PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA … · Trata-se da versão corrigida da tese. A versão original se encontra disponível na EESC/USP que aloja o Programa de Pós-Graduação

UNIVERSIDADE DE SÃO PAULO

ESCOLA DE ENGENHARIA DE SÃO CARLOS

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA E DE COMPUTAÇÃO

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

GIOVANI GUARIENTI POZZEBON

CONTROLE E ANÁLISE DE CONVERSORES MULTINÍVEIS

CONECTADOS EM REDES DE DISTRIBUIÇÃO PARA A

APLICAÇÃO EM PAINÉIS FOTOVOLTAICOS E

ARMAZENADORES DE ENERGIA

São Carlos

2013

Trata-se da versão corrigida da tese. A versão original se encontra disponível na EESC/USP que aloja o

Programa de Pós-Graduação de Engenharia Elétrica.

GIOVANI GUARIENTI POZZEBON

CONTROLE E ANÁLISE DE CONVERSORES MULTINÍVEIS

CONECTADOS EM REDES DE DISTRIBUIÇÃO PARA A

APLICAÇÃO EM PAINÉIS FOTOVOLTAICOS E

ARMAZENADORES DE ENERGIA

Tese de doutorado apresentada ao Programa de

Engenharia Elétrica da Escola de Engenharia de

São Carlos como parte dos requisitos para a

obtenção do título de Doutor em Ciências.

Área de concentração: Sistemas Dinâmicos

Orientador: Prof. Dr. Ricardo Quadros Machado

São Carlos

2013

AUTORIZO A REPRODUÇÃO TOTAL OU PARCIAL DESTE TRABALHO,POR QUALQUER MEIO CONVENCIONAL OU ELETRÔNICO, PARA FINSDE ESTUDO E PESQUISA, DESDE QUE CITADA A FONTE.

Pozzebon, Giovani Guarienti P893c Controle e Análise de Conversores Multiníveis

Conectados em Redes de Distribuição para a Aplicação emPainéis Fotovoltaicos e Armazenadores de Energia /Giovani Guarienti Pozzebon; orientador Ricardo QuadrosMachado. São Carlos, 2013.

Tese (Doutorado) - Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Área de Concentração em SistemasDinâmicos -- Escola de Engenharia de São Carlos daUniversidade de São Paulo, 2013.

1. Conversores Multiníveis. 2. Controle Digital de Conversores. 3. Sistemas de Geração Distribuída. 4.Fontes Alternativas de Energia. 5. SistemasArmazenadores de Energia. I. Título.

Aos Meus Pais

Itemar (in memoriam) e Esilda Pozzebon

Aos Meus Irmãos

Jocelito e André, e aos Meus

Sobrinhos Queridos

AGRADECIMENTOS

Em primeiro lugar, eu gostaria de agradecer a Deus por me dar saúde, paz,

tranqüilidade e também me iluminar e estar presente em todos os momentos de minha vida.

Gostaria de agradecer em especial aos meus pais Itemar e Esilda, que sempre me

incentivaram a seguir em frente e construíram os alicerces da minha vida, pelos ensinamentos

e amor dedicado aos filhos. Aos meus irmãos Jocelito e André pelo amor, apoio e

compreensão que eles dedicaram em todos os momentos e pelas suas amizades e

companheirismos. Agradeço também a todos os meus familiares e amigos pelos incentivos.

Agradeço a Sara, minha namorada, pelo seu amor e companheirismo e pelo seu apoio

constante em todos os momentos. Agradeço também ao meu gato de estimação, Misso, pelas

brincadeiras e pela sua companhia.

Gostaria de agradecer ao Prof. Ricardo, me orientou nesta jornada, pela excelente

oportunidade me concedida, pela sua confiança em meu trabalho e pelas colaborações com

este trabalho. Aos colegas do LAFAPE e LAC pelo suporte e pelas conversas e risadas.

Agradeço também aos professores Simone e Giorgio, que me receberam muito bem na

Itália, pelas suas colaborações grandiosas, pelos seus ensinamentos e tempo dedicado a este

trabalho.

Agradeço também a FAPESP que financiou este trabalho, a Escola de Engenharia de

São Carlos - USP e ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica pelo suporte e

espaço concedido para a realização deste trabalho.

RESUMO

POZZEBON, G. G. Controle e Análise de Conversores Multiníveis Conectados à Rede de

Distribuição para a Aplicação em Painéis Fotovoltaicos e Armazenadores de Energia.

Tese de Doutorado – Escola de Engenharia de São Carlos, Universidade de São Paulo, 2013.

A utilização de conversores multiníveis tem sido uma importante alternativa para

aplicações de alta potência e média tensão, graças aos altos níveis de potência alcançáveis por

estas estruturas. Recentemente, esta topologia de conversores foi aplicada em sistemas com

fontes alternativas para alimentar um sistema de geração distribuída, nos quais diferentes

fontes de energia eram utilizadas. Com base nas características dos conversores multinível e

sua potencial aplicabilidade em sistemas de geração distribuída, este trabalho tem como

objetivo construir um sistema multinível conectado a rede de distribuição para utilização de

fontes alternativas de energia como fontes primárias. Considerando que a energia fornecida

pelas fontes alternativas pode sofrer variações, propõe-se a integração de sistemas

armazenadores de energia, como capacitores, ao sistema multinível. Por isso, este trabalho

desenvolve uma estratégia de controle para máxima transferência de potência ativa entregue à

rede a fim de obter um fluxo ótimo. A topologia multinível deste trabalho possui em sua

configuração dois módulos inversores conectados em série. Neste caso, é possível que pelo

menos um desses inversores funcione com uma modulação em baixa frequência processando

a maior parcela de potência. Assim, duas estratégias de controle – modulação de fase e

modulação de amplitude – para a transferência de potência realizada pelo inversor de baixa

frequência são analisadas. As vantagens e desvantagens de cada um dos métodos são expostas

e então a estratégia mais adequada, no caso a modulação de amplitude, é utilizada na operação

do conversor multinível. Além disso, são apresentados a modelagem das plantas e o projeto

dos controladores de cada um dos módulos inversores. Por fim, a validação da proposta é feita

através dos resultados de simulações e experimentais que mostram a capacidade do sistema de

geração em transferir potência constante para a rede de distribuição e manter a corrente quase

sem distorções em fase com a tensão.

Palavras-chave: Conversores Multiníveis, Controle Digital de Conversores, Sistemas de

Geração Distribuída, Fontes Alternativas de Energia, Sistemas Armazenadores de Energia.

ABSTRACT

POZZEBON, G. G. Analysis and Control of Multilevel Converters Connected to the

Distribution Grid for Photovoltaic Arrays and Storage Energy Devices. Ph.D. Thesis –

São Carlos School of Engineering, University of São Paulo, 2013.

The utilization of multilevel converters has been an important alternative for medium

voltage applications with high power and power quality demand, thanks to the high power

levels achievable for this kind of structure. Recently, this converter topology was proposed as

a new possibility in renewable energy source applications, mainly in system delivering power

to the grid, where different renewable energy resources may be used. Based on the

characteristics of multilevel converters, and their potential applicability in distributed

generation systems, this study aims to build a multilevel system that could be powered by

renewable energy sources as primary sources and then connect them to a distribution grid.

However, considering the energy produced by alternative sources can vary, it is analyzed the

integration of a storage energy system in this multilevel topology. Taking into account this

ends, the main concern of this study is related to the development of a control strategy to

maximize the active power transferred to the grid. The multilevel topology employed in this

study has two H-bridge inverter modules connected in series forming a cascaded

configuration. Therefore, it is possible that at least one of these inverters, operating with a low

frequency of modulation, process the majority of power with lower amount of losses. On this

way, two control strategies for power transfer are analyzed. The advantages and

disadvantages of each method are presented, and the most appropriated strategy is used in the

operation of the multilevel converter system. In addition, it has been presented the design

criteria for each controller and finally the validation of the proposed approach is done by

mains of simulations and experimental results which show the ability of the converter to

transfer constant active power to the grid and keep the grid current in phase with the grid

voltage.

Keywords: Multilevel Converters, Digital Control of Power Converters, Distributed

Generation Systems, Alternative Sources of Energy, Energy Storage Systems.

LISTA DE FIGURAS

Fig. 1: Estrutura multinível em cascata assimétrica trifásica. .................................................. 34

Fig. 2: Configuração multinível implementada em laboratório. .............................................. 35

Fig. 3: Módulo de potência conectado a um retificador não-controlado de seis pulsos. .......... 35

Fig. 4: Princípio de operação da modulação dos inversores em cascata assimétrica com

modulação PWM na célula de menor potência. ....................................................................... 38

Fig. 5: Tensões de saída e sinais de referência em um inversor multinível de 7 níveis com

modulação PWM na célula de menor potência. ....................................................................... 39

Fig. 6: Diagrama do algoritmo PLL. ........................................................................................ 40

Fig. 7: Sinal de referência e sinal sincronizado pelo PLL. ....................................................... 40

Fig. 8: Diagramas fasoriais. ...................................................................................................... 43

Fig. 9: Diagrama de determinação da tensão de referência. ..................................................... 44

Fig. 10: Diagrama de controle para a determinação do ângulo . .......................................... 45

Fig. 11: Diagrama de Bode do ganho da planta mais controlador em malha aberta. ............... 46

Fig. 12: Diagrama de blocos do sistema de controle fuzzy para os conversores CC-CC. ........ 50

Fig. 13: Funções de pertinência para o erro e a variação do erro. ............................................ 51

Fig. 14: Determinação do valor de pertinência para a reta paralela (a) e a reta antiparalela (b)

ao vetor discreto........................................................................................................................ 52

Fig. 15: Determinação das linhas dos conjuntos fuzzy ativos. .................................................. 53

Fig. 16: Ilustração do mecanismo de inferência para as 4 regras ativadas e o método de

defuzzificação através do cálculo do centro de gravidade. ...................................................... 56

Fig. 17: Conversor boost-60 V submetido a variações de carga. ............................................. 58

Fig. 18: Conversor boost-120 V submetido a variações de carga. ........................................... 58

Fig. 19: Disposição dos conversores boost junto aos módulos de retificação e H-bridge. ...... 59

Fig. 20: Resultado experimental do conversor boost 60 V para conexão de carga (500W):

tensão de saída Vo (50 V/div) e corrente no indutor IL (10 A/div); horizontal: 100 ms/div. ... 60

Fig. 21: Resultado experimental do conversor boost 60 V para retirada de carga (500W):






Fig. 24: Diagrama unifilar do sistema de GD utilizando conversor multinível. ...................... 63

Fig. 25: Conversor de potência. ............................................................................................... 64

Fig. 26: Plataforma contendo o microprocessador................................................................... 64

Fig. 27: Tensões sintetizadas pelo multinível sincronizadas com a rede.Tensões: 100 V/div.;

sinal de referência: 500 mV/div.; horizontal: 5 ms/div. ........................................................... 65

Fig. 28: Tensões aNv e bNv , e as correntes CARGAai e

CARGAbi durante a adição de carga local.

Tensões: 200 V/div.; correntes: 5 A /div.; horizontal: 5 ms/div. ............................................. 66

Fig. 29: Tensões de saída do conversor; corrente na carga e na rede durante a conexão e

transferência de potência. (a) tensão: 200 V/div.; correntes: 5 A/div.; horizontal: 5 ms/div.; (b)

tensão 200 V/div; corrente CARGAai : 5 A/div.; corrente

REDEAi : 2 A/div.; horizontal: 20 ms/div. 66

Fig. 30: Conexão da GD e transferência de potência. Tensão ABv na rede: 300 V/div.;

correntes CARGAai e

REDEBi : 5 A /div.; horizontal: 500 ms/div. .................................................... 67

Fig. 31:.Transferência de potência durante o transitório de carga local. Conexão da GD e

transferência de potência. Tensões: 300 V/div.; correntes: 5 A /div.; horizontal: (a) 10 ms/div.;

(b) 500 ms/div. ......................................................................................................................... 68

Fig. 32: Conversor multinível monofásico conectado à rede e fazendo a interface para fontes

renováveis (painéis fotovoltaicos) e sistemas armazenadores de energia (baterias). .............. 70

Fig. 33: Diagrama de transferência de potência ativa. ............................................................. 72

Fig. 34: Ângulo da tensão em graus em relação à potência PA a ser transferida. .................... 75

Fig. 35: Valores máximos em magnitude de VB em relação à indutância L. ........................... 76

Fig. 36: Magnitude e ângulo da tensão eficaz que o inversor B necessita gerar – L=10 mH. . 76

Fig. 37: Modulação de fase: posisionamentos de VA e VB para manter uma corrente em fase

com a tensão da rede. ............................................................................................................... 77

Fig. 38: Verificação da potência PB em relação à potência PA – modulação de fase. ............. 78

Fig. 39: Forma de onda de saída do inversor A (amplitude normalizada). .............................. 78

Fig. 40: Tensão fundamental eficaz do inversor A em função da potência PA. ....................... 80

Fig. 41: Valores máximos em magnitude de VB com relação a indutância L. ......................... 81

Fig. 42: Magnitude e ângulo da tensão que inversor B precisa gerar – L=10 mH. ................. 81

Fig. 43: Modulação da amplitude: posições de VA e VB para controlar a corrente. ................. 82

Fig. 44: Verificação da potência PB em relação a PA – modulação de amplitude. .................. 82

Fig. 45: Tensão instantânea do inversor A: A A máxP P ; A A mímP P . .................................... 84

Fig. 46: Tensões de saída estimadas para o conversor multinível e para o inversor B, para uma

potência PA = PA mín. ................................................................................................................. 85


potência PA=PA máx. .................................................................................................................. 86

Fig. 48: Diagrama de blocos da malha de controle do inversor A. .......................................... 89

Fig. 49: Diagrama de Bode de G(s), PI(s) e do ganho em malha aberta. ................................. 90

Fig. 50: Diagrama de blocos da malha de controle da corrente. .............................................. 92

Fig. 51: Diagrama de Bode de GI(s), PI(s) e do ganho em malha aberta. ................................ 93

Fig. 52: Potências PA e PB; potência entregue a rede Pg; tensão VCC_A; e corrente na rede. ... 94

Fig. 53: Formas de ondas para PA=3 kW. (a) Vertical: tensão da rede 200 V/div; corrente na

rede 20 A/div. (b) Vertical: tensões de saída dos inversores A e B 200 V/div; saída do

controlador de corrente 1V/div. Horizontal: 5 ms/div. ............................................................. 95







Fig. 56: Zoom na FFT da corrente. ........................................................................................... 96

Fig. 57: Diagrama representando a disposição experimental das fontes CC, elementos

passivos e do conversor multinível conectado a rede de distribuição. ..................................... 99

Fig. 58: Tensão e corrente na rede, PA ≈ 750 W. Vertical: 60V/div ;10 A/div.

Horizontal: 5 ms/div. .............................................................................................................. 100

Fig. 59: Tensão da rede e tensão de saída do multinível, PA ≈ 750 W. Vertical: 60V/div ;

200 V/div. Horizontal: 5 ms/div. ............................................................................................ 100

Fig. 60: Tensões de saída do inversor A e inversor B, PA ≈ 750 W. Vertical: 100V/div.














Fig. 67: Espectro das frequências da corrente na rede. .......................................................... 106

Fig. 68 – Esquema lógico de acionamento do inversor multinível. ....................................... 121

Fig. 69 – Tensão de saída e sequência de comutação em baixa freqüência do inversor A, de

acordo com o ângulo de comutação α , utilizando portas GPIO do DSP. .............................. 122

LISTA DE TABELAS

Tabela 1: Tabela de regras do controlador fuzzy. ..................................................................... 54

Tabela 2: Parâmetros dos circuitos - simulação. ...................................................................... 57

Tabela 3: Parâmetros , e e ce do controlador fuzzy. .......................................................... 57

Tabela 4: Parâmetros do controlador de tensão. ....................................................................... 91

Tabela 5: Parâmetros do controlador de corrente. .................................................................... 93

Tabela 6: Parâmetros utilizados no protótipo experimental. .................................................... 98

Tabela 7: Parâmetros do controlador de tensão. ....................................................................... 98

Tabela 8: Parâmetros do controlador de corrente. .................................................................... 98

Tabela 9 – Lógica para inversor A – saída em 3 níveis. ......................................................... 121

Tabela 10 – Lógica para inversor B – PWM em 3 níveis. ..................................................... 121

SUMÁRIO

CAPÍTULO 1 INTRODUÇÃO ............................................................................................ 23

1.1 Motivações e objetivos do trabalho ................................................................................ 29

1.1.1 Objetivos gerais ....................................................................................................... 30

1.1.2 Objetivos específicos ............................................................................................... 30

1.2 Organização do texto ...................................................................................................... 30

CAPÍTULO 2 CONVERSOR CC-CA E SUA ESTRUTURA MULTINÍVEL EM

SISTEMAS DE GD .................................................................................................................. 33

2.1 Introdução ....................................................................................................................... 33

2.2 Aspectos gerais da construção do conversor multinível ................................................. 33

2.3 Níveis de tensão e estratégia de modulação ................................................................... 36

2.4 Algoritmo de sincronismo – PLL ................................................................................... 39

2.5 Controle do fluxo de potência ........................................................................................ 41

2.5.1 Método para transferência de potência .................................................................... 44

2.6 Considerações finais ....................................................................................................... 47

CAPÍTULO 3 CONVERSORES CC-CC CONTROLADOS POR UM SISTEMA FUZZY

EMBARCADO EM DSP ......................................................................................................... 49

3.1 Introdução ....................................................................................................................... 49

3.2 Controlador fuzzy ............................................................................................................ 50

3.3 Resultados de simulações ............................................................................................... 56

3.4 Resultados experimentais ............................................................................................... 59


CAPÍTULO 4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS DO SISTEMA MULTINÍVEL

APLICADO EM SISTEMAS DE GD ..................................................................................... 63

4.1 Introdução ....................................................................................................................... 63

4.2 Resultados experimentais ............................................................................................... 65

