entrada e de saída. No nal da seção são mostrados

resultados de simulações com um testbench.

5.3.1 Lógica de leitura e decodicação dos encoders

Os sinais proveniente de um encoder são mostrados na gura 5.3. São duas ondas

quadradas defasadas de 90o para determinar o sentido de rotação. Quando a onda B


Tabela 5.1: Sinais do encoder para ambos sentidos

Sentido horário

Tempo B A

t0 0 0

t1 0 1

t2 1 1

t3 1 0

Sentido anti-horário

Tempo B A

t0 0 0

t1 1 0

t2 1 1

t3 0 1

está atrasada de 90o em relação a A, o motor está girando no sentido positivo. Se a

onda B está adiantada de 90o em relação a A, o motor está girando no sentido negativo.

Com o sistema montado pode-se convencionar qual sentido (horário ou anti-horário) será

o positivo.

Figura 5.3: Sinais dos encoders - sentido horário (a) e anti-horário (b).

Fazendo uma amostragem desses dois sinais em uma freqüência de pelo menos 4 vezes a

freqüência máxima gerada no encoder1 obtém-se uma lógica, em código de Gray, mostrada

na tabela 5.1.

O decodicador consiste em identicar uma mudança do valor dos canais A e B no

tempo; determinar o sentido de giro tendo o valor atual e o anterior; incrementar um

contador caso o sentido seja positivo; decrementar o contador caso o sentido seja negativo.

Foi usando um contador de pulsos de encoder de 32 bits. A lógica proposta multiplica

por quatro a resolução do encoder: para um encoder de 1024 PPR ela conta 4096 PPR.

Essa lógica foi e implementada em VHDL e replicada para os demais encoders.

1A freqüência máxima gerada no encoder é a resolução do encoder multiplicada pela máxima velocidade

(em rps) que o motor pode atingir


5.3.2 Lógica de geração de PWM

Para gerar um sinal PWM, um contador que incrementa um valor a cada borda de subida

do clock é comparado a uma variável de 16 bits, que representa o valor desejado de duty

cycle do PWM. O bit mais signicativo desta variável guarda o sentido de rotação a ser

fornecido para os motores; os 15 bits restantes guardam a mantissa. Quando o valor desta

variável é maior ou igual que a do contador, o pino de saída do PWM é '1'. Se a palavra

é menor, a saída é '0'. Observe que se na palavra contém o valor máximo de duty cycle

possível, o valor do contador nunca será maior ao da variável e a saída é sempre '1'.

Para o motor trifásico, temos dois sinais: o sinal modulado em PWM, conectado à

interface D/A e o sinal de sentido de rotação do motor, conectado à interface digital (seção

3.1.2). Para os motores de corrente contínua, é fornecido um sinal de PWM para cada

sentido de rotação (horário e anti-horário) para conexão na Ponte-H (seção 3.2.1).

5.3.3 Denição do passo de discretização do controle

O passo de discretização do controle é denido em hardware. Consiste em um registrador,

que possui na sua entrada os contadores dos pulsos de encoders que saem da lógica de

decodicação e na saída um registrador visível ao software. Na seção 5.4 será mostrado

como o software acessa o hardware. O que compreende a denição do passo em hardware

é que ao registrador que tem os contadores de encoders possui em seu sinal de clock2 um

divisor do clock real, que é um bit de um contador que é incrementado a cada passo deste

clock.

Acontece que somente a cada passo de discretização é que estão disponíveis dados

novos de posição. Sendo a freqüência de um divisor de clock calculada por clk2n+1 , onde n

é o bit do contador, o cálculo do passo h é:

h =2n+1

clk(5.1)

Para n = 17 temos um passo h = 0, 00262144, o que é adequado para o controle.