4.2.1 Sistema de modulação e sincronismo ...................................................................... 65

4.2.2 Inserção de carga local resistiva .............................................................................. 65

4.2.3 Conexão com a rede de distribuição ........................................................................ 66


CAPÍTULO 5 CONVERSOR MULTINÍVEL CONECTADO À REDE COMO

INTERFACE DE FONTES RENOVÁVEIS E SISTEMAS ARMAZENADORES DE

ENERGIA ...................................................................................................................... 69

5.1 Introdução ...................................................................................................................... 69 5.2 Modo de operação .......................................................................................................... 70 5.3 Procedimento de projeto e controle de um sistema multinível monofásico .................. 72

5.3.1 Considerações para o projeto .................................................................................. 72

5.3.2 Primeira estratégia de controle para o inversor A: modulação de fase ................... 74

5.3.3 Segunda estratégia de controle para o inversor A: modulação de amplitude ......... 79

5.4 Definição dos parâmetros e escolha do método ............................................................. 82

5.5 Determinação das funções de transferência e projeto dos controladores PI .................. 86

5.5.1 Inversor A: malha de controle da tensão no barramento CC .................................. 87

5.5.2 Inversor B: malha de controle da corrente de saída ................................................ 91

5.6 Resultados de simulações............................................................................................... 93 5.7 Resultados experimentais ............................................................................................... 97

5.7.1 Potência no módulo A menor que a potência de referência da rede ....................... 99

5.7.2 Potência no módulo A igual à potência de referência da rede .............................. 101

5.7.3 Potência no módulo A maior que a potência de referência da rede ...................... 103

5.7.4 Espectro de frequências da corrente da rede ......................................................... 105

5.8 Considerações finais .................................................................................................... 106

CAPÍTULO 6 CONCLUSÕES ......................................................................................... 107

6.1 Sugestões para trabalhos futuros .................................................................................. 108

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ................................................................................... 109

APÊNDICE A REVISÃO DA LÓGICA FUZZY E CONJUNTOS FUZZY ..................... 117

APÊNDICE B MÉTODO DE ACIONAMENTO DOS MÓDULOS H-BRIDGE ........... 121

APÊNDICE C ESPECIFICAÇÃO DOS MÓDULOS INVERSORES ............................ 123

APÊNDICE D CIRCUITOS ESQUEMÁTICOS DAS PLACAS DE

CONDICIONAMENTO DE SINAIS E DE ACIONAMENTO DOS INVERSORES ......... 127

D.1 Condicionamento de tensão CA .................................................................................. 128 D.2 Canal de condicionamento de corrente ....................................................................... 130 D.3 Canal de condicionamento de tensão CC .................................................................... 131 D.4 Buffer e acionamento .................................................................................................. 132 D.5 Fontes para alimentação dos circuitos ......................................................................... 133

23

Capítulo 1

Introdução

O aparecimento de um quadro de dificuldades no atendimento da demanda de energia

elétrica a partir de maio de 2001 em decorrência de fatores como a limitada produção de

energia por grandes centrais hidroelétricas, a inviabilidade econômica e, principalmente, os

efeitos ambientais causados com a implantação de novas estruturas, fez com que aumentasse

o risco de um colapso no setor elétrico nacional (HADDAD, 2001), (PEREIRA, 2003). Por

isso, a utilização de sistemas de geração distribuída (GD) que empregam fontes alternativas

como energia primária está sendo incentivada pelo governo federal por meio de órgãos como

a ANEEL (Agência Nacional de Energia Elétrica) e Ministério de Minas e Energia através do

programa PROINFA (Programa de Incentivo às Fontes Alternativas de Energia Elétrica) com

a finalidade de promover soluções para os problemas de fornecimento de energia. Dentre as

fontes alternativas de energia existentes para aplicações em sistemas de GD, podem-se

destacar, principalmente, os sistemas eólicos, os painéis fotovoltaicos e as células de

combustível associadas ou não aos sistemas armazenadores de energia tais como baterias e

ultracapacitores.

A utilização de células de combustível e painéis fotovoltaicos como fontes alternativas

de energia começaram a receber maior atenção, principalmente, por minimizarem os impactos

ambientais. As células de combustível são células eletroquímicas semelhantes às baterias e

pilhas convencionais em que são consumidos um agente redutor (combustível) e um agente

oxidante (comburente), com o objetivo de gerar energia elétrica. A diferença é que, nas

células de combustível, ao contrário das baterias, o combustível e o oxidante são fornecidos e

consumidos continuamente enquanto que nas pilhas e baterias comuns os reagentes se

esgotam. No caso das pilhas e baterias recarregáveis, as reações são reversíveis e os reagentes

podem ser regenerados aplicando-se uma corrente elétrica. Nas células de combustível, o

princípio básico é a reação eletroquímica do hidrogênio como gás combustível, sendo capazes

de gerarem potências de centenas de kW (FARRET; SIMÕES, 2006).

http://pt.wikipedia.org/wiki/Agente_redutor

http://pt.wikipedia.org/wiki/Agente_oxidante

http://pt.wikipedia.org/wiki/Agente_oxidante

http://pt.wikipedia.org/wiki/Energia_el%C3%A9trica

Capítulo 1 24

Os painéis solares realizam a transformação da energia solar em eletricidade através de

módulos fotovoltaicos constituídos por células. Tais células são dispositivos semicondutores

que convertem a energia solar incidente em corrente contínua, com rendimento entre 3% e

25%. A eficiência, por sua vez, é dependente da intensidade do espectro de iluminação, da

temperatura, do projeto e do material da célula (FARRET; SIMÕES, 2006). Com relação à

tendência mundial de energia limpa, essa tecnologia se tornou uma das opções mais

promissores recebendo incentivos de governos e companhias de energia que apóiam esta ideia

(BLAABJERG et al., 2006).

Os sistemas baseados em fontes alternativas podem trazer benefícios quando

conectados à rede de distribuição tais como: a melhoria dos níveis de tensão, a redução das

perdas de potência em projetos de co-geração, não agressão ao meio ambiente em plantas

ecologicamente corretas, entre outros (EL-KHATTAM; SALAMA, 2004). Em contrapartida,

é preciso uma avaliação detalhada da rede na qual a GD será instalada, do tipo de carga que

ela deverá suprir e o seu regime de funcionamento, caso contrário, os impactos causados pela

GD podem ser mais prejudiciais do que benéficos. Dentre os principais problemas causados

por sistemas de GD em redes de distribuição é possível mencionar os transitórios indesejados

devido às operações de chaveamento (conexão e desconexão), a alteração dos níveis de curto-

circuito e de estabilidade existentes e a atuação inadequada dos dispositivos de proteção

causando ilhamento em partes do sistema elétrico (CHAITUSANEY; YOKOYAMA, 2005).

No Brasil, para sanar essa deficiência e outras tantas lacunas sobre diversos itens

relacionados à operação e planejamento de sistemas de distribuição, foram criados os

Procedimentos de Distribuição de Energia Elétrica no Sistema Elétrico Nacional (PRODIST),

elaborados pela ANEEL, que normatizam e padronizam as atividades técnicas relacionadas ao

funcionamento e desempenho dos sistemas de distribuição de energia elétrica. No módulo 3

do PRODIST são listadas as ações que devem ser tomadas pela concessionária e pelos

produtores a fim de garantir tanto a qualidade quanto a confiabilidade no abastecimento de

energia elétrica (ANEEL, 2010a). Dentre esses procedimentos, os produtores e autoprodutores

devem garantir que não sejam violados os valores pré-estabelecidos por normas dos seguintes

parâmetros: distorções harmônicas, variações de tensão de curta duração, desequilíbrio e

flutuação de tensão (ANEEL, 2010b). A Resolução Normativa Nº 482, de 17 de abril de 2012,

estabelece as condições gerais para o acesso de microgeração e minigeração distribuídas aos

sistemas de distribuição de energia elétrica e o sistema de compensação de energia elétrica

(ANEEL, 2012). O PRODIST também determina que os autoprodutores realizem estudos

25

básicos no ponto de conexão e na área de influência de seu sistema elétrico sobre os seguintes

aspectos:

a) nível de curto-circuito;

b) capacidade de disjuntores, barramentos, transformadores de corrente e malhas de

terra;

c) adequação dos sistemas de proteção;

d) parâmetros dos sistemas de controle de tensão e de frequência para conexões em

alta tensão.

Para conectar as fontes alternativas que produzem energia elétrica na forma de

corrente contínua (CC) nos alimentadores da concessionária, é preciso associá-las a

conversores do tipo CC-CC e CC-CA. Os conversores CC-CC restringem-se a equalizar os

níveis incompatíveis de tensão e impedir que manobras de carga produzam efeitos sobre a

fonte alternativa de energia. Já os conversores CC-CA são utilizados para sintetizar tensão no

ponto de acoplamento comum (PAC) (local onde os consumidores, a rede da concessionária e

a geração distribuída são conectadas) e controlar o fluxo de potência entre o sistema de GD e

a rede de distribuição (MACHADO, 2000; YE et al., 2004; KATIRAEI; IRAVANI; LEHN,

2005; MACHADO, 2005; MACHADO; BUSO; POMILIO, 2006). Neste caso, uma das

possíveis soluções é a utilização dos conversores multiníveis, principalmente, quando as

aplicações requerem níveis de tensão e fluxo de potência elevadas (acima de 300 kVA). É

importante ressaltar que estes dispositivos, além de atuarem como interface entre os

conversores CC-CC e a rede da concessionária, precisam produzir energia elétrica com

índices de qualidade dentro dos padrões estabelecidos por normas nacionais e internacionais

(GUI-JIA, 2005; XU; ANDERSEN; CARTWRIGHT, 2005; NG et al., 2006).

Dependendo da estratégia de modulação adotada, a estrutura multinível permite a

comutação de suas chaves semicondutoras em frequências mais baixas e próximas à

frequência fundamental. Assim, as perdas por comutação são minimizadas. Com a ausência

dos componentes de alta frequência, a distorção do sinal produzido é bem menor quando

comparado à de uma estrutura tradicional com modulação PWM. Além disso, algumas

topologias da estrutura multinível permitem que sejam atingidos valores elevados de tensão

de saída, fazendo com que suas aplicações sejam adequadas para níveis médios de tensão

(13,8 ou 22 kV), nas quais as vantagens da estrutura multinível se tornam maiores

(MIRANDA; CARDENAS; PEREZ, 2004). Até o momento, as topologias mais utilizadas

são: neutro grampeado (NPC) (BASU; DAS; DUBEY, 2004), capacitor grampeado (HORN;

WILKINSON; ENSLIN, 1996; SONG et al., 2001; BOR-REN; YI-LANG, 2002), a em

Capítulo 1 26

cascata simétrica (FANG ZHENG et al., 1996; FANG ZHENG; MCKEEVER; ADAMS,

1998; YIQIAO; NWANKPA, 1999; CHUL-WOO et al., 2002; LI et al., 2003; GENG;

YONGDONG; XIAOJIE, 2004; MASSOUD; FINNEY; WILLIAMS, 2004), e a em cascata

assimétrica (PATIL et al., 1999; LEE; RON HUI; HENRY SHU-HUNG, 2002; LOPEZ et al.,

2003; MIRANDA et al., 2004; HONGFA; XIANZHONG; QINGCHUN, 2005; ORTUZAR

et al., 2006; PIMENTEL; POMILIO, 2008; PIMENTEL; MARTINEZ; POMILIO, 2009;

PIMENTEL, 2011). Dentre estas, uma topologia que merece destaque é a em cascata

assimétrica, composta por módulos (H-bridge) associados em série, pois este tipo de estrutura

apresenta um menor número de componentes (indutores, capacitores e semicondutores de

potência) entre as estruturas multiníveis convencionais (RECH, 2005). Nesse tipo de

topologia, para se obter as tensões de saída com uma quantidade ótima de níveis é necessário

utilizar fontes de tensão com níveis diferentes e associá-las em uma conexão série. Estas

sintetizam formas de onda de tensão que, ao serem somadas, produzem tensões com diversos

níveis. Normalmente, as células que compõem esses conversores possuem tanto

configurações monofásicas quanto trifásicas.

A conexão de células monofásicas em série para sintetizar formas de onda de tensão

multiníveis foi apresentada pela primeira vez em 1975 (BAKER; BANNISTER, 1975). Neste

caso, vários inversores monofásicos convencionais em ponte completa (inversores H-bridge)

são conectados em série para obter uma tensão de saída com uma forma de onda quase

senoidal (baixa distorção). Posteriormente, diversos autores também utilizaram essa

configuração para sintetizar formas de onda de tensão com vários níveis, tanto em sistemas

monofásicos quanto trifásicos (FANG ZHENG et al., 1996; HAMMOND, 1997; JOOS;

XIAOGANG; BOON-TECK, 1998; SCHIBLI; TUNG; RUFER, 1998; TOLBERT; FANG

ZHENG; HABETLER, 1999; RODRIGUEZ et al., 2002).

Devido a algumas vantagens como modularidade e baixa distorção na tensão de saída,

a utilização de conversores multiníveis vem sendo uma opção para ser utilizada em fontes

alternativas de energia. Como no caso do trabalho apresentado em (KHAJEHODDIN; JAIN;

BAKHSHAI, 2007), que mostra uma estratégia de controle para conversores multiníveis

conectados em cascata empregados em sistemas fotovoltaicos e conectados a uma rede

monofásica. Neste trabalho, os autores mostram, através de simulações, que a topologia de

conversores multiníveis utilizada gera uma corrente de alta qualidade na saída, enquanto

busca o ponto de máxima potência (Maximum Power Point Tracking-MPPT) para cada

conjunto de painéis independentemente. Porém, na proposta apresentada pelos autores não

existe nenhum estágio de conversão CC-CC, o que ocasiona algumas limitações no

27

desempenho desse sistema devido à não controlabilidade das tensões dos barramentos CC,

que varia conforme a potência de cada módulo.

Dentre os diversos trabalhos existentes na literatura que utilizam conversores

multiníveis, podem-se destacar também aqueles que mostram diferentes aplicações e que

podem servir como base para trabalhos futuros. É o caso de (LI et al., 2000), onde os autores

apresentam uma técnica para a eliminação de harmônicos na tensão de saída dos conversores

multiníveis. Essa técnica utiliza algoritmos genéticos (AG) para determinar o ângulo ótimo de

chaveamento para os conversores multiníveis em cascata, com o intuito de eliminar algumas

componentes harmônicas de ordem mais elevada. Neste caso, três conversores H-bridge são

conectados, formando um sistema monofásico no qual cada conversor fornece uma forma de

onda de tensão quadrada com diferentes razões-cíclicas, fornecendo, desta forma, na saída do

sistema uma tensão com 7 níveis. Os ângulos ótimos de chaveamento são calculados off-line

para eliminar a 5ª e a 7ª componente harmônica. Depois de determinados os ângulos, estes são

aplicados em uma plataforma experimental. A técnica proposta, segundo os autores, pode ser

aplicada a conversores multiníveis com qualquer número de níveis.

Já em (LOPEZ et al., 2003), os autores apresentam a implementação de um filtro ativo

de potência com múltiplas células monofásicas conectadas em série. Cada célula é composta

por um capacitor CC e um inversor H-bridge de tensão monofásico. Com esta topologia, altos

níveis de tensão podem ser alcançados, tornando o conversor multinível aplicável em sistemas

de distribuição de média tensão. O filtro ativo proposto é composto por dois conversores H-

bridge por fase, formando a configuração em cascata. Cada módulo inversor desse sistema

opera com diferentes níveis de tensão contínua na entrada e diferentes frequências de

chaveamento, o que melhora a eficiência e as características de compensação do conversor

multinível. O inversor com a maior tensão CC opera com a menor frequência de chaveamento

para compensar, principalmente, as correntes harmônicas de baixa frequência. O segundo

inversor, com menor tensão CC, opera em uma frequência de chaveamento maior e gera

correntes harmônicas de alta frequência. Segundo os autores, este modo de operação

apresenta um melhor desempenho e características de compensação do que na configuração

na qual cada conversor opera com uma mesma tensão e frequência de chaveamento fixa. O

desempenho do filtro ativo proposto foi verificado através de simulações computacionais na

compensação de correntes harmônicas injetadas por cargas não lineares, tanto em regime

permanente quanto durante o regime transitório.

Outro aspecto interessante é a aplicação de sistemas inteligentes em sistemas de

controle de conversores. Neste caso pode-se apresentar como exemplo o trabalho (AZLI;

Capítulo 1 28

NING, 2003), no qual os autores utilizam uma topologia de conversores multiníveis com

controle PWM para aplicações de alta tensão. Para o controle desses conversores os autores

propõem a utilização de um controlador proporcional integral fuzzy para prover uma forte

ação de controle quando houver fortes variações de tensão e uma suave ação de controle para

pequenas variações de tensão na saída do inversor multinível. A justificativa dos autores para

a utilização de um sistema fuzzy vem do conhecimento de que um controlador PI

convencional é muito sensível a perturbações e a variações dos parâmetros do sistema. Além

disso, um controlador fuzzy é um controlador adaptativo por natureza que disponibiliza um

rápido desempenho mesmo quando os parâmetros da planta sofrem modificações. Outra

motivação para a utilização desse tipo de controlador foi a não necessidade da modelagem

matemática, bastando apenas experiências intuitivas e informações qualitativas.

Dentro da perspectiva de expansão do uso de dispositivos da eletrônica em sistemas de

GD, este trabalho apresenta o controle e análise de conversores multiníveis conectados à rede

para a inserção de fontes alternativas de energia (painéis fotovoltaicos) em sistemas de GD, já

que estes podem trazer benefícios quando conectados à rede de distribuição, principalmente,

quando combinados a sistemas armazenadores de energia, tais como ultracapacitores e

baterias. Por isso, depois de realizar testes experimentais em um sistema multinível

funcionando com uma modulação convencional, no penúltimo capítulo deste trabalho, é

apresentada uma proposta diferente das propostas usuais em se tratando de conversores

multiníveis. Nela apresenta-se uma análise e uma metodologia de projeto para a utilização de

conversores multiníveis, em versão monofásica, com dois módulos H-bridge em cascata,

como interface de fontes alternativas e sistemas armazenadores de energia. Uma das

principais vantagens desta proposta é que, além da possibilidade de combinar sistemas

armazenadores, tais como baterias, com fontes alternativas de energia, como painéis

fotovoltaicos, por exemplo, existe a possibilidade de compensar as variações de potência das

fontes alternativas, mantendo-se a potência injetada no sistema de distribuição constante. Isto

se faz através da utilização de um inversor conectado às fontes alternativas operando em baixa

frequência e outro operando em alta frequência e conectado ao sistema armazenador de

energia. Este segundo faz a compensação das distorções na corrente impostas pelo primeiro

inversor. Neste caso, é essencial que o fluxo de potência em cada um dos módulos H-bridge

também seja controlado, de modo que as oscilações de potência nas fontes geradoras não se

transfiram para rede. Para isso, o presente trabalho apresenta, no capítulo 5, uma análise de

duas estratégias de modulação para a transferência de potência. As vantagens e desvantagens

de cada um dos métodos são expostas e então a estratégia mais adequada é utilizada na

29

operação do conversor multinível. Depois disso, são apresentados os projetos dos

controladores de cada um dos módulos inversores. Por fim, a validação da proposta é feita

através dos resultados de simulações e experimentais que mostram a capacidade do conversor

em transferir potência e manter a corrente em fase com a tensão.

A seção seguinte apresenta as motivações para a elaboração deste trabalho bem como

os objetivos a serem cumpridos ao longo do seu desenvolvimento.

1.1 Motivações e objetivos do trabalho

A utilização de conversores multiníveis tem sido uma importante alternativa para

aplicações de alta potência e média tensão (RODRIGUEZ et al., 2007), (FRANQUELO et al.,

2008). As principais razões são o alcance de tensões mais elevadas utilizando semicondutores

clássicos, uma melhor qualidade da energia (TDHs da tensão e corrente reduzidas, tensões de

modo comum reduzidas). Recentemente, esta topologia de conversores foi utilizada como

uma nova possibilidade em diversas áreas importantes tais como: veículos híbridos, energia

eólica, energia fotovoltaica, fontes ininterruptas de energia, compensação de potência reativa,

entre outras (HERNANDEZ et al., 2004; ZHONG et al., 2006; RODRIGUEZ et al., 2009).

Dentre estas aplicações, podem-se destacar aquelas que utilizam fontes renováveis de energia

como fontes primárias de um sistema de GD. Neste caso, podem-se utilizar diferentes fontes,

tais como painéis fotovoltaicos, células a combustível, microturbinas, turbinas eólicas entre

outras, podendo algumas delas, serem combinadas com sistemas armazenadores de energia

como baterias e ultracapacitores. Esta combinação de fontes renováveis e sistemas

armazenadores poderá formar diferentes barramentos CC com diferentes níveis de tensões e

de potências.

Mais recentemente, os conversores multiníveis foram empregados como uma interface

para a conexão de painéis fotovoltaicos na rede de distribuição (ALONSO et al., 2003;

KHAJEHODDIN; JAIN; BAKHSHAI, 2007; KHAJEHODDIN; BAKHSHAI; JAIN, 2007;

DAHER; SCHMID; ANTUNES, 2008; VILLANUEVA; CORREA; RODRIGUEZ, 2008;

OZDEMIR; OZDEMIR; TOLBERT, 2009; SELVARAJ; RAHIM, 2009). Apesar de sistemas

fotovoltaicos de alta potência ainda não serem comuns, em particular, os conversores

multiníveis em cascata (CHB-cascaded H-bridge) têm atraído a atenção para este tipo de

aplicação (ALONSO et al., 2003; KHAJEHODDIN; JAIN; BAKHSHAI, 2007;

KHAJEHODDIN; BAKHSHAI; JAIN, 2007; DAHER; SCHMID; ANTUNES, 2008;

VILLANUEVA; CORREA; RODRIGUEZ, 2008). A principal razão é que cada célula H-

Capítulo 1 30

bridge necessita de uma fonte CC isolada, o que pode ser facilmente obtido através de

módulos fotovoltaicos, que podem ser conectados em série e/ou paralelo até se obter níveis de

tensões desejadas. Além disso, a melhor qualidade da energia inerente dos conversores

multiníveis reduz o tamanho do filtro de saída e também a frequência de comutação em

alguns módulos H-bridge, melhorando a eficiência do sistema.

1.1.1 Objetivos gerais

Levando em consideração as características dos conversores multiníveis e os seus

potenciais aplicados em sistemas de GD, este estudo tem como objetivo analisar e construir

um conversor multinível em cascata (CHB) que pode ter fontes alternativas de energia como

fontes primárias. Além disso, aperfeiçoar as estratégias de controle dos conversores e do fluxo

de potência entre a GD e a rede de distribuição, adequando o sistema multinível para operação

com painéis fotovoltaicos e sistemas armazenadores.

1.1.2 Objetivos específicos

Após as considerações envolvendo o sistema de GD utilizando um conversor

multinível, podem-se estabelecer os seguintes objetivos específicos para este trabalho:

Fazer a injeção de potência produzida pelas fontes alternativas de energia na

rede elétrica;

Estabelecer um gerenciamento ótimo para o fluxo de potência na rede elétrica

de acordo com a geração e a demanda das cargas locais;

Fazer a conexão da GD com a rede de forma segura, gerando tensões

sincronizadas com as tensões da rede;

Controlar as tensões nos barramentos CC dos módulos inversores a fim de

compensar transitórios de cargas;

Avaliar o desempenho do sistema proposto através de resultados de simulações

e de resultados experimentais;

Identificar melhorias no sistema proposto e identificar soluções para injeção de

potência ativa na rede e melhorar o aproveitamento das fontes alternativas.

1.2 Organização do texto

Neste primeiro capítulo está apresentada uma introdução que aborda uma

contextualização, motivação e os objetivos do presente trabalho. O Capítulo 2 apresenta a

definição para um sistema de GD utilizando um conversor multinível trifásico para transferir

31

potência de fontes alternativas de energia à rede de distribuição. Neste capítulo também são

descritas a estratégia de modulação utilizada bem como as definições matemáticas e os

algoritmos para controlar o fluxo de potência na rede elétrica.

O Capítulo 3 apresenta uma metodologia para controle, baseada em sistemas fuzzy, dos

conversores CC-CC do tipo boost utilizados como interface entre as fontes CC e os

barramentos CC de um conversor multinível trifásico. Os conversores CC-CC restringem-se a

equalizar os níveis incompatíveis de tensão e impedir que manobras de carga produzam

efeitos sobre a fonte alternativa de energia e garantir uma regulação nas tensões de saída.

O capítulo 4 apresenta alguns resultados experimentais do conversor multinível

aplicado a sistemas de GD, sendo este sistema avaliado com testes de manobras de carga,

conexão e sincronismo da GD com a rede de distribuição, transferência de potência e controle

do fluxo de potência.

No Capítulo 5 é descrita uma metodologia de análise e projeto de um sistema

multinível em cascata utilizando dois módulos H-bridge em série, na qual se pode controlar

individualmente o fluxo de potência de cada módulo. Painéis fotovoltaicos e um conjunto de

baterias são utilizados como exemplo de fontes primárias. Para equilibrar a potência

transferida para a rede elétrica, ou seja, mantê-la constante o maior tempo possível, é proposta

uma estratégia de modulação diferente daquela apresentada no Capítulo 2 que é padrão para

conversores multiníveis. Além disso, é incorporado um controle para a corrente injetada na

rede com o intuito de transferir somente potência ativa. Ao final do capítulo, são apresentados

resultados de simulações e testes experimentais que avaliam o desempenho e a capacidade da

proposta.

Por fim, no Capítulo 6 são apresentadas as conclusões sobre o desempenho do

conversor multinível utilizado em sistemas de GD, avaliando as propostas do Capítulo 2 e do

Capítulo 5. Também são feitas algumas considerações sobre possíveis melhorias e

continuidade do trabalho.

33

Capítulo 2

Conversor CC-CA e sua Estrutura

Multinível em Sistemas de GD

2.1 Introdução

Um conversor CC-CA baseado na estrutura multinível pode ser construído utilizando

diferentes topologias. Dentre as diversas topologias multiníveis existentes, em um primeiro

momento, opta-se pela abordagem e utilização da topologia em cascata assimétrica, pois ela

permite o alcance de um número maior de níveis com uma quantidade reduzida de

componentes se comparada, por exemplo, à topologia em cascata simétrica (RECH, 2005),

(PIMENTEL, 2006). Outro ponto importante é que a topologia em cascata é amplamente

adequada à aplicação em sistemas de GD que utilizam fontes alternativas de energia como

fonte de energia primária, pois o fato de requerer fontes CCs diferentes em seus módulos

permite a utilização de fontes alternativas diversificadas, tais como painéis solares e células a

combustível, com a possibilidade de associá-las a sistemas armazenadores de energia como

ultracapacitores e banco de baterias.

2.2 Aspectos gerais da construção do conversor multinível

O conversor multinível em questão apresenta dois módulos H-bridge conectados em

série em cada uma das fases de um sistema trifásico, possuindo valores de tensão diferentes

nos seus respectivos barramentos CCs. A Fig. 1 mostra o equivalente trifásico da

configuração escolhida, sendo que cada um dos seis módulos opera de maneira independente

em relação aos demais. Isto implica em cada módulo possuir a sua estratégia de modulação, a

sua fonte de tensão CC isolada e sua ponte monofásica H, operando de forma desacoplada. Os

pares de módulos são conectados em Y, com o ponto neutro podendo estar flutuando ou

conectado ao condutor terra da rede.

Capítulo 2 34

Para os estudos que seguem, cada módulo H-bridge é alimentado por um enrolamento

secundário de um transformador, conforme mostra a Fig. 2. No total, são utilizados três

transformadores, cada um com uma tensão nominal de entrada de 220 V eficaz no primário

em Y e dois enrolamentos secundários em delta, um com saída 110 V de tensão eficaz e

1 kVA de potência aparente e o outro com saída de 50 V de tensão eficaz e 500 VA de

potência aparente.

A Fig. 3 mostra a disposição dos componentes em cada célula ou módulo de potência,

utilizando-se um simples retificador de seis pulsos na entrada de cada célula. O lado CC do

retificador é conectado ao banco de capacitores que mantém a tensão do barramento CC

praticamente constante. No Capítulo 3, é abordado o controle das tensões dos barramentos de

CC. Estas tensões são controladas por conversores do tipo boost, elevando-as e mantendo-as

em níveis adequados. Já os lados CA de cada retificador são alimentados diretamente pelos

enrolamentos secundários dos transformadores.

Na implementação dos módulos de potência apresentados na Fig. 3, são utilizados 6

conversores da SEMIKRON contendo IGBTs com diodo em anti-paralelo, ponte retificadora

não-controlada de seis pulsos e drivers de acionamento com sistema de intertravamento das

chaves de potência. As modificações necessárias para a inclusão dos conversores boost são

abordadas no Capítulo 3.

1V1C

2V2C

1V1C

2V2C

1V1C

2V2C

conv Av Bconvv Cconvv

Fig. 1: Estrutura multinível em cascata assimétrica trifásica.

35

22

0V

50V

11

0V

22

0V

50V

11

0V

22

0V

50V

11

0V

Módulo A1

Módulo A2

Módulo B1

Módulo B2

Módulo C1

Módulo C2

Av Bv Cv

Fig. 2: Configuração multinível implementada em laboratório.

C

Enrolamento

secundário do

transformador

Saída do

módulo

Fig. 3: Módulo de potência conectado a um retificador não-controlado de seis pulsos.

Capítulo 2 36

2.3 Níveis de tensão e estratégia de modulação

Cada módulo ou célula H-bridge do inversor assimétrico mostrado na Fig. 1, de forma

geral, pode sintetizar três níveis de tensão, ,cc jV , 0 e ,cc jV , sendo que ,cc jV é a amplitude da

fonte da j-ésima célula. Considera-se que as três fases do inversor assimétrico possuem a

mesma estrutura e que suas fontes estão arranjadas de uma forma crescente, ou seja,

,1 ,2 ,cc cc cc nV V V . Além disso, a fonte de tensão da primeira célula, que é a menor fonte de

todas as células, é definida como o valor base de tensão para a normalização das variáveis

envolvidas no inversor. Assim, o valor normalizado da fonte de tensão da j-ésima célula é

dado por:

,

,1

, 1,2,..., .cc j

j

cc

j nV

VV

(1)

Para que a diferença de tensão entre quaisquer níveis adjacentes se mantenha constante

e para que todos os níveis sejam igualmente espaçados, todas as fontes de tensão devem

possuir uma amplitude múltipla da menor fonte, ou seja, os valores normalizados de todas as

fontes de tensão devem ser números naturais:

, 1, 2, ..., .jV j n (2)

No momento no qual o valor normalizado de pelo menos uma fonte de tensão não

pertencer ao conjunto dos números naturais, a diferença entre os níveis adjacentes não se

manterá e, portanto, todos os níveis não estarão igualmente espaçados (RECH, 2005).

Neste caso, escolheu-se trabalhar com uma configuração que permitisse com que os

módulos de menor tensão operassem segundo uma modulação PWM. Para esses casos, a

configuração mais indicada para a topologia em cascata assimétrica é composta pelos

quocientes de todas as possíveis relações obtidas de acordo com (3) (MANJREKAR; LIPO,

1998; RECH; GRUNDLING et al., 2002; RECH; PINHEIRO et al., 2002). O que significa

que a configuração (1:2:6:...) seria a mais adequada para a proposta.

1

11 1

2 ( : 2)j

j k

k

V Vj j

V V

(3)

Apesar de gerar um número menor de níveis do que a configuração (1:3:9:...), a

configuração (1:2:6:...) de (3) possui um melhor aproveitamento da faixa de valores

compreendidos entre níveis adjacentes nos casos em que o módulo de menor tensão opera

37

com modulação PWM. As configurações (1:2:6:...) e (1:3:9:...), por exemplo, são

denominações habituais e correspondem às proporções existentes entre os fatores de

multiplicidade das tensões V1, V2, V3, ..., Vm. Uma topologia em cascata assimétrica composta

por m módulos, operando segundo uma das configurações anteriores, representa uma estrutura

multinível de x níveis de acordo com (4). Sabendo-se que no presente trabalho utilizam-se

dois módulos por fase, ou seja, m = 2, e, utilizando-se a configuração (1:2:6:...), o número

máximo de níveis a ser obtido através dessa topologia é 7.

1 1

1 2

mj

j

Vx

V (4)

Em se tratando da estratégia de modulação, para os módulos que compõem a topologia

em cascata assimétrica, esta também deve ser do tipo cascata ou em série. Ou seja, é preciso

que haja uma concordância dos sinais obtidos nos sinais de saída de cada módulo para que, ao

serem somados algebricamente, resultem num sinal próximo ao sinal de referência do

conversor (PIMENTEL, 2006). Para isso, utiliza-se uma modulação PWM híbrida (H-PWM)

(RODRIGUEZ et al., 2007). O principal desafio, neste caso, é reduzir as perdas de

chaveamento dos conversores, reduzindo a frequência de chaveamento das células de alta

potência. Portanto, ao invés de utilizar um método PWM com portadora em alta frequência

em todas as células, as células H-bridge de alta potência comumente são moduladas com

formas de onda quadrada (square waveform patterns), chaveadas em baixa frequência,

enquanto somente as células H-bridge de mais baixa potência são controladas com uma

modulação PWM unipolar.

Para exemplificar essa metodologia, considere, por exemplo, um inversor multinível

trifásico em cascata assimétrica com m módulos por fase sendo 1 1m mV V V as

diferentes tensões das fontes CC. Assim, a operação da onda quadrada para a célula m de cada

fase pode ser obtida comparando-se a referência com 1 1m mh V V , como mostrado

no diagrama de controle da Fig. 4. Note que, em geral, o nível de comparação para a célula m

é 1 2 1m m mh V V V , ou seja, a soma das fontes CC menores, para evitar referências de

sobremodulação para as células menores. A saída deste comparador indica se essa célula está

gerando mV , zero, ou mV na saída. Considerando um caso específico no qual m=2, ou seja,

um inversor operando com dois módulos por fase, tendo como referência um sinal senoidal, a

tensão de saída em uma das fases gerada pela célula 2, utilizando este comparador, é mostrada

na Fig. 5(a) (1 p.u. equivale à menor tensão, 1V ). Esta tensão é chaveada na frequência

Capítulo 2 38

fundamental na qual cada chave tem um liga e desliga durante um ciclo da fundamental. A

diferença entre a referência *v e a saída 2av é o erro ou a parte não modulada da referência,

*

1v ; portanto este erro torna-se a referência para a última célula. Desde que não existam mais

células subsequentes e esta é a de menor potência, a operação de modulação em onda

quadrada é substituída pela modulação PWM unipolar tradicional, como mostrado no

diagrama de controle da Fig. 4 (RODRIGUEZ et al., 2009). A referência e a saída da célula 1

são mostradas na Fig. 5(b). A conexão em série das células entrega uma tensão total na saída

1 2aN a av v v , conforme ilustra a Fig. 5(c), a qual se parece com uma forma de onda

multinível padrão com PWM de alta frequência tradicional, enquanto que, na realidade,

somente a célula de baixa potência está operando em alta frequência de chaveamento. Este

método somente é possível se as tensões dos barramentos CC das células de alta potência

forem múltiplas inteiras da célula de menor potência, e 1 2 12m mV V V V ,

1 1 2 22m mV V V V , ..., 3 1 22V V V e 2 12V V ; caso contrário poderá ocorrer

sobremodulação na célula de menor potência (RODRIGUEZ et al., 2009). A assimetria ótima

que cumpre essas condições para o inversor de duas células é 1 2: 1: 2V V , ou seja, 2 12V V ,

que é o exemplo mostrado na Fig. 5, que conduz a 7 níveis de tensão na saída do conversor. O

ângulo de comutação do inversor de baixa freqüência minimiza a fonte CC do inversor de alta

freqüência, pois o inversor de baixa freqüência é acionado no nível 1 p.u. Mas isto só é

garantido para referência senoildal, que é o caso.