2Quando o sinal de clock de um registrador é ativado, o dado de entrada é propagado para a saída


5.3.4 Resultados de simulação

O módulo em hardware foi implementado em VHDL (pwm_enc.vhd, contido no Apêndice

A) e consiste na lógica de decodicação de encoder e geração de PWM. Foi simulado uti-

lizando o simulador interno do software Xilinx ISE. Para isto é criado um arquivo de

testbench onde são implementados os estímulos ao módulo. Foi gerado um sinal de clock

(clk) de 100 MHz (gura 5.4), sendo que na gura não é possível visualizá-lo pois está em

uma freqüência muito mais alta que as freqüências dos outros sinais, sendo representado

da forma mostrada. Foi gerada uma onda correspondente ao sinal do encoder (botao1

e botao2), no sentido horário, e uma palavra (m1_pwm_word) com o valor correspon-

dente à 50% do ciclo do PWM foi entregue a lógica de geração de PWM. O resultado é

mostrado na gura 5.4. Percebe-se que o contador do encoder (encoder1) e a saída PWM

(m1_pwm_out_hor) tem o resultado esperado.

Figura 5.4: Resultado do módulo de hardware.

5.4 Construção da Plataforma

5.4.1 Criação da plataforma de hardware

O software XPS (Xilinx Platform Studio) fornece uma maneira simples de integrar o hard-

ware (módulo em VHDL) com o software que roda no PowerPC (seção 5.5). Este software

possui uma biblioteca de cores, feitos em linguagem de descrição de hardware, que imple-

mentam os drivers para todos os dispositivos encontrados nas placas de desenvolvimento.


Através deste software pode ser montada e congurada uma plataforma, que consiste em

uma arquitetura onde estão contidos todos os módulos necessários para a aplicação. O

XPS fornece o suporte para a integração e compilação do software, bem como do módulo

em hardware construído (seção 5.3).

O Base System Builder Wizard (BSB) [Xilinx, 2006b] foi a ferramenta usada para a

construção da plataforma. Ela já contém informações sobre as placas de desenvolvimento,

tornando simples a conguração. Ao abrir o software XPS o BSB é a opção recomendada

para criação da plataforma. Seleciona-se para criar um novo projeto, em seguida colocando

o nome do projeto (motor). Foi selecionada a placa XUPV2P (gura 5.5), na qual pode-se

utilizar dois tipos de processadores: Microblaze e PowerPC (gura 5.6). O PowerPC é um

processador hardcore que está no mesmo encapsulamento do FPGA Virtex-II Pro, sendo

este o escolhido.

Figura 5.5: Escolha da placa XUPV2P.

A próxima tela (gura 5.7) mostra a conguração feita para o PowerPC, que com-

preende a freqüência do clock e barramento, tamanho das memórias de dados e programa,

instanciação da cache e interface para debug.


Figura 5.6: Processadores disponíveis para a arquitetura.

Nas próximas telas (guras 5.8 e 5.9) são instanciados os periféricos da placa. Foram

necessários dois periféricos somente: a interface serial RS-232 (gura 5.8) para comu-

nicação com o PC e a memória DDR de 256Mb (gura 5.9) para armazenamento das

trajetórias de referência. A interface serial é congurada posteriormente como entrada e

saída padrão, sendo que qualquer comando de impressão do software será enviado pela

serial.

Após estes passos, são selecionados mais detalhes que não serão mostrados por não

contribuírem para o entendimento deste trabalho, que podem ser consultados na docu-

mentação da Xilinx [Xilinx, 2006b].

A plataforma criada é mostrada na gura 5.10. Note a presença dos dois processadores

PowerPC, sendo que somente um será usado. Ele está conectado ao barramento PLB

(Processor Local Bus), dos periféricos de mais alta velocidade. A memória DDR também

está conectada neste barramento. O barramento OPB conecta os periféricos de mais baixa

velocidade, como a interface RS-232.


Figura 5.7: Conguração do PowerPC.

5.4.2 Inclusão do módulo do usuário

O módulo do usuário (seção 5.3) é incluído na plataforma como um periférico do usuário.

Foi criado o periférico no menu Hardware -> Create and Import Peripheral Wizard do

XPS (gura 5.11). Este periférico, após criado, já possui toda lógica de interface com

o barramento OPB, através do módulo OPB IPIF (IP Interface). A interface do código

VHDL com o IPIF é feita pelo User Logic, que se comunica com o IPIF através de sinais

chamados IPIC (IP Interconnect Interface). Os módulos de interface são apresentados na

gura 5.12

A plataforma foi criada no diretório C:\plataformas\furg\. O novo periférico (motor)

é criado no diretório pcores\motor _v1_00_a\ (gura 5.13). O diretório vhdl contém o

arquivos motor.vhd, que é a entidade topo que implementa o periférico, e o user_logic.vhd,

que é o código VHDL que faz a interface do módulo com o IPIF. Esta interface é feita

através de registradores de escrita e leitura. O arquivo user_logic.vhd deve ser modicado

para fazer a interface com o módulo.