PWM

* *

mv vmh

mhmV

mV

amv

*

1mv 1amv

*

1v

aNv

1av

Controle do módulo m

Controle do módulo m-1

Controle do módulo 1

1mV

1mV 1mh

1mh

....

....

Fig. 4: Princípio de operação da modulação dos inversores em cascata assimétrica com

modulação PWM na célula de menor potência.

39

2.4 Algoritmo de sincronismo – PLL

Para conectar a GD à rede de distribuição é essencial que ambos estejam

sincronizados. Este sincronismo é realizado pelo algoritmo PLL que calcula a média do

produto interno entre a tensão da rede ( REDEv ) e a tensão de sincronismo ( 'v ) (FARRET;

SIMÕES, 2006). Se, em regime permanente, a média for igual à zero, 'v e redev estão

perpendiculares e sincronizados (KEYHANI; MARWALI; DAI, 2009). Quando isto é

conseguido, a integração da frequência angular ( ) define o ângulo ( t ) utilizado

como argumento para gerar 'v . Devido à alta frequência de amostragem e de chaveamento, é

possível fazer 0ST ( ST na Fig. 6 representa o tempo de amostragem), portanto, o bloco de

atraso pode ser desconsiderado na função de transferência de malha fechada do PLL (5).

2

p iPLLCL

p i

k s kPIH

s s k s k

(5)

Desta forma, comparando a equação característica da função de transferência do

protótipo com a função de transferência em malha fechada do PLL (6), as constantes do PI (7)

e (8) podem ser ajustadas escolhendo os valores mais apropriados para a frequência natural de

ressonância ( n ) e o fator de amortecimento ( ).

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03

-3-2

0

23

Te

nsã

o (

pu

)

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03

-3

-101

3

Te

nsã

o (

pu

)

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03

-3

-101

3

Tempo (s)

Te

nsã

o (

pu

)

(c)

(a)

(b)

* *

2v v2V

2av

Módulo 2

Módulo 1

Módulo 1+2

* *

1 2 2av v v

1av 1V

1 2V V

*v

aNv

Fig. 5: Tensões de saída e sinais de referência em um inversor multinível de 7 níveis com

modulação PWM na célula de menor potência.

Capítulo 2 40

2 2 2

Equação característicaEquação caracteristicada função de transferênciada função de transferência

do PLL

2 p i n ns k s k s s (6)

2 p nk (7)

2

i nk (8)

Para evitar problemas de instabilidade, é usual que n seja maior que 1 ou 2 períodos

da frequência fundamental e que o overshoot máximo seja menor que 30%. Assim, faz-se n

um décimo da frequência angular fundamental e = 0,707, resultando em um 53,3pk e

um 1421,3ik . O diagrama de blocos da Fig. 6 apresenta uma descrição geral do PLL, onde

r , e vH são, respectivamente, a relação de frequência angular, a frequência angular

ajustada e o ganho do sensor de tensão (tensão medida na rede). A Fig. 7 mostra a resposta de

sincronismo do PLL em simulação.

+PIPLL

+

-

'

⊥v

0

GPB

+Δω

rω

-cos

θPLL

Hv

Produto interno

Função de atraso

Filtro passa-

baixas

REDEv

Ganho do sensor

de tensão

dt1

S

tT

S

eT

Fig. 6: Diagrama do algoritmo PLL.

Tempo (s)

Ten

são

(p

.u.)

Fig. 7: Sinal de referência e sinal sincronizado pelo PLL.

41

2.5 Controle do fluxo de potência

A imposição de tensões simétricas, equilibradas e livres de interrupções ou distorções

são pré-requisitos indispensáveis para se obter energia com índices de qualidade dentro dos

padrões pré-estabelecidos por normas nacionais e internacionais. A utilização do método, que

é apresentado na sequencia, permite que a variável de controle antes e após qualquer

contingência seja a mesma, neste caso, tensão. Além disso, fazendo com que os fasores REDEI

(representação fasorial da corrente da rede elétrica) e REDEV (representação fasorial da tensão

da rede elétrica) estejam em fase ou defasadas 180o é possível garantir fator de potência

unitário no PAC (MACHADO, 2005; MACHADO; BUSO; POMILIO, 2006). Entretanto tal

imposição (fator de potência unitário) não é restritiva e dependerá dos seguintes fatores:

disponibilidade da concessionária de energia em absorver e/ou fornecer energia não-ativa

decorrente do contrato de compra e venda pré-estabelecido entre produtor e concessionária e

da capacidade elétrica do alimentador (níveis de curto-circuito, capacidade do transformador e

capacidade de inversão de fluxo de energia).

Esta estratégia tem como base a operação do sistema elétrico interligado, no qual o

controle do fluxo de potência pode ser feito pelo ajuste de diferença da tensão instantânea

entre dois pontos. Desta forma, consegue-se transferir a energia produzida pelas fontes

alternativas à rede de distribuição controlando-se tanto a amplitude quanto a defasagem entre

a tensão do alimentador e a tensão da GD sintetizada pelo conversor multinível através de um

indutor de acoplamento (L) (MACHADO; BUSO; POMILIO, 2006), (HYOSUNG; TAESIK;

SEWAN, 2008). Este tipo de indutância pode ser uma indutância adicional colocada para

conectar a GD à rede de distribuição ou pode ser a indutância de dispersão do transformador

de distribuição (TD). Se L é um parâmetro do TD, é necessário medir a tensão instantânea da

rede ( REDEv ) no lado de alta tensão do transformador da rede de distribuição em questão

(MACHADO, 2005; MACHADO; BUSO; POMILIO, 2006; MACHADO et al., 2009).

Ressalta-se também que, de maneira indireta, a imposição de tensão senoidal pelo

conversor realiza automaticamente a compensação de energia não-ativa e de harmônicas

localmente, já que a rede da concessionária somente fornecerá energia ativa caso a imposição

de fator de potência unitário seja um pré-requisito para a operação da GD. Dessa forma, as

harmônicas da corrente da carga e a energia não-ativa fluirão entre o conversor (circuito de

baixa impedância para tais distorções) e a carga. Como o conversor possui uma impedância de

saída finita (dada essencialmente pelo filtro passivo de saída), haverá uma mínima circulação

das harmônicas entre o sistema de geração distribuída e a rede. No entanto, projetando-se este

Capítulo 2 42

filtro para uma baixa impedância de saída e utilizando-se um compensador na tensão CA com

frequência corte bem acima das frequências de interesse, é possível reduzir ao máximo tais

efeitos.

Considerando inicialmente a imposição de fator de potência unitário no ponto de

acoplamento comum, pode-se injetar e/ou absorver energia ativa da rede de duas maneiras:

uma quando a demanda da carga for superior à energia elétrica produzida pela fonte

alternativa e outra quando for inferior. Quando a demanda de energia da carga for menor do

que aquela que o sistema de geração distribuída fornece, o excesso será enviado à rede ou

poderá ser armazenado localmente. Caso contrário, a rede terá que fornecer o excedente.

Desse modo, a potência ativa máxima da carga será a soma das potências fornecidas pela rede

e pela geração local (MACHADO, 2005).

Se 0REDEAP (

REDEAP é a potência ativa monofásica absorvida e/ou injetada na rede da

concessionária), o ângulo , que é o ângulo de defasagem entre REDEAV e AV (representação

fasorial da tensão de fase imposta pelo conversor) será positivo e AV estará adiantada em

relação à REDEAV . Se 0

REDEAP , será negativo e AV estará atrasada em relação REDEAV .

Assim, a soma fasorial de AV e REDEAV deverá sempre resultar em uma tensão LV

(representação fasorial da tensão sobre a indutância série) (MACHADO, 2005).

Analisando o conjunto rede e geração distribuída para uma das fases, a potência a ser

entregue ou absorvida da rede por fase pode ser determinada por:

V V

V I senX

REDE

REDE REDE REDE

A A

A A A

L

P

, (9)

na qual VREDEA , I

REDEA e VA são tensão e corrente eficaz na rede da concessionária e tensão

eficaz sintetizada pelo conversor CC-CA, respectivamente.

Para se obter um fluxo de potência controlado da GD para a rede ou vice-versa, é

necessário que a tensão da GD ( AV ) esteja adiantada em relação à tensão da rede (REDEAV ).

Quando isto ocorre, a GD entrega potência ativa para a rede. Por outro lado, quando AV está

atrasada em relação à REDEAV , a GD absorve potência ativa da rede para suprir a carga local,

como ilustra a Fig. 8 (MATTAVELLI, 2001). A mesma análise pode ser deduzida para a

amplitude da tensão CA produzida pela GD; se a amplitude de AV é maior que a amplitude de

REDEAV , a GD entrega potência reativa para a rede, caso contrário, se a amplitude de AV é

menor que REDEAV , a GD recebe potência reativa.

43

Para um melhor rendimento e aproveitamento da GD, é aconselhável, na maioria dos

casos, que ela entregue somente potência ativa para a rede de distribuição. Portanto, no caso

dos diagramas da Fig. 8, o fasor LV deverá estar ortogonal ao fasor REDEAV , de modo que o

fasor que representa a corrente REDEAΙ fique em fase com

REDEAV .

Para determinar o ângulo , é essencial saber a potência ativa média que está fluindo

para a rede (REDEAP ), a reatância em série ( LX ), a tensão de fase rms (

REDEVA ) sintetizada pela

rede e a tensão rms ( VA ) sintetizada pela GD. Neste caso, LX será definida ou pela reatância

do transformador de distribuição ou por uma reatância adicional colocada para desacoplar

ambos os sistemas (rede e GD). Dessa forma, pode ser determinado de acordo com a (10)

obtida a partir de (9).

1

V V

REDE

REDE

A L

A A

P Xsen

(10)

Conhecido o valor de , é necessário ajustar a amplitude do fasor AV , conforme a

equação (11), que emprega a idéia de quanto de potência não-ativa será injetado ou absorvido

da rede da concessionária; para obter-se um fator de deslocamento unitário, basta impor

0Q (ACHA et al., 2004; MACHADO, 2005; HERNANDEZ-GONZALEZ; IRAVANI,

2006; MACHADO; BUSO; POMILIO, 2006; MARQUEZINI et al., 2008). Entretanto, com a

alteração da amplitude do fasor AV é possível realizar a compensação de energia não-ativa

junto ao alimentador. Lembrando que este procedimento precisa ser realizado levando em

(c )

(a) GD entregando

potência ativa e reativa

AV

LV

(d)

(b)

AVLV

LVAV

AVLV

REDEAVREDEAV

REDEAIREDEAI

GD entregando potência

ativa e recebendo reativa

GD recebendo

potência ativa e reativa

GD recebendo potência

ativa e entregando reativa

REDEAIREDEAV

REDEAV REDEAI

Fig. 8: Diagramas fasoriais.

Capítulo 2 44

consideração as normas nacionais e internacionais de qualidade de energia que, para o pior

caso, permite que a amplitude do fasor AV varie no máximo 10% acima ou abaixo do valor

nominal, limitando a capacidade de compensação da GD. Ressalta-se também que esta

compensação diz respeito apenas ao alimentador, sendo que a compensação local (cargas

inseridas junto ao conversor) está limitada à capacidade do conversor multinível.

2V2

V cos

REDE REDE

REDE

A A L

A

A

Q XV (11)

A tensão de referência (*v da Fig. 9) para a modulação do conversor multinível é

determinada adicionando ao PLL , da Fig. 6. O resultado dessa soma ( ) é o argumento de

uma função seno que é multiplicada por AV para se obter a resposta do valor atual que o

conversor deve seguir como referência, de acordo com a Fig. 9.

2.5.1 Método para transferência de potência

Para se ter uma transferência de potência da GD para rede de uma forma não brusca e

também compensar pequenas variações na geração, é proposto um algoritmo de controle que

determina o ângulo de defasagem . Este algoritmo faz com que chegue ao seu valor de

referência (10) de forma lenta, de acordo com a potência gerada ( GDP ) e a potência consumida

pela carga local ( CARGAP ).

A Fig. 10 mostra o diagrama para a determinação de , considerando apenas uma das

fases. Nesta figura, *

GDP é a potência de referência da geração, ou seja, o quanto de potência o

sistema de GD tem disponível para transferir; o parâmetro *

REDEP é a potência de referência da

rede que é obtida subtraindo-se a potência consumida pela carga local ( CARGAP ) de *

GDP .

Depois disso, a potência *

REDEP passa por uma filtragem digital (filtro passa-baixas) que

possui o comportamento de um circuito RC com uma constante de tempo relativamente

grande (em torno de 1 s) para que a corrente na rede aumente ou diminua lentamente. A saída

+

sen

AV

+PLL *v

Fig. 9: Diagrama de determinação da tensão de referência.

45

do filtro fornece '

REDEP , e através de (10), se obtém ' (ângulo de defasagem entre a tensão

da geração e a tensão da rede).

Além do filtro, foi adicionado um controlador PI que recebe na sua entrada o erro de

potência, ou seja, a diferença entre a potência *

GDP e a potência média total ( TOTALP ) obtida

através das medições de tensão e corrente. A saída do controlador fornece um que

adicionado ao ' resulta no ângulo de defasagem ajustado.

Para o projeto do controlador PI é necessário definir uma função de transferência para

a planta em questão. Da equação (9) tem-se que

V V

sen

REDE

REDE

A A

APj L

, (12)

onde REDEP é a potência em uma das fases. Para pequenas variações de REDEP , deriva-se a

equação (12) em função de , resultando na equação (13).

V V cos

REDEA Ap

j L

(13)

Fazendo 0 para um ponto de operação, ou seja, 0REDEP , isto implica em V = VREDEA A .

Portanto, resolvendo (13) em termos da Transformada de Laplace obtêm-se a seguinte função

de transferência entre a potência e o ângulo de defasagem:

2 1

VREDEA

p s

s Ls

. (14)

CARGAP

*

GDP *

REDEP '

REDEP '1 L REDE

A REDE

X Psen

V V

'

PI

TOTALP

p

Fig. 10: Diagrama de controle para a determinação do ângulo .

Capítulo 2 46

Determinada a planta, calculam-se os ganhos do controlador PI considerando o

módulo do ganho em malha aberta igual a um, na frequência de cruzamento ωCR desejada, de

acordo com (15), fazendo ωCRs j .

2

1 ω1

ω V 1ω ωREDE

PCR

IOL CR I A

CR CR

Kj

KG j K

j j L

(15)

Rearranjando (15) resulta que

2

2 2

ω1

V1 ω

REDE

CRI

AP

CRI

LK

K

K

. (16)

Então o parâmetro KP pode ser calculado considerando a margem de fase em malha aberta e

fazendo-a igual a φm .

φtan mω

IP

CR

KK (17)

Para uma margem de fase de 72°, uma frequência de cruzamento de 10 Hz,

V 127 VREDEA e 10 mHL , tem-se 53,7 10PK e 47,56 10IK Hz. A Fig. 11

apresenta o diagrama de Bode para o ganho da planta em malha aberta.

-100

-50

0

50

100

150

Ma

gn

itu

de

(d

B)

100

101

102

103

-180

-135

-90

-45

0

Fa

se

(g

rau

s)

Diagrama de BodeGm = -Inf dB (at 0 rad/s) , Pm = 72 deg (at 62.8 rad/s)

Frequência (rad/s)

Fig. 11: Diagrama de Bode do ganho da planta mais controlador em malha aberta.

47

2.6 Considerações finais

Neste capítulo foi apresentado um sistema multinível, em cascata assimétrica, a ser

utilizado como interface para fontes alternativas em um sistema de GD. De acordo com a

estratégia de modulação apresentada, é possível sintetizar na saída tensões fase-neutro com

sete níveis, sendo que cada nível adjacente apresenta modulação em alta frequência. O fato de

o sistema multinível apresentado possuir diversos barramentos CCs independentes torna-o

aplicável em sistemas de GD que utilizam fontes alternativas de energia, pois é possível

distribuir estas fontes e formar pelo menos seis links CCs diferentes.

Além das especificações do sistema multinível, foi apresentado também um método

para realizar a transferência de potência para a rede elétrica. Este método define a quantidade

de potência a ser transferida a partir do conhecimento de sua capacidade de geração e da

quantidade de potência drenada pelas cargas locais. Isto impede que ocorra uma sobrecarga

no sistema de geração e que a GD deixe de suprir a demanda da carga comprometendo a

qualidade da energia.

Para um sistema de GD mais completo, fica clara a necessidade de se controlar as

tensões nos barramentos CCs que se conectam aos módulos para que se seja possível variar as

amplitudes das tensões na saída do conversor multinível para manter uma tensão na

indutância em quadratura com a tensão na rede conforme muda o ângulo de defasagem,

considerando o caso de tensões equilibradas.

49

Capítulo 3

Conversores CC-CC Controlados por um

Sistema Fuzzy Embarcado em DSP

3.1 Introdução

Para conectar as fontes alternativas nos alimentadores da concessionária de energia é

preciso associá-las a conversores do tipo CC-CC e CC-CA. Os conversores CC-CC

restringem-se a equalizar os níveis incompatíveis de tensão e impedir que manobras de carga

produzam efeitos sobre a fonte alternativa de energia. Neste trabalho, os conversores

elevadores de tensão são utilizados como interface entre as fontes CC e oo links CCs dos

conversores CC-CA do tipo multinível. Estes conversores do tipo boost são utilizados não só

para aumentar as tensões CC, mas também para suprir transitórios rápidos de energia

requerida pela conexão de cargas locais no lado CA, minimizando os distúrbios de corrente no

alimentador. No caso destes conversores aplicados em um sistema fotovoltaico, eles deverão

operar com um algoritmo de rastreamento do ponto de máxima potência (MPPT) incorporado

ao controle para que seja possível entregar para a rede a potência máxima produzida pela

fonte CC naquele momento (FARRET; SIMÕES, 2006), (ESRAM; CHAPMAN, 2007).

Um fato crucial para o desempenho dos conversores é a escolha do método de

controle. Além dos métodos tradicionais no domínio da frequência, os quais são,

predominantemente, utilizados em projetos de controladores, outra possibilidade é empregar

raciocínios heurísticos baseados na experiência humana (BOSE, 1994), (SOUSA; BOSE,

1994). Tal experiência é, normalmente, coletada na forma de regras e declarações lingüísticas.

Neste contexto, a lógica fuzzy é capaz de proporcionar o desenvolvimento de um controlador -

embarcado na plataforma de um DSP - para regular as tensões das saídas dos conversores CC-

CC do tipo boost.

Capítulo 3 50

3.2 Controlador fuzzy

O sistema fuzzy proposto neste trabalho foi projetado com a intenção de reduzir o

espaço em memória requerido no DSP e os esforços computacionais para aplicações em

tempo real. Isto foi possível através de uma metodologia que combina dois métodos distintos,

porém efetivos, propostos nos trabalhos (WING-CHI; TSE; YIM-SHU, 1996), (SUETAKE;

DA SILVA; GOEDTEL, 2011). O primeiro para controle de conversores e o segundo para

utilizar sistemas fuzzy embarcados. A seguir é apresentada a descrição completa do sistema

implementado. Uma revisão da lógica fuzzy encontra-se no Anexo 1.

O diagrama de blocos apresentado na Fig. 12 apresenta o sistema de controle fuzzy da

tensão dos conversores boost. O controlador fuzzy está divido em cinco módulos:

fuzzificação, base de dados, base de regras, tomada de decisão e defuzzificação. As entradas

do controlador são o erro e e a variação do erro ce, definidas como em (18) e (19).

0 refe V V (18)

1k kce e e (19)

Sendo 0V a tensão de saída atual, refV a tensão de referência e k representa o índice dos

valores amostrados no k-ésimo ciclo de chaveamento.

A saída do controlador fuzzy é a razão cíclica ou duty-cycle, definida por:

1 .k k kd d d , (20)

na qual kd é a mudança do duty-cycle inferida pelo controlador fuzzy no k-ésimo tempo de

amostragem e é o fator de ganho do controlador fuzzy que representa a máxima mudança de

PWM

ADC +-V

Conversor A/D

Sensor de tensão

L

CCCINv

Tomada de decisão

DefuzzificaçãoFuzzificação

Base de Regras

Base de Dados

+

d

dt

ce

e

Vref

Vo

dk

Controlador Fuzzy

Fig. 12: Diagrama de blocos do sistema de controle fuzzy para os conversores CC-CC.

51

duty-cycle. Ajustando-se pode-se mudar o ganho efetivo do controlador.

Para tornar o controle mais eficiente, as variáveis e e ce são descritas por conjuntos

fuzzy de valores singletons, o que quer dizer que os valores medidos dessas variáveis são

utilizados no processo de inferência sem serem fuzzificadas. Portanto, as regras fuzzy podem

ser implementadas baseadas no conhecimento especialista do processo de controle, que é

tratado linguisticamente dentro de uma estrutura if-then. Como consequência, é dispensável o

conhecimento detalhado ou preciso do modelo matemático que representa a planta de

controle. Dessa forma, as regras fuzzy são representadas da forma:

Ri: IF e is Ai and ce is Bi, THEN dk is Ci , (21)

onde Ai e Bi são subconjuntos fuzzy em seus universos de discurso e Ci é um fuzzy singleton.

Para simplificar o sistema de controle fuzzy, foram utilizadas funções de pertinência

triangulares simétricas e cada universo de discurso é dividido em cinco subconjuntos: PB

(Positive Big), PS (Positive Small), ZE (Zero), NS (Negative Small) e NB (Negative Big). A

divisão dos subconjuntos fuzzy e as funções de pertinência são mostradas na Fig. 13. As

variáveis lingüísticas do sistema de controle fuzzy, e e ce estão normalizadas em um universo

de discurso comum com valores entre [-1, 1]. Desta forma, é possível mapear todas as

variáveis de entrada simultaneamente com um único conjunto de funções (SUETAKE; DA

SILVA; GOEDTEL, 2011) e também, para qualquer combinação de e e ce, um máximo de

quatro regras serão ativadas, portanto, o tempo de processamento computacional pode ser

reduzido.

O controlador lógico fuzzy é projetado para operar embarcado em um processador de

ponto flutuante modelo TMS320F28335 da Texas Instruments, o qual contém um conversor

digital analógico (ADC) de 12 bits. Os valores de conversão do ADC variam de 0 a 4095 para

entradas analógicas que variam de 0 a 3V. Assim, o sistema fuzzy pode operar com variáveis

‘

NB NS ZE PS PB

,e ce

(),

()

ece

ece

-1.0 -0.5 0.0 0.5 1.0

Fig. 13: Funções de pertinência para o erro e a variação do erro.

Capítulo 3 52

inteiras, ao invés de ponto flutuante, para minimizar o esforço computacional. O universo de

discurso, limitado ao intervalo [-1, 1] é transladado para o intervalo [0, 4095], representado

por valores do tipo inteiros. Além disso, a criação de funções de pertinência simétricas e

triangulares para todas as variáveis lingüísticas (e e ce) é possível através de uma única

função rampa linear e discreta a ser armazenada no espaço de memória do DSP, composta de

um vetor de 819 posições com valores variando de 0 a 1. Através desta função linear é

possível determinar qualquer outra linha paralela ou antiparalela pertencente à função de

pertinência, como mostra a Fig. 14.

Considerando um valor arbitrário 1x pertencente ao intervalo [d, d+818]. O valor de

pertinência da função linear paralela, Fig. 14(a) pode ser obtido acessando-se o índice do

vetor, que é calculado por uma simples subtração do 1x por d , como mostra a expressão

seguinte:

1ind x d (22)

Da mesma forma, é possível determinar o valor de pertinência da função linear

antiparalela, como mostra a Fig. 14(b). Assim, considere um valor arbitrário 1x situado no

intervalo , 818d d . O cálculo do índice do vetor, que retorna o valor de pertinência da

linha antiparalela transladada, pode ser feito através da seguinte expressão:

1( 818)ind d x (23)

Das expressões (22) e (23), é possível se obter o valor de pertinência de qualquer

variável lingüística através de uma simples indexação computacional, como mostra a Fig. 15.

(a) (b)

( )x

ind x1

1.0

818 d d+818 x

Linha deslocada

1( )x

Vetor armazenado na memória

( )x

ind x1

1.0

818 d d+818 x

Linha antiparalela

deslocada

1( )x

Vetor armazenado na memória

Fig. 14: Determinação do valor de pertinência para a reta paralela (a) e a reta antiparalela (b)

ao vetor discreto.

53

Conforme mencionado no início deste capítulo, os conversores boost regulam as

tensões CC do sistema multinível trifásico. Ressalta-se que a topologia de conversores

multiníveis escolhida é formada por dois módulos inversores H-bridge em cada fase de modo

a se obter uma estrutura multinível em cascata, sendo que cada H-bridge é conectada a um

conversor boost. Para este caso, existem dois níveis de tensão contínua: 60 Ve 120 V. Assim,

o sistema de medição das tensões foi calibrado para fornecer em suas saídas 1,5 V,

equivalente a 50% da escala limite do ADC (conversor analógico-digital), quando a tensão

dos conversores atingirem as suas referências de tensão (60 V ou 120 V). Em valores inteiros,

a conversão de 1,5 V é igual a 2048, que é o centro do universo de discurso e isto significa

que o erro de tensão é zero.

Como pode ser observado na Fig. 15, os termos linguísticos NB e PB consistem de

funções trapezoidais. Considerando que o valor da base superior é um valor constante e

coincide com o valor de pertinência máxima que é igual a 1, a seguinte condição de teste é

aplicada: “se 1x é menor que 410 ou maior que 3686, então ( ) 1,0x ”. Os valores 410 e

3686 foram determinados de acordo com a escolha de um fator de normalização e que

determina os limites controláveis de ref eV a ref eV das tensões de saída. Fora destes

limites, assume-se que o erro de tensão e seja saturado e classificado em um dos dois

subconjuntos fuzzy extremos, PB ou NB.

Outro termo que precisa ser ajustado para que a operação do conversor seja adequada

é o fator de normalização da variação do erro (ce), ce . Este termo determina o fator de

amortecimento da resposta transitória. Um ce grande resulta em uma resposta oscilatória,

enquanto que um ce pequeno produz uma resposta amortecida (WING-CHI; TSE; YIM-

SHU, 1996).

‘

NB NS ZE PS PB

x410 1229 2048 2867 3686

( )x

1.0

x1

Linhas ativas

4096

Fig. 15: Determinação das linhas dos conjuntos fuzzy ativos.

Capítulo 3 54

A escolha de (fator de ganho do controlador), e e ce depende da constante de

tempo do filtro de saída do conversor. O parâmetro é simplesmente a máxima mudança do

duty-cycle. Normalmente, e é determinado primeiro, depois é sintonizado até se obter o

tempo de subida desejado. Neste caso, e assume um valor de 1638 para todos os

conversores, que representa aproximadamente 80% do valor de referência (2048). Mais

adiante, através de simulações e testes experimentais, serão definidos os valores de ce e

com a finalidade de se obter respostas adequadas dos conversores.

A derivação das regras do controle fuzzy é heurística e é baseada nos mesmo critérios

adotados em (WING-CHI; TSE; YIM-SHU, 1996). Por exemplo, quando a tensão de saída de

um conversor boost está longe do valor de referência, a mudança de duty-cycle deve ser

grande para levar a saída ao valor de referência rapidamente. Quando a saída do conversor

está perto do valor de set point e está se aproximando rapidamente, o duty-cycle deve ser

mantido constante para evitar a presença de overshoot; ou quando o valor de set point é

alcançado e a saída é estável, o duty-cycle permanece inalterado. Quando a saída está acima

do valor de set point, o sinal da mudança do duty cycle deve ser negativo. Assim, de acordo

com este critério, uma tabela de regras é determinada, conforme a Tabela 1. Os valores desta

tabela são valores singleton normalizados da mudança de duty cycle. Dessa forma, se a

magnitude da mudança inferida é 1, o duty-cycle irá mudar consideravelmente, porém

limitado por .

O resultado inferido de cada regra consiste do produto lógico do fator de peso i com

grau de mudança do duty-cycle, iC . O fator de peso i é obtido aplicando-se o operador de

Mamdani, devido a sua simplicidade computacional. Este método de implicação determina os

mínimos entre os valores de pertinência 0( )e e e 0( )ce ce , conforme a equação a seguir:

Tabela 1: Tabela de regras do controlador fuzzy.

e

ce

NB NS ZE PS PB

PB -0.30 -0.35 -0.45 -0.65 -1.00

PS 0.00 -0.10 -0.20 -0.35 -0.50

ZE 0.20 0.10 0.00 -0.10 -0.20

NS 0.50 0.35 0.20 0.10 0.00

NB 1.00 0.65 0.45 0.35 0.30

55

0 0min ( ), ( )i e cee ce , (24)

onde 0e 0ce são as entradas singletons do erro de tensão (e) e da variação do erro (ce); iC é o

valor obtido na tabela de regras (Tabela 1), que mostra o mapeamento do espaço do produto

de e e ce para iC . Portanto, a saída singleton inferida de cada regra pode ser determinada

por:

0 0min ( ), ( ) . .i e ce i i iz e ce C C , (25)

onde iz denota a mudança de duty-cycle inferida pela i-ésima regra.

Depois de se obter todos os resultados singletons, o próximo passo é defuzzificar os

resultados de forma que um valor crisp de mudança da razão cíclica possa ser obtido. Neste

caso, o método utilizado para a defuzzyficação é o cálculo do centro de gravidade. Portanto, a

mudança resultante da razão cíclica pode ser obtida fazendo

1 1

1 1

N N

i i ii ik N N

i ii i

z Cz d (26)

onde N é o número máximo de regras ativadas. Neste caso 4N .

Em um exemplo genérico, o mecanismo de inferência para uma amostra é

graficamente ilustrado na Fig. 16. Neste exemplo, e pertence à NB e NS enquanto que ce

pertence à ZE e PS. Assim, quatro regras são ativadas conforme as combinações mostradas

na Fig. 16. Para cada um dos casos, são calculados os fatores de peso i utilizando a

implicação de Mamdani (operação de mínimo) e também são obtidos os valores singletons

correspondentes iC da tabela de regras. Depois de determinar todos os valores das regras

ativadas pelas variáveis e e ce, a mudança de duty-cycle inferida é calculada utilizando a

equação (26), que para o exemplo foi obtido 0,3214z . Portanto, a mudança efetiva de duty-

cycle no instante de tempo amostrado é 0,3214 .

Capítulo 3 56

3.3 Resultados de simulações

O algoritmo de controle fuzzy é agora testado através de simulações realizadas no

software PSIM®

. A metodologia de controle foi aplicada a dois conversores boost CC-CC, um

regulando a tensão de saída em 60 V e o outro em 120 V. Nas simulações foi incorporado um

sistema de retenção de amostra de ordem zero (zero-order hold) na mesma frequência de

chaveamento do PWM, 12 kHz, equivalendo à frequência de amostragem do conversor A/D

de uma plataforma DSP. Os parâmetros dos circuitos dos conversores estão listados na Tabela

2, para o diagrama da Fig. 12. Os valores das capacitâncias de saída e indutâncias utilizadas

NB NS

e

( )e ePSZE

ce

( )ce ce

NB NS

e

( )e e

ce

( )ce ce

NB NS

e

( )e e

ce

( )ce ce

NB NS

e

( )e e

ce

( )ce ce

0.45

PSZE

PSZE

PSZE

0.35

0.20

0.10

0.10 0.20 0.450.35

C

Mínimo

Mínimo

Mínimo

Mínimo

C

C

C

( )iR e

( )iR ce

( )iR e

( )iR ce

( )iR e

( )iR ce

( )iR e

( )iR ce

C

w

410

410

410

410 1229

1229

1229

1229 2048

2048

2048

2048

1229

1229

1229

1229

2048

2048

2048

2048

2867

2867

2867

2867

3686

3686

3686

3686

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

Centro de gravidade

z = 0.3214

Fig. 16: Ilustração do mecanismo de inferência para as 4 regras ativadas e o método de

defuzzificação através do cálculo do centro de gravidade.

57

nas simulações são os mesmos valores dos elementos reais que foram utilizados para

montagem do protótipo experimental.

O sistema de controle fuzzy é programado em linguagem C e adicionado em um bloco

executado pelo software de simulação. Dessa forma, o mesmo código fonte pode ser

aproveitado para ser executado na plataforma experimental. O bloco em C possui uma única

entrada, que é o erro de tensão e uma saída que é o duty-cycle. Este último é comparado a uma

função triangular simétrica a fim de produzir na saída do comparador o sinal de PWM.

O desempenho do controlador é verificado através de simulações com mudanças de

carga e variações em degrau da tensão de entrada, sendo possível então verificar a regulação

dos conversores. A tabela de regras do controlador fuzzy é a mesma para os dois conversores.

Já o fator de ganho , os fatores de normalização e do erro (e) e os fatores de normalização

ce da variação do erro (ce) foram ajustados para determinar o melhor ponto de operação dos

conversores. A Tabela 3 lista os valores selecionados de , e e ce para os dois tipos de

conversores (60 V e 120 V).

Os resultados a seguir, obtidos através de simulações, mostram a capacidade dos

conversores em ajustar as tensões de saída quando submetidos à mudança da carga em seus

terminais de saída. Nas simulações foram utilizadas foram utilizadas fontes de tensões CC

fixas de acordo com a Tabela 2, variando-se somente a carga. A Fig. 17(a) mostra a regulação

da tensão de saída Vo do conversor regulado em 60 V já a Fig. 17(b) mostra a corrente de

saída que é drenada pela carga, que sofre variações durante a simulação. Da mesma forma, a

Fig. 18 mostra a tensão Vo e a corrente de saída Io para a simulação do conversor de 120 V. O

tempo das simulações foi de 2 s e de acordo com os resultados, pode-se verificar a eficiência

do controlador fuzzy proposto quando empregado no controle de conversores de potência.

Tabela 2: Parâmetros dos circuitos - simulação.

Parâmetro Boost - 60 V Boost - 120 V

Indutância L 5 mH 10 mH

Capacitor de saída Ccc 1360 µF 1360 µF

Tensão de entrada VIN 20 V 40 V

Tabela 3: Parâmetros , e e ce do controlador fuzzy.

Boost - 60 V Boost - 120 V

0,003 0,003

e 48 V 96 V

ce 24 V 48 V

Capítulo 3 58

Tempo (s)

(b)

(a)

Ten

são

(v

)C

orr

ente

(A

) 7 WoP 82 WoP 157 WoP 82 WoP

oI

oV

Fig. 17: Conversor boost-60 V submetido a variações de carga.

Ten

são

(v

)C

orr

ente

(A

)

Tempo (s)

(a)

(b)

28 WoP 328 WoP 628 WoP 328 WoP

oI

oV

Fig. 18: Conversor boost-120 V submetido a variações de carga.

59

3.4 Resultados experimentais

O controlador fuzzy proposto é aplicado em um sistema de tempo discreto utilizando

um processador digital de sinal da Texas Instruments (DSP) TMS320F28335. Todos os seis

conversores (três regulando 60 V e outros três regulando 120 V) são testados utilizando uma

frequência de chaveamento de 12 kHz. Os parâmetros do circuito utilizados no protótipo

experimental são os mesmos utilizados na simulação. Entretanto, o fator de ganho foi

ajustado novamente para se obter uma melhor resposta transitória, fazendo =0,003 para

todos os conversores. Os valores de e e ce permaneceram os mesmos das simulações. Os

conversores são agregados em módulos de potência que compõem os inversores multiníveis.