Figura 5.8: Interface serial RS-232.

Figura 5.9: Módulo de Memória DDR 256Mb.

O módulo foi chamado de pwm_enc.vhd e colocado também no diretório vhdl. Deve-se

modicar os arquivos motor_v2_1_0.mpd e motor_v2_1_0.pao para inserção do código

pwm_enc.vhd no periférico motor. Além disso, as entradas e saídas do módulo devem


Figura 5.10: Plataforma criada no XPS.

Figura 5.11: Criação do periférico.

ser conectadas nas entradas e saídas físicas da placa. Isso é mostrado com detalhes no

Apêndice A.

Feito isto, o periférico já pode ser inserido na plataforma e conectado ao barramento

opb (gura 5.14).


Figura 5.12: Interface com o barramento.

Figura 5.13: Localização do periférico.

5.5 Software do PowerPC

Ao software do PowerPC são atribuídas as tarefas de implementação da lei de controle,

cálculo da velocidade e tratamento dos comandos do usuário. O software é construído em

linguagem C, com algumas particularidades por se tratar de um programa embarcado,

sendo que as funções de entrada e saída são diferenciadas. Todos periféricos são mapea-

dos, sendo que o acesso ao hardware é feito por ponteiros alocados para acessar cada

dispositivo. A programação é feita no mesmo ambiente do programa XPS (gura 5.15).

5.5.1 Cálculo da velocidade

A velocidade no motor é calculada da seguinte forma (eq. 5.2):

θ =θ − θant

h(5.2)


Figura 5.14: Inserção do periférico criado.

Figura 5.15: Software PowerPC

onde:

θ - velocidade angular (rad/s)

θ - posição angular no instante atual (rad)

θant - posição angular no instante anterior (rad)

h - passo de discretização (s)


O cálculo da velocidade é feito a cada intervalo denido pelo passo de discretização,

assim como o controle. As posições dos encoders são lidas do módulo em hardware e

calculadas pelo software da maneira mostrada.

5.5.2 Implementação da Lei de Controle

Uma lei de controle do tipo PD, em tensão, tem a forma mostrada na equação 5.3.

v = Kp(θR − θ) + Kd(θR − θ) (5.3)

Os valores das posições e velocidades, no caso real, estão em rad e rad/s. Como a

unidade de medida dos encoders é Pulsos por Revolução (PPR), é necessária uma relação

entre a medida do encoder e a posição angular em radianos. A equação 5.4 fornece esta

relação.

θ =θe ∗ 2π

r(5.4)

onde:

θ - posição angular (rad)

θe - posição angular (pulsos de encoder)

r - resolução do encoder (PPR)

Porém, os ângulos e a tensão representados normalmente por números reais (ponto

utuante), não podem ser representados dessa forma no software do PowerPC, pois ele

não suporta esse tipo de operação. Todo cálculo foi baseado em números na representação

de ponto xo. A representação de ponto xo assume um número de 32 bits na forma

20.12

onde o lugar do ponto separa a parte inteira (20 bits) da parte fracionária (12 bits). O

número 2,3 é representado na forma

00000000000000000010︸︷︷︸20bits

. 010011001100︸︷︷︸12bits

tendo como base a representação de ponto xo usada. A partir da precisão do encoder

foi determinada que a parte fracionária teria 12 bits e 20 bits seriam dedicados a parte


inteira. Para facilitar o cálculo, todas parcelas de divisão foram incorporadas nos ganhos,

para que possam ser realizadas apenas duas multiplicações inteiras. A equação cou neste

formato:

v = Cp(θR − θ) + Cd(θR − θ) (5.5)

Cp = trunc

(2πKp

r∗ 212

)(5.6)

Cd = trunc

(2πKd

h ∗ r∗ 212

)(5.7)

onde:

θ e θr - posição angular (pulsos de encoder)

θ e θE - velocidade angular (pulsos de encoder * h)

h - passo de discretização (s)

r - resolução do encoder (PPR)

Kp e Kd - ganhos reais

Cp e Cd - ganhos e parcelas de conversão incorporadas

v - tensão em ponto xo (V)

Posteriormente o valor de tensão deve ser convertido para unidades de PWM e colocado

no registrador de entrada da lógica de geração de PWM. A cada passo de discretização o

software calculará um novo valor da lei de controle para cada atuador.