Para isto são necessárias algumas modificações nos módulos originais, conforme a Fig. 19. A

capacitância equivalente C1 e o indutor L estão conectados externamente aos módulos. Já a

capacitância C2, as chaves de potência e a ponte retificadora são localizadas internamente ao

módulo. Os valores capacitâncias e indutâncias são os mesmos da Tabela 2. O valor da

capacitância C1 (Fig. 19) é de 940 µF.

O desempenho dos conversores é então verificado quando os mesmos já estavam

conectados aos barramentos CC dos inversores multiníveis utilizando cargas de 500 W

conectadas no lado CA. Junto aos barramentos CC estão conectadas resistências fixas de

1 kΩ/50 W. Os resultados a seguir, Fig. 20 a Fig. 23, são de dois dos seis conversores boost,

um regulando 60 V e outro regulando 120 V em seus terminais de saída. A Fig. 20 e a Fig. 22

mostram a resposta dos conversores durante a inserção de carga enquanto que a Fig. 21 e a

Fig. 23 apresentam a resposta dos conversores quando ocorre a retirada de carga.

VacEnrolamento

secundário do

transformadorC2

L

Chave boost

VCC

C1

Fig. 19: Disposição dos conversores boost junto aos módulos de retificação e H-bridge.

Capítulo 3 60

IL

Vo


tensão de saída Vo (50 V/div) e corrente no indutor IL (10 A/div); horizontal: 100 ms/div.

IL

Vo



Vo

IL



61


Neste capítulo foi apresentada uma metodologia de projeto de um controlador fuzzy

discreto embarcado em um DSP para o controle de conversores boost utilizados como

interface entre as fontes CC e os barramentos CC de um conversor multinível. O

funcionamento do controlador fuzzy foi avaliado em simulações e, depois disso, ele foi

aplicado experimentalmente fazendo a regulação da tensão de saída dos conversores em

situações com transitórios de carga.

A utilização de valores singletons tabelados torna o método atrativo em aplicações de

controle em tempo real por não requerer muito espaço em memória de um processador e por

possuir um baixo custo computacional durante o processo de defuzzificação.

IL

Vo



63

Capítulo 4

Resultados Experimentais do Sistema

Multinível Aplicado em Sistemas de GD

4.1 Introdução

Este capítulo apresenta alguns resultados experimentais obtidos do protótipo montado

em laboratório. A configuração do sistema de GD está de acordo com o diagrama unifilar da

Fig. 24. Logo, na saída do conversor uma indutância L1 é utilizada como filtro de saída, onde

se conectam cargas locais. A indutância L2 é utilizada como indutância de acoplamento entre

o sistema de GD e a rede de distribuição (127/220 V) que está isolada galvanicamente por um

transformador. Um relé de estado sólido faz a conexão e desconexão da rede de distribuição

ao ponto de acoplamento comum (PAC). No lugar das fontes são utilizados retificadores não-

controlados alimentados por transformadores ligados a rede. Além disso, a Fig. 24 também

mostra as variáveis medidas e, posteriormente, processadas pelo DSP. Entretanto, as cargas

consideradas são puramente resistivas, sem a inclusão de cargas não-lineares.

T1

Conversor

Multinível

Carga

Local

REDE

127/220 V

10 mH

L1

2 mH

1/1

CC

CC

VREDEICARGA

ITOTAL

VPAC

VCC

L2

RELÉ

ICARGA

ITOTAL

VCC

VPAC

VREDE

Aquisição

de

Sinais

A/D

DSP

PULSOS DE

ACIONAMENTO

Fontes

Fig. 24: Diagrama unifilar do sistema de GD utilizando conversor multinível.

Capítulo 4 64

O conversor multinível trifásico é constituído de seis módulos de potência da

SEMIKRON, mostrado na Fig. 25, contendo IGBTs com diodo em antiparalelo, ponte

retificadora não controlada de seis pulsos e circuitos de acionamento com sistema de

intertravamento das chaves de potência. Um microprocessador da Texas Instruments

(eZdsp F28335), Fig. 26, é utilizado para fazer a conversão A/D dos sinais medidos bem

como os algoritmos de transferência de potência, controle e acionamento das chaves

eletrônicas. A frequência de amostragem e modulação é de 12 kHz, iniciando a conversão no

limite máximo do contador de um dos módulos de PWM do DSP que altera a sequência

crescente e decrescente (contagem up-down). Método de acionamento no Apêndice B.

Assim, com alguns testes experimentais utilizando a estrutura montada de acordo com

a Fig. 24, obtiveram-se os resultados que são mostrados na sessão seguinte.

Fig. 25: Conversor de potência.

Fig. 26: Plataforma contendo o microprocessador.

65


4.2.1 Sistema de modulação e sincronismo

Nos primeiros testes realizados com o protótipo multinível busca-se verificar se a

modulação dos inversores está operando adequadamente como também avaliar o algoritmo de

sincronismo utilizado para sincronizar as tensões geradas internamente ao DSP com o sinal de

referência da rede. A Fig. 27 mostra duas das três tensões sintetizadas pelo conversor

multinível, onde uma delas ( aNv ) está sincronizada com o sinal de referência da rede elétrica

( refv ). Esta figura mostra também a geração das tensões com sete níveis e todos eles

apresentando chaveamento em alta frequência.

4.2.2 Inserção de carga local resistiva

A Fig. 28 mostra as tensões fase-neutro aNv e bNv geradas pelo conversor, bem como

as correntes CARGAai e

CARGAbi que circulam na carga durante um transitório de carga local

puramente resistiva. Desta figura pode-se verificar a capacidade de regulação das tensões dos

links CC, evitando o afundamento das tensões do lado CA.

refv

aNv

Fig. 27: Tensões sintetizadas pelo multinível sincronizadas com a rede.Tensões: 100 V/div.;

sinal de referência: 500 mV/div.; horizontal: 5 ms/div.

Capítulo 4 66

4.2.3 Conexão com a rede de distribuição

A seguir são apresentados testes realizados com o conversor multinível trifásico

aplicado a um sistema de geração distribuída conforme a Fig. 24. Neste caso, a GD começa a

operar sincronizando as tensões geradas com as tensões da rede, suprindo somente a potência

demandada por uma carga local. Com as tensões sincronizadas e a potência ativa a ser

transferida para a rede determinada, a GD se conecta com a rede de distribuição com uma

referência de potência a ser transferida igual a zero, como mostra a Fig. 29(a). Após 1 s inicia-

conexãode carga

aNv

bNv

CARGAai

CARGAbi

Fig. 28: Tensões aNv e bNv , e as correntes CARGAai e

CARGAbi durante a adição de carga local.

Tensões: 200 V/div.; correntes: 5 A /div.; horizontal: 5 ms/div.

(a) (b)

aNv

CARGAai REDEAi

conexão

CARGAai

REDEAi

Fig. 29: Tensões de saída do conversor; corrente na carga e na rede durante a conexão e

transferência de potência. (a) tensão: 200 V/div.; correntes: 5 A/div.; horizontal: 5 ms/div.; (b)

tensão 200 V/div; corrente CARGAai : 5 A/div.; corrente

REDEAi : 2 A/div.; horizontal: 20 ms/div.

67

se a transferência de potência ativa (potência reativa igual à zero) da GD para a rede. Essa

transferência é realizada suavemente, levando, em valores aproximados, 1 s para atingir

70,7% da potência de referência, de acordo com a resposta do filtro da Fig. 10. A Fig. 29(b)

mostra a corrente na carga local, com amplitude constante e a corrente injetada na rede

aumentando a amplitude durante a transferência de potência. Já a Fig. 30 mostra todo o

processo explicado anteriormente, iniciando-se quando a GD está desconectada da rede até

realização da transferência de potência. Além disso, esta figura também apresenta um detalhe

da tensão e da corrente medida na rede no momento da conexão da GD com a rede de

distribuição. A corrente distorcida que aparece no detalhe é uma corrente, com componentes

de freqüência diferentes da fundamental, decorrente do acoplamento da GD à rede de

distribuição quando o fluxo de potência estabelecido é igual à zero. Neste caso, a diferença

instantânea entre a tensão de fase do conversor e da rede de distribuição não é zero.

Para mais uma verificação do algoritmo de controle do fluxo de potência, outro teste

realizado foi o de aumento da carga local, que obriga a GD diminuir a potência entregue à

rede conforme a Fig. 31. As tensões fase-fase, abv e bcv , de saída do multinível são mostradas

Transferindo

Potência

Não

Conectado Conectado

CARGAai

REDEBi

Conexão

da GD

ABv

CARGAai REDEBi

Conexão

da GD

Fig. 30: Conexão da GD e transferência de potência. Tensão ABv na rede: 300 V/div.;

correntes CARGAai e

REDEBi : 5 A /div.; horizontal: 500 ms/div.

Capítulo 4 68

na Fig. 31(a) bem como a corrente na carga e o perfil da corrente na rede. A Fig. 31(b) mostra

que a amplitude da corrente da rede começa a diminuir logo após a adição de carga local.


Este capítulo apresenta alguns resultados experimentais de um conversor multinível

trifásico aplicado em sistemas de GD. O desempenho do conversor foi avaliado a partir da

conexão de cargas locais e também da conexão do sistema de GD com a rede de distribuição

disponível no laboratório. Portanto, foi possível verificar que os algoritmos de sincronismo e

de controle do fluxo de potência, propostos no Capítulo 2, funcionam adequadamente.

Os resultados apresentados mostram que as correntes que circulam na carga possuem

um perfil senoidal quase sem distorções por se tratar de carga resistiva, porém, as correntes

injetadas na rede elétrica apresentam distorções, conforme Fig. 31(a). Portanto, fica explícito

que para melhorar o aproveitamento da energia gerada pelas fontes primárias da GD, é

necessário buscar soluções que possam garantir que as correntes injetadas na rede estejam

sem distorções. No caso de somente transferir potência ativa tem que haver a possibilidade de

garantir que as correntes estejam em fase com as respectivas tensões da rede de distribuição.

(a) (b)

abv

CARGAbi

REDEAi

conexão de carga

bcv

REDEAi

conexão de carga

abvbcv

Fig. 31:.Transferência de potência durante o transitório de carga local. Conexão da GD e

transferência de potência. Tensões: 300 V/div.; correntes: 5 A /div.; horizontal: (a) 10 ms/div.;

(b) 500 ms/div.

69

Capítulo 5

Conversor Multinível Conectado à Rede

Como Interface de Fontes Renováveis e

Sistemas Armazenadores de Energia

5.1 Introdução

A topologia multinível utilizada neste trabalho possui em sua configuração dois

módulos inversores H-bridge conectados em série. Considerando um sistema multinível

monofásico operando conectado à rede elétrica e de acordo com o que foi mostrado no

Capítulo 2, é possível que pelo menos um desses inversores opere com uma modulação em

baixa frequência, o que implica em uma redução nas perdas de chaveamento dos dispositivos

eletrônicos. Entretanto, esta modulação em baixa frequência gera uma ampla quantidade de

componentes harmônicos na tensão e na corrente de saída, que é um efeito indesejável, pois se

pretende na maioria dos casos uma corrente na rede em fase com a tensão da rede e com

mínimas distorções (<5%). Para compensar as distorções geradas pelo inversor operando em

baixa frequência, é proposta então a utilização do segundo inversor, que opera em alta

frequência, de tal forma que se possa manter a corrente de saída controlada. Este segundo

inversor opera como uma espécie de filtro ativo conectado em série com o primeiro inversor.

Como se sabe, o sistema multinível tem a função de fazer a interface entre um

conjunto de fontes alternativas e a rede de distribuição. Para que seja possível entregar

somente potência ativa para a rede, é importante que haja um controle da corrente que circula

na rede, a fim de mantê-la em fase, com reduzido conteúdo harmônico e que a potência

transferida seja a mais constante possível. Para controlar a potência entregue à rede elétrica é

essencial que o fluxo de potência por cada um dos módulos H-bridge também seja controlado,

de modo que as oscilações de potência nas fontes geradoras não se transfiram para rede.

Capítulo 5 70

5.2 Modo de operação

Antes de definir uma estratégia de modulação e os níveis de tensão CC, é preciso

entender melhor as limitações físicas do arranjo em cascata. Considerando o exemplo de um

sistema multinível conectado à rede, conforme a Fig. 32, na qual cada módulo ou célula de

potência conecta-se a um conjunto de fontes independentes que formam dois barramentos CC.

Como exemplo se pode considerar um barramento alimentado por painéis fotovoltaicos

(barramento CC-A) e o outro alimentado por baterias (barramento CC-B). Suponha que o

conjunto de painéis fotovoltaicos já possui o seu controle do ponto de máxima potência

(MPPT), podendo ser representado por uma fonte de corrente e o conjunto de baterias também

possui um módulo de controle para carga e descarga, podendo ser representado por uma fonte

de tensão. Assim, os painéis entregam para o respectivo barramento CC a máxima potência

que está sendo gerada enquanto que o carregamento e descarregamento das baterias

dependem da quantidade de potência que se quer transferir para a rede e de quanta potência

está sendo produzida pelos painéis naquele instante. Para isso, é necessário que a potência

instalada dos painéis seja superior à potência média a ser transferida para a rede elétrica e que

caso a potência instalada de baterias seja menor que a dos painéis, deverá esta ser grande o

suficiente para manter a potência transferida para a rede de distribuição constante.

Módulo A

Módulo B

CC_AV

CC_BVg ( )i t

( )Lv t

g ( )v t

AP

BPgP

L

Rede de DistribuiçãoConversor Multinível-1 Fontes

B ( )v t

A ( )v t

o ( )v t

PainéisFotovoltáicos

CClinks

AC

BC

Bancode Baterias

Fig. 32: Conversor multinível monofásico conectado à rede e fazendo a interface para fontes

renováveis (painéis fotovoltaicos) e sistemas armazenadores de energia (baterias).

71

De acordo com as fontes disponíveis e o esquema mostrado na Fig. 32, pode-se

afirmar que a célula de potência conectada aos painéis fotovoltaicos opera de modo

unidirecional, ou seja, toda a potência gerada pelos painéis é transferida, enquanto que a

célula alimentada por baterias opera de modo bidirecional, tal que as baterias possam ser

carregadas e descarregadas quando requerido. Para que este conjunto funcione de forma

confiável, alguns fatores devem ser considerados, como por exemplo: quanto à potência

gerada pelos painéis irá variar; durante quanto tempo se pretende manter a potência

transferida para a rede constante; a capacidade da estrutura de trocar energia sem levar os

módulos inversores à saturação. Esta última depende das tensões CC impostas a cada

inversor.

Portanto, a configuração proposta deve gerenciar o fluxo de potência tal que a célula

H-bridge A entregue a máxima potência ativa disponível no seu barramento CC, enquanto

que a célula H-bridge B opera como um filtro ativo mantendo a corrente quase sem distorções

e em fase com a tensão da rede. Além disso, o sistema multinível deve manter a potência

transferida constante mesmo ocorrendo variações na potência de entrada PA (Fig. 32). Outro

ponto importante a ser considerado é que para uma operação contínua do sistema de geração

distribuída conectado à rede, a potência PA deve ser maior que zero (PA > 0).

A fim de se obter um cos( ) unitário no ponto de acoplamento comum (PAC), a

seguinte condição deve ser satisfeita: a componente fundamental da corrente que circula no

circuito, definida como Ig, deve estar em fase com a componente fundamental da tensão da

rede de distribuição, denominada Vg. Por outro lado, a corrente Ig produz uma tensão VL,

através da indutância L, 90° adiantada conforme (27), consequentemente VL estará 90°

adiantada com relação à Vg, se a condição anterior ( cos( ) 1 ) for satisfeita.

g g g2L LV I X I i f L (27)

Em (27), g2 f é a frequência angular em /rad s , L é a indutância da rede e gf é a

frequência da rede, 60 ou 50 Hz. Assim, é possível estabelecer um diagrama, mostrado na Fig.

33, que representa a situação desejada, na qual somente a potência ativa é transferida para a

rede. Fig. 33, gI e gV são respectivamente as representações fasoriais da tensão e da corrente

da rede, LV é a tensão no indutor, oV é a representação fasorial da tensão fundamental de

saída do conversor multinível e oφ é o ângulo entre a tensão da rede e a tensão de saída do

conversor. Note que o vetor resultante oV é a soma das componentes fundamentais das

Capítulo 5 72

tensões de saída produzidas pelos conversores A e B, ou seja, o A BV V V , onde AV

representa a tensão produzida pelo conversor A (baixa frequência) e BV representa a tensão

produzida pelo conversor B (alta frequência). Assim, a soma A BV V deve produzir um vetor

resultante tal que LV esteja sempre a 90° de gV , para satisfazer a condição de transferência de

potência ativa, de acordo com (28).

A B gLV V V V (28)

5.3 Procedimento de projeto e controle de um sistema

multinível monofásico

Na seção anterior foi apresentada a definição da topologia multinível utilizada no

sistema de GD com as fontes alternativas, bem como uma breve discussão do funcionamento

desta estrutura conectada à rede de distribuição. Ressalta-se que estas informações são

essenciais para se projetar um sistema de controle capaz de operar os conversores dentro de

suas limitações e capacidades. Por isso, esta seção apresenta análises e procedimentos básicos

para se projetar o sistema multinível que servem tanto para definir valores de referência para

parâmetros como tensões nos barramentos CC quanto para definir uma estratégia de

modulação.

5.3.1 Considerações para o projeto

A fim de apresentar um procedimento de projeto, apenas os componentes

fundamentais de corrente e tensão são considerados, pois, supondo que a tensão é sem

distorções, as componentes fundamentais determinam na íntegra o fluxo de potência ativa.

Consideram-se para este projeto, a tensão eficaz nominal da rede de 230 V a sua frequência de

50 Hz, para um sistema elétrico italiano, com as seguintes restrições:

gV

LV

gI

oV

oφ

Fig. 33: Diagrama de transferência de potência ativa.

73

A potência máxima (PAmáx) e a potência minima (PAmín) gerada pelos painéis

são iguais a 5 kW e 3 kW, respectivamente;

A potência (Pg) a ser transferida para a rede é mantida igual a 4 kW.