5.5.3 Armazenamento das trajetórias

As trajetórias 3 são enviadas do PC à placa de FPGA através da interface serial RS-232.

Elas são previamente enviadas e armazenadas na memória DDR da placa. Depois que as

trajetórias estão todas na memória já é possível ativar a lei de controle, que irá ler da

memória DDR as posições e velocidades de referência. O acesso à memória DDR também

é feito por um ponteiro alocado na porção de endereçamento lógico deste periférico.

3Ângulos de posição e velocidade de referência dos atuadores


As posições e velocidades são palavras de 32 bits, mas como a interface serial só envia

palavras de 8 bits, esta palavra deve ser dividida em 4 para o envio. As velocidades e

posições de referência já são enviadas pelo PC nas unidades de pulsos de encoder, sendo

que a conversão mostrada na seção anterior deve ser feita no software que é executado no

PC.

Capítulo 6

Conclusão

Este trabalho apresentou uma proposta para o sistema de controle da plataforma de re-

boque da FURG. Trata-se de um trabalho muito amplo e que não foi completamente

concluído, porém está em fase bastante avançada. O projeto eletro-eletrônico foi con-

cluído e testado separadamente, apresentando resultados satisfatórios para a aplicação.

O projeto de controle apresentou bons resultados de simulação. A robustez do projeto de

controle só pode ser avaliada no sistema real, com a estrutura mecânica da plataforma

montada, o que não foi feito no decorrer do desenvolvimento deste trabalho. Estima-se

que algumas modicações podem ser necessárias, como a inserção de uma componente

integral para melhor acompanhamento da trajetória de referência. O sistema embarcado

de controle está em fase adiantada, com os módulos de leitura e decodicação testados em

simulação. Foi proposta uma estratégia para cálculo da velocidade e implementação das

leis de controle em software, sendo necessário o teste experimental para validação desta

estratégia.

O desenvolvimento deste trabalho envolveu diversas áreas do conhecimento, tais como

eletrônica analógica, digital e de potência, Teoria do Controle, descrição de hardware

com VHDL, programação em C. Além disso foi necessário o conhecimento de diversas

ferramentas para simulação de circuitos eletrônicos e os softwares usados para a pro-

gramação da placa FPGA. Durante o desenvolvimento do trabalho muitas diculdades

apareceram, principalmente no âmbito da eletrônica, por não se tratar da minha área

especíca de formação. Apesar das diculdades, o trabalho proporcionou muito conheci-

mento nestas diversas áreas, o que contribuiu muito para minha formação de Engenheiro

54

CAPÍTULO 6. CONCLUSÃO 55

de Computação.

Trabalhos Futuros

Uma sugestão para a continuação deste trabalho:

• Implementação da lei de controle embarcada;

• Conexão dos sensores e interfaces dos motores na placa FPGA;

• Estabelecimento de um protocolo para os comandos enviados pelo usuário;

• Implementação da lógica de tratamento de comandos do usuário no software do

PowerPC;

• Implementação de um software para envio de trajetórias no PC e interface com o

usuário do sistema;

• Realização de testes experimentais com os motores em laboratório, utilizando as lei

de controle;

• Realização de testes com a plataforma montada;

• Investigação do uso de comunicação do FPGA com o PC via rede Ethernet;

• Prover dispositivos de segurança baseado em sensores m-de-curso e conexão de

seus sinais à placa FPGA;

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Anexo A - Lista de parâmetros do

conversor de freqüência

Todas as guras foram retiradas de [Eurodrive, 2005].

Apêndice A - Listagem dos programas

fonte

Documents

Monografia Claudio