Assim, com uma geração fotovoltaica variando de PAmín a PAmáx, a potência

processada pelo inversor B em função da potência PA será a seguinte:

PB(PA) = Pg – PA. (29)

Como mencionado anteriormente, a potência PB, processada pelo inversor B, será

absorvida ou fornecida pelo conjunto de baterias, determinando assim as etapas de carga e

descarga de acordo com as variações da potência gerada pelos painéis. Entretanto, de acordo

com (29), a máxima potência PB em magnitude é 1 kW, ou seja, PBmax = +1 kW, e

PBmin = −1 kW, tal que o sistema de GD funcione da seguinte forma:

Quando PA = Pg, PB = 0, ou seja, quando a potência gerada pelos painéis

fotovoltaicos for igual à potência de referência Pg, o inversor B não troca

energia;

Quando g Bmax A g( )P P P P , B 0P , ou seja, quando a potência gerada

pelos painéis for menor que a potência a ser transferida, o inversor B transfere

energia das baterias;

Quando g A A max P P P , B 0P , ou seja, a potência transferida para a rede

permanece constante e o excedente é drenado pelo inversor B para carregar as

baterias.

Note que para valores de PA fora dos intervalos mencionados acima, ou quando o

estado de carga das baterias não permite mais absorção/injeção de potência, a potência de

referência Pg deve ser mudada para que o sistema GD funcione adequadamente. Isto pode ser

feito adicionando-se, ao controle dos conversores, algoritmos simples para se obter este tipo

de gerenciamento. Mas, por enquanto, esta etapa do trabalho é focada somente no objetivo

principal que é transferir potência ativa constante.

Seja cos( ) 1 , Vg = 230 V (tensão de linha) e Pg = 4 kW (potência de referência da

rede), pode-se afirmar que a corrente rms da rede é

g

g

g

17,391 P

I AV

, (30)

e a queda de tensão no indutor de acoplamento L é dada por (27), onde g 50f Hz é a

frequência da rede.

Capítulo 5 74

Com base nas informações anteriores e considerando somente as componentes

fundamentais de tensão e corrente, são delineadas duas estratégias de controle para o inversor

A conectado aos painéis fotovoltaicos. A primeira estratégia é para um sistema de modulação

de fase e a segunda análise é para um sistema de modulação de amplitude da tensão de saída

do conversor A. No entanto, enfatiza-se que as duas modulações (amplitude ou fase)

determinam a quantidade de potência que o inversor A transfere para a rede elétrica com base

na diferença da tensão do seu respectivo barramento CC com a referência desejada. Através

desta análise, é possível determinar qual estratégia é mais adequada para o controle do

inversor A. Além disso, ela permite a determinação de alguns parâmetros, tais como tensões

fundamentais eficazes e seus ângulos de operação, e também as tensões de barramento CC

para ambos os módulos H-bridge, de modo que a configuração multinível proposta opere

adequadamente sem saturar.

5.3.2 Primeira estratégia de controle para o inversor A: modulação de fase

A seguir, é discutida uma estratégia de modulação para variar a fase da tensão gerada

pelo inversor A. Através dos dados anteriores é possível determinar a tensão fundamental

eficaz mínima para o inversor A, fazendo:

A máxA1 mín

g

287,5 VP

VI

, (31)

na qual A1 mínV é o valor mínimo da componente fundamental da tensão de saída do inversor

A, A máxP é a máxima potência da fonte primária (inversor A) e gI é a corrente eficaz

desejada na rede. Assim, pode-se definir um valor de tensão superior para evitar a saturação,

como por exemplo:

A1 290 VV . (32)

Conhecendo-se os valores de VA1, Ig e PA, para uma potência PA variando de 3 kW a

5 kW, pode-se determinar o ângulo Aφ (ângulo de VA1) que corresponde à potência PA,

1 AA A

g A1

φ ( ) cosP

PI V

. (33)

Assim, A mín A A máx

180φ φ ( ) 7,529

πP e A máx A A mín

180φ φ ( ) 53,5

πP são os

valores mínimo e máximo de Aφ em graus, respectivamente. Dessa forma, o inversor A deve

75

ajustar a sua fase de acordo com a seguinte lei, ilustrada na Fig. 34, de maneira a obter o fluxo

de potência desejado.

A fim de manter o controle da corrente, é necessário determinar os valores

fundamentais eficazes, da tensão de saída VB, que o inversor B necessita fornecer em seus

terminais. A partir de (32) e (33), segue-se que

A Aφ ( )A A A1( )

i PV P V e

, (34)

e da Fig. 33 e (27) tem-se que

o g LV V V , (35)

onde o A BV V V . Portanto, a tensão que inversor B precisa fornecer em relação à potência

PA e a indutância L, é dada por:

B A g A A( , ) ( ) ( ) LV P L V V L V P . (36)

Para se determinar os valores de VB é necessário obter o valor de VL em função da

indutância L. Entretanto, assumem-se valores de indutância de 1 mH a 20 mH em (27).

Substituindo a equação (27) em (36), é possível determinar os valores mínimos necessários de

VB (valores de grandeza máxima), conforme mostra a Fig. 35, para PA igual a 3 kW, 4 kW e

5 kW.

Observando-se a Fig. 35, é possível notar que o pior caso é para PA = 3 kW, e que a

tensão VB diminui conforme a indutância aumenta. Para uma indutância L igual a 10 mH, a

Fig. 36 mostra a magnitude (a) e o ângulo de fase (b) da tensão VB em funções da potência PA

processada pelo inversor A.

3000 3500 4000 4500 50000

10

20

30

40

50

60

70

AA

φ [g

raus]

P

A [W]P

Fig. 34: Ângulo da tensão em graus em relação à potência PA a ser transferida.

Capítulo 5 76

Depois de determinar os valores de VA, VB e os seus respectivos ângulos em relação à

potência PA, é possível gerar um gráfico fasorial, Fig. 37, em coordenadas polares para

melhor visualizar os pontos de operação do conversor multinível em regime permanente.

Analisando em detalhe a Fig. 37, é possível fazer as seguintes observações: devido ao padrão

de modulação em baixa frequência de deslocamento de fase, a componente fundamental da

tensão, produzida pela célula de maior potência (inversor A) e representada por VA, possui

sempre a mesma amplitude, porém um ângulo Aφ variável, gerando um setor circular que

representa todas as posições possíveis do fasor VA conforme PA sofre alterações. Enquanto

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 2040

60

80

100

120

140

160

180

200

220

240

L [mH]

|VB

| [V

]

PA

= 3 kW

PA

= 5 kW

PA

= 4 kW

L= 10 mH

Fig. 35: Valores máximos em magnitude de VB em relação à indutância L.

3000 3500 4000 4500 500050

100

150

200

|VB

(PA

)| [

vo

lts]

PA

[watts]

3000 3500 4000 4500 5000-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

PA

[watts]

(a) (b)

Fig. 36: Magnitude e ângulo da tensão eficaz que o inversor B necessita gerar – L=10 mH.

77

isso, o fasor VB assume valores diferentes de amplitude e de ângulo, de modo a manter a

defasagem de 90° entre VL e Vg.

A partir da Fig. 36, da Fig. 37 e de (36), é possível verificar e determinar que o

inversor B deve gerar pelo menos o seguinte valor eficaz de tensão, sem incorrer em

saturação:

B mín B A mím( ) 187,515 VV V P . (37)

Além disso, pode-se verificar se a potência que deve ser fornecida pelo inversor B,

encontrado em (29), é a mesma PBres calculada por (38). Ambas podem ser vistas na Fig. 38.

B res A B A g B A( ) ( ) cos φ ( )P P V P I P (38)

Resumindo, pode-se afirmar que o valor eficaz da componente fundamental VA é fixo,

enquanto que o valor eficaz da componente fundamental de VB é variável de modo a manter a

corrente Ig constante e em fase com a tensão da rede Vg, transferindo a potência máxima

disponível no barramento CC_A e mantendo a Pg constante.

100 200

30

210

60

240

90

270

120

300

150

330

180 0 3000

VLVg

VA

VB

Fig. 37: Modulação de fase: posisionamentos de VA e VB para manter uma corrente em fase

com a tensão da rede.

Capítulo 5 78

Eliminação de harmônicos associada a modulação de fase

A técnica de modulação (square-waveform modulation) apresentada nesta seção

consiste na geração de um pulso retangular de tensão a cada meio ciclo, com uma largura fixa.

Assim, é possível otimizar o ângulo de comutação, a fim de eliminar um determinado

componente harmônico da tensão. Na Fig. 39, uma forma de onda genérica, que pode ser

gerada pelo inversor A, é mostrada. Assumindo-se uma simetria ímpar de um quarto do

comprimento de onda e uma amplitude unitária, os coeficientes da série de Fourier na com

relação ao ângulo α são dados por:

4

cos αna nn

. (39)

3000 3500 4000 4500 5000-1000

-500

0

500

1000P

B [

W]

, P

B r

es [

W]

PA

[W]

PB

PB res

Fig. 38: Verificação da potência PB em relação à potência PA – modulação de fase.

α

1

0

-1

2π

π-α

π

Pulso

0

Vg

Aφ

Fig. 39: Forma de onda de saída do inversor A (amplitude normalizada).

79

Impondo a equação (39) igual à zero, obtém-se a solução para o ângulo de disparo,

que elimina a harmônica de ordem n selecionada. Considerando 3n , por exemplo, a

escolha para eliminar o terceiro componente harmônico da tensão, obtém-se

1cos 0

α 303

, (40)

como o ângulo de disparo a ser adotado no caso de modulação de fase. Além disso, pode-se

dizer que se trata de um ângulo ideal, pois se sabe que cos α 0n para o argumento αn

igual a 90°, 270° e todos os seus equivalentes. Assim, a escolha de α 30 elimina não só a

terceira harmônica, mas todos os componentes que satisfazem a relação

cos 30 0n , (41)

ou seja, os componentes harmônicos de ordem 3, 9, 15, 21, 27, 33, , , +6m m .

5.3.3 Segunda estratégia de controle para o inversor A: modulação de amplitude

A seguir, é discutida uma segunda estratégia de modulação para variar a tensão

fundamental de saída do inversor A. Como afirmado na secção anterior, a tensão fundamental

para o inversor A é determinada por (31). No entanto, como a amplitude da tensão

fundamental do inversor A sofre variações de acordo com a modulação, o seu ângulo de

operação pode ser fixado e determinado de acordo com a seguinte expressão:

1 A maxA op

g A1

180φ cos 7.529

P

I V

, (42)

sendo A opφ o ângulo de operação de VA, A máx 5 kWP , g g gI P V e A1 290 VV .

Consequentemente, os valores eficazes de A1V em função da potência AP podem ser

calculados por

A

A1 op A

g A op

( )cos φ

PV P

I

, (43)

onde PA varia de 3 kW a 5 kW. Então, o inversor A tem que modular a sua tensão de saída

fundamental de acordo com a seguinte lei (44), ilustrada na Fig. 40.

A opφ

A op A A1 op A( ) ( )i

V P V P e

(44)

De forma semelhante ao caso anterior, a fim de manter o controle de corrente, o

inversor B precisa fornecer a tensão dada por:

Capítulo 5 80

B A g A op A( , ) ( ) ( ) LV P L V V L V P . (45)

E assumindo valores de indutância de 1 mH e 20 mH é possível determinar os respectivos

valores de operação para VB (valores máximos em magnitude) em relação à potência PA e L.

Esboçando as curvas somente para PA igual a 3, 4 e 5 kW, Fig. 41, escolhe-se um valor

intermediário para L.

Extraindo a magnitude B A( , )V P L e o ângulo de fase B Aφ ( )P de B A( , )V P L para

10 mHL é possível obter os gráficos mostrados na Fig. 42. A Fig. 42(a) mostra os valores

eficazes da tensão que o inversor B precisa gerar em seus terminais de acordo com a potência

que está sendo transferida pelo inversor A, enquanto que a Fig. 42(b) apresenta o ângulo da

tensão fundamental VB para que seja possível manter a corrente Ig em fase com a tensão Vg e

transferir somente potência ativa. Além disso, pode-se perceber que, quando a potência PA é

aproximadamente 4 kW, a magnitude de VB alcança os mínimos valores e a sua fase é,

praticamente, 90° com relação à tensão da rede Vg. Isto significa que o inversor A está

gerando uma tensão fundamental muito próxima da tensão da rede, como pode ser visto na

Fig. 40, ou, em outras palavras, a projeção A1 Acos(φ )V é exatamente a tensão da rede quando

PA=4 kW.

Desprezando-se os estados transitórios, constrói-se um gráfico em coordenadas

polares, Fig. 43, na qual é possível visualizar melhor a operação em regime do conversor

multinível com a estratégia de modulação de amplitude do inversor A. Fixando o ângulo de

fase do fasor VA e variando a sua amplitude, de acordo com a potência PA, o inversor B pode

trocar energia variando a amplitude e o ângulo de fase da sua tensão fundamental. Isto pode

ser verificado inspecionando-se os lugares geométricos gerados pelos fasores VA e VB na Fig.

3000 3500 4000 4500 5000150

200

250

300V

A1

op [

V]

PA

[W]

Fig. 40: Tensão fundamental eficaz do inversor A em função da potência PA.

81

43. Então, é possível afirmar que o inversor B deve gerar pelo menos a seguinte tensão eficaz

sem sofrer saturação:

B min B A mim( ) 65,726 VV V P , (46)

Além disso, pode-se verificar se a potência que deve ser fornecida pelo inversor B,

encontrado em (29) é a mesma que PBres calculada por (47). Ambas PB e PBres estão

representadas na Fig. 44.

B res A B A g B A( ) ( ) cos φ ( )P P V P I P (47)

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

20

40

60

80

100

120

L [mH]

|VB

| [V

]

PA

= 3 kW

PA

= 5 kW

PA

= 4 kW

L= 10 mH

Fig. 41: Valores máximos em magnitude de VB com relação a indutância L.

3000 3500 4000 4500 500020

30

40

50

60

70

| V

B(P

A)|

[V

]

PA

[W]

3000 3500 4000 4500 50000

50

100

150

200

PA

[W]

(a) (b)

Fig. 42: Magnitude e ângulo da tensão que inversor B precisa gerar – L=10 mH.

Capítulo 5 82

5.4 Definição dos parâmetros e escolha do método

A seção anterior apresenta a análise da modulação de amplitude para controlar o

inversor A, bem como alguns critérios de funcionamento que devem ser considerados no

projeto do conversor multinível. Analisando os dois casos de modulação, pode-se verificar

que o controle de amplitude (segundo caso) exige menos esforços do inversor B, comparado

ao controle de fase (primeiro caso). Isto pode ser determinado, tanto analisando os resultados

mostrados na Fig. 37 e Fig. 43, quanto se comparando a Fig. 36(a) e a Fig. 42(a). No segundo

caso, observa-se que quando o conversor A transfere a mesma potência de referência da rede,

ou seja, PA = 4 kW, a tensão VB é mínima, enquanto que no primeiro caso a tensão VB é

100 200

30

210

60

240

90

270

120

300

150

330

180 0 3000

VL

Vg

VAVB

Fig. 43: Modulação da amplitude: posições de VA e VB para controlar a corrente.

3000 3500 4000 4500 5000-1000

-500

0

500

1000

PB [

W]

, P

B r

es [

W]

PA

[W]

PB

PB res

Fig. 44: Verificação da potência PB em relação a PA – modulação de amplitude.

83

mínima quando a potência PA é máxima, ou seja, 5 kW. Além disso, uma menor VB implica

em uma menor potência aparente processada pelo inversor B. Por isso que, neste caso, a

modulação de amplitude é a mais adequada para ser aplicada.

Destacando mais uma vez que os inversores A e B operam conectados em série,

configurando uma topologia multinível em cascata e que o inversor A é modulado em baixa

frequência com uma onda quadrada a 50 ou 60 Hz, transferindo sempre a máxima potência

disponível em seu barramento CC. Assim, o controle deve variar a razão cíclica da tensão

quadrada aumentando e/ou diminuindo o ângulo de disparo das chaves que, por conseguinte,

aumenta ou diminui a amplitude da componente fundamental da tensão de saída do inversor

A, enquanto mantém a tensão no barramento CC regulada de acordo com sua referência.

Como a tensão de saída do inversor A é uma onda quadrada, a corrente CA que circula possui

um elevado conteúdo harmônico. Portanto, é conveniente que a tensão no barramento CC do

inversor A seja a menor possível, para que o inversor B possa compensar de maneira mais

eficaz um maior número de componentes harmônicos na corrente. A determinação da tensão

do barramento CC pode ser feita de uma maneira simples. Utilizando a equação de Fourier

para determinação da componente fundamental de uma onda quadrada, pode-se,

primeiramente, determinar a tensão CC mínima fazendo:

CC_A_mín A1 2 322,109 V4

V V

. (48)

Assim, escolhe-se um valor ligeiramente mais elevado como segue.

CC_A 330 VV . (49)

Uma vez que foi determinada a tensão DC_AV , é possível estabelecer uma função de

modulação (50) que determina os ângulos de acionamento de acordo com a potência PA.

A1 op A1

A

CC_A

2α cos

4

V PP

V

. (50)

Onde A1 op AV P é a tensão eficaz fundamental do inversor A em função de PA, CC_AV é a

tensão no barramento no seu CC e Aα P é o ângulo de acionamento relacionado à potência

PA.

Considerando o ângulo A opφ , Aα P e CC_AV pode-se determinar a tensão instantânea

do inversor A para os dois casos extremos: A A maxP P e A A mimP P ; mostradas na Fig. 45.

Capítulo 5 84

Note que, as tensões instantâneas são plotadas em relação ao ângulo (ângulo de referência

da rede), e as mesmas estão adiantadas de A opφ (ângulo fixo) com relação à

Agora que a tensão CC_AV está determinada e conhecendo-se a forma de onda da

tensão de saída do inversor A, o próximo passo é definir a tensão do barramento CC do

inversor B. Aqui vale ressaltar que este inversor deve operar com uma modulação PWM em

alta frequência e seu controle deve ser completamente independente do sistema de controle do

inversor A. O inversor B, neste caso, precisa operar com um controle de corrente de modo a

compensar distorções na corrente da rede e ajustar a sua fase para fornecer a máxima potência

ativa para a rede. Além disso, sabe-se que o valor mínimo para a tensão fundamental eficaz do

inversor B, definida em (46), é 65,726 V. Entretanto, antes de se definir um valor para a

tensão CC_BV , é aconselhável analisar o seguinte:

A tensão CC_BV deve ser grande o suficiente para que o controlador de corrente

consiga compensar um considerado número de harmônicos e manter a corrente

controlada sem levar o conversor à saturação.

CC_B o g A A máx θ, θ,V v P v P , onde o gθ,v P é a tensão fundamental

instantânea a ser gerada pelo multinível em sua saída de acordo com a potência

Pg; A Aθ,v P é a tensão de saída instantânea do inversor A (Fig. 45), e θ é o

ângulo de referência da rede.

Considerando os casos extremos ( A A máxP P e A A mímP P ), a segunda condição pode

ser mais bem visualizada na Fig. 46 e na Fig. 47. Estas figuras mostram a estimação da

0 1.05 2.09 3.14 4.19 5.24 6.28-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

rad

A A máxθ, v P

A A mínθ, v P

AA

θ,

[V

]v

P

Fig. 45: Tensão instantânea do inversor A: A A máxP P ; A A mímP P .

85

componente fundamental da tensão de saída do conversor multinível ( o g Lv v v ), com uma

defasagem de oφ e mostram B_ref o Av v v †, o que é a média que o inversor B deve gerar. A

forma de onda de B_refv é uma estimativa da resposta que o controlador do inversor B deve

fornecer em sua saída como referência para o modulador PWM. Portanto, através de uma

análise gráfica, é possível encontrar uma relação que determina valores mínimos para a tensão

CC_BV (tensão no barramento CC do inversor B). Quando A A mímP P , Fig. 46, pode-se

calcular o seguinte:

CC_B_mín 1 o A mín2 sin α 284,6364 VV V P , (51)

onde oV é o valor de o gθ,v P e A mínα P é o ângulo de acionamento do inversor A.

Similarmente, para A A máxP P , na Fig. 47, pode-se calcular o seguinte:

CC_B_mín 2 o A máx A A máx2 sin α θ, 282,1020 VV V P v P . (52)

Comparando (51) e (52), é possível perceber que, em valores aproximados, a tensão

CC mínima exigida para o inversor B é 284,6364 V. Desta forma, para evitar a ocorrência de

saturação, é aconselhável a utilização de um valor superior para CC_BV , como por exemplo:

CC_B 300 VV . (53)

† Valor de referência obtido de forma analítica para fins de análise, não sendo utilizado para fins de controle.

0 1.05 2.09 3.14 4.19 5.24 6.28-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

rad

B_ref Amínθ, v P

máx

o gθ, v P

oφ


potência PA = PA mín.

Capítulo 5 86

5.5 Determinação das funções de transferência e projeto

dos controladores PI

O modo de operação do conversor multinível proposto requer duas malhas de controle

independentes, uma para a regulação da tensão CC do inversor A, utilizando modulação de

amplitude, e a outra malha para controlar a corrente de saída do multinível pelo inversor B.

Por isso, um procedimento de projeto clássico utilizando o controlador PI (proporcional

integral) é apresentado como solução para as malhas de controle da corrente e da tensão, uma

vez que este controlador garante erro em regime permanente pequeno (RASHID, 2001). É

importante ressaltar que a modelagem aqui discutida assume que as duas malhas de controle

operem com larguras de banda muito diferentes. Em particular, a malha de controle de

corrente, construída em torno do inversor B, é assumida como sendo muito mais rápida do

que a malha de tensão, construída em torno do inversor A.

A suposição anterior permite negligenciar as interações entre as duas malhas. Além

disso, na modelagem da malha de tensão, assume-se que a corrente que circula através do

conversor e da rede é mantida constante em amplitude e em fase com a tensão da rede

inclusive durante os transitórios do inversor A. Esta afirmação é significativa apenas se a

malha de corrente pode ser considerada, em termos práticos, instantânea em relação à malha

de tensão. Da mesma forma, quando se considera a malha de controle de corrente do inversor

0 1.05 2.09 3.14 4.19 5.24 6.28-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

rad

B_ref Amáxθ, v P

o gθ, v P

máx

oφ


potência PA=PA máx.

87

B, assume-se que o funcionamento do inversor de A é insensível aos ajustes rápidos

determinados pela malha de corrente. O que significa que pulsos da tensão de onda quadrada

podem ser tratados como uma perturbação estática para a malha de corrente.

5.5.1 Inversor A: malha de controle da tensão no barramento CC

O controle de tensão do barramento CC é feito ajustando-se a pequena quantidade de

energia que flui através do capacitor CC. O controlador de tensão na realidade determina a

quantidade de energia transferida a partir da fonte CC para a rede, compensando assim as

perdas de comutação e condução. Em regime permanente, PA (potência disponível no

barramento CC) deve ser igual à soma das perdas do conversor e a potência transferida à rede.

Portanto, ignorando-se as perdas do conversor, o balanço de energia do sistema pode ser

definido conforme (54):

AC

A g

dEP P

dt . (54)

Em (54), A

2C CC _ A

1

2AE C V é a energia armazenada no capacitor AC , Fig. 32, e gP é a

potência ativa entregue para a rede sob a hipótese de cos 1 . Assim, pode-se reescrever

(54) como

2

A CC _ A A g

1

2

dC V P P

dt . (55)

A variável de controle CC _ AV é considerada como sendo igual à superposição de uma

componente em regime permanente e uma componente de pequenos sinais:

CC_ A CC_ A CC_ AV V v . (56)

Substituindo (56) em (55), considerando AP como sendo um distúrbio estático em regime

permanente e resolvendo o equacionamento através de uma análise para pequenos sinais, o

resultado é:

AP 2g A CC _ A

1

2

dp C V

dt 2

CC _ A

cte

v 0

CC _ A CC _ A

A CC _ A CC _ A

2

V v

dC V v

dt

(57)

A tensão fundamental do inversor A é determinada pela relação de Fourier:

Capítulo 5 88

A1 CC _ A

4cos α

2V V

, (58)

sendo α o ângulo de comutação da onda quadrada. Como pode ser visto, (58) é uma equação

não-linear, pois a variável de controle α aparece como argumento de uma função cosseno.

Derivando parcialmente (58) em função de _ ACCV e α e reescrevendo-a em termos da

aproximação de pequenos sinais, tem-se que

CC _ A

A1 CC _ A

44cos α sin α α

2 2

Vv v

, (59)

onde α é o ângulo de operação (um valor fixo) e α é a saída do controlador.

Considerando a corrente da rede gI constante, é possível determinar uma expressão

para a potência ativa gP em termos de pequenos sinais como segue

g A1 A op gcos φp v I , (60)

sendo A opφ o ângulo de operação da tensão de saída do inversor A. Portanto, substituindo

(59) em (60) e (60) em (57), com uma manipulação algébrica consegue-se chegar na seguinte

expressão em termos da Transformada de Laplace,

CC _ A

CC _ A

CC _ A

A

g A op

1tan α

α 21

4 cos α cos φ

vG s s V

VsC

I

. (61)

A equação (61) representa a função de transferência entre o ângulo de modulação e a

tensão no barramento CC. De forma a simplificar (61) é definido G _ A tan αCCk V e

g A op

pG

A CC _ A

4 cos α cos φω

2

I

C V

, assim, tem-se que

G

pG

1ω

kG s

s

, (62)

na qual Gk e pG1 ω representam o ganho e a constante de tempo da planta, respectivamente.

A Fig. 48 mostra o diagrama de blocos que representa a planta associada ao

controlador em malha fechada. O bloco do controlador é representado por um regulador

89

proporcional integral (PI), cujos parâmetros KP e KI são determinados na sequência. A saída

do regulador é o ângulo de comutação α e GTV é o ganho do transdutor de tensão.

Dado o diagrama de blocos da Fig. 48, é possível se determinar os ganhos do

regulador pelo seguinte procedimento (BUSO; MATTAVELLI, 2006): primeiro tem-se que

determinar o ganho em malha aberta da planta. Isto é feito pela conexão em cascata de todos

os blocos (63).

M G

pG

1

1ω

IOL P TV

KG s K k G k

ss

(63)

Impondo a magnitude de (63) igual a um na frequência ωCR de cruzamento desejada,

tem-se

M G

pG

1 1ω 1 1

ωω1

ω

IOL CR P TV

CRP CR

KG j K k G k

jK j

. (64)

Rearranjando (64) resulta que

2

p

2M G

ωω 1

ω1

1 ω

CRCR

G

I

TVP

CR

I

Kk G k

K

K

(65)

O parâmetro KP pode então ser calculado considerando a margem de fase em malha

aberta e fazendo-a igual a φm . De (63) encontra-se

( )PI s*

_ ACCV _ ACCVAI

P

KK

s

TVG

α( )G s

Fig. 48: Diagrama de blocos da malha de controle do inversor A.

Capítulo 5 90

1 1φ

p

ωm tan tan ω

2 ω

CR PCR

G I

K

K

, (66)

que resulta em

1φ

p

ωtan m tan

ω 2 ω

CRIP

CR G

KK

(67)

Considerando o caso cuja potência é máxima, ou seja, A A máxP P , A máxα α P e

utilizando os parâmetros listados na Tabela 4, calculam-se os valores de KP e KI resolvendo o

sistema de equações formado por (65) e (67). Utilizando uma frequência de cruzamento CRω

igual a um décimo da frequência de comutação (no caso 50 Hz) e uma margem de fase φm

igual a 72°, tem-se:

-313,4 10PK (68)

0,5858 HzIK (69)

A Fig. 49 apresenta o diagrama de Bode para o ganho da planta em malha aberta, cuja

frequência de cruzamento e a margem de fase escolhidas podem ser verificadas.

-60

-40

-20

0

20

40

60

Mag

nit

ude

(dB

)

10-1

100

101

102

103

104

-135

-90

-45

0

Fas

e (g

raus)

Diagrama de BodeGm = Inf , Pm = 72 deg (at 31.4 rad/s)

Frequência (rad/s)

G(s)

PI(s)

GOL

G(s)

PI(s)

GOL

Fig. 49: Diagrama de Bode de G(s), PI(s) e do ganho em malha aberta.

91

Tabela 4: Parâmetros do controlador de tensão.

Capacitância do link CC, AC 2000 (μF)

Tensão CC de referência, CC _ AV 330 (V)

Potência de referência da rede, *gP 4000 (W)

Ângulo de operação, α 0,219 (rad)

Margem de fase, φm 72°

Ganho do transdutor de tensão, TVG 1

Frequência de cruzamento, CRω 10 (rad)

5.5.2 Inversor B: malha de controle da corrente de saída

O inversor B deve trabalhar como um filtro ativo em série utilizando uma modulação

PWM pra realizar o controle da corrente Ig da rede. Inicialmente, a corrente de referência é

sincronizada com a tensão da rede para assegurar um fator de potência unitário utilizando um

PLL (MARAFÃO et al., 2005; ROCABERT et al., 2011). Neste caso, a referência é constante

e é dada por:

*

g

g REF

g

θ 2 sin θP

IV

, (70)

onde Pg* é a potência ativa de referência, Vg é a tensão de linha da rede e θ é o ângulo

fornecido pelo PLL. O erro entre a corrente gerada Ig e a corrente de referência é processado

por um controlador PI. Em seguida, o erro de saída de corrente é comparado com uma forma

de onda triangular simétrica, a fim de gerar os sinais de acionamento das chaves de potência.

A portadora triangular possui uma amplitude fixa ( _ 1m pkV ) e também uma frequência fixa.

A função de transferência entre a tensão do inversor B e a corrente da rede é dada por:

1

I GIG s ks L

, (71)

onde _ B2GI DCk V é o ganho do conversor e 10 mHL é a indutância de acoplamento.

Observe que, ao considerar (71) se está negligenciando a presença de inversor A. Com base

nas suposições anteriores, a sua operação aparece como uma perturbação estática injetada na

malha de controle da corrente.

Capítulo 5 92

O diagrama de blocos da Fig. 50 representa a malha de controle da corrente para o

inversor B, sendo todos os componentes representados pelas suas respectivas funções de

transferência e/ou ganhos.

O projeto dos ganhos KP e KI para o controlador de corrente foi realizado utilizando o

mesmo procedimento utilizado para o controlador de tensão do link CC, (64). Desta forma,

obtêm-se as seguintes equações

2

2MB G

φ

ω1

1 tan m

CRI

I TI

LK

k k G

, (72)

φtan mω

IP

CR

KK . (73)

sendo MB _1 m pkk V o ganho da portadora triangular, TIG o ganho do transdutor de

corrente. A frequência de cruzamento ωCR para a malha de controle da corrente é escolhida

um décimo da frequência de chaveamento fs. Considerando os parâmetros listados na Tabela

5, encontram-se os seguintes valores para os ganhos do controlador PI:

-29,96 10PK (74)

203,3250 HzIK (75)

A Fig. 51 mostra o diagrama de Bode do ganho em malha aberta, onde é possível

verificar que a frequência de cruzamento ωCR e a margem de fase φm são as mesmas

escolhidas para no projeto do controlador. Esta figura também apresenta o diagrama de Bode

da função de transferência da planta e do controlador PI.

( )PI s

REFgI gIgI

IP

KK

s

TIG

Modulador PWM

1

s L

( )IG s

_ B2 DCVMBk

Fig. 50: Diagrama de blocos da malha de controle da corrente.

93

5.6 Resultados de simulações

Os resultados de simulações usando PSIM®

para o circuito de potência e controle

foram obtidos utilizando um sistema de controle para o conversor multinível gerido por um

bloco em C++ em um sistema de tempo discreto. Uma estrutura multinível monofásica em

cascata é utilizada para transferir potência ativa para a rede de distribuição e também manter o

controle da corrente.

Tabela 5: Parâmetros do controlador de corrente.

Tensão no link CC, _ BDCV 300 (V)

Indutância de acoplamento, L 10 (mH)

Frequência de chaveamento, fs 10 (kHz)

Margem de fase, φm 72

Ganho do transdutor de corrente, TIG 1

Ganho da portadora de PWM, MBk 1

Frequência de cruzamento, ωCR 2000 (rad)

-50

0

50

100

102

103

104

105

106

-180

-135

-90

-45

0

Diagrama de BodeGm = -Inf dB (at 0 rad/s) , Pm = 72 deg (at 6.28e+003 rad/s)

GI (s)

PI(s)

G OL

GI (s)

PI(s)

G OL

Mag

nit

ude

(dB

)F

ase

(gra

us)

Frequência (rad/s)

I

I

Fig. 51: Diagrama de Bode de GI(s), PI(s) e do ganho em malha aberta.

Capítulo 5 94

A Fig. 52 mostra as potências PA, PB e Pg bem como a tensão VDC_A no link CC e a

corrente que circula na rede multiplicada por dez. A simulação começa com PA=3 kW,

consequentemente, PB é ajustada para entregar 1 kW das baterias de modo a manter 4 kW

transferidos para a rede. Em 0,4 s a potência PA muda para 4 kW, fazendo PB = 0, ou seja, o

inversor B não recebe nem injeta potência, mas mantém a corrente controlada. Em 0,7 s PA é

definida como 5 kW e, neste caso, o inversor B absorve 1 kW (PB=-1 kW) para o seu link CC.

Como pode ser visto em todas as situações, a amplitude da corrente da rede e a potência

média são mantidas constantes. Além disso, é possível verificar que o inversor A é capaz de

manter a sua tensão CC controlada.

O comportamento do controlador PI de corrente pode ser observado a seguir em Fig.

53(a), Fig. 54(a) e Fig. 55(a), onde são mostradas a tensão e a corrente na rede para PA igual a

3 kW, 4 kW e 5 kW, respectivamente. Observe que elas estão em fase e a corrente da rede é

praticamente senoidal. No entanto, é possível observar picos nos sinais de corrente devido ao

alto dv/dt imposto pela tensão de saída do inversor A. As tensões geradas pelos módulos

individualmente e a saída do controlador de corrente também são mostradas em Fig. 53(b),

Fig. 54(b) e Fig. 55(b).

PA (W) PB_medio (W) Pg_medio (W)

0K

-1K

-2K

1K

2K

3K

4K

5K

6KPA (W) AVG(PB) (W) AVG(Pg) (W)

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2

Time (s)

0

-200

-400

200

400

VDC_A (V) Ig*10 (A)

VCC_A(V) Ig*10 (A)

0K

-1K

-2K

1K

2K

3K

4K

5K

6KPA (W) AVG(PB) (W) AVG(Pg) (W)

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2

Time (s)

0

-200

-400

200

400

VDC_A (V) Ig*10 (A)

Tempo (s)

Fig. 52: Potências PA e PB; potência entregue a rede Pg; tensão VCC_A; e corrente na rede.

95

(a) (b)



controlador de corrente 1V/div. Horizontal: 5 ms/div.

(a) (b)




Giovani GP

Typewritten Text

Vg

Giovani GP

Typewritten Text

Giovani GP

Typewritten Text

Ig

Giovani GP

Typewritten Text

Vg

Giovani GP

Typewritten Text

Ig

Giovani GP

Typewritten Text

VA

Giovani GP

Typewritten Text

Giovani GP

Typewritten Text

VB

Giovani GP

Typewritten Text

VA

Giovani GP

Typewritten Text

VB

Capítulo 5 96

A Fig. 56 Mostra um zoom na FFT da corrente calculada pelo programa PSIM®

quando PA é 4 kW, com uma taxa de distorção harmônica (THD) menor que 5%. Quanto à

THD da corrente, existem diversas normas internacionais que regem a quantidade de

harmônicas que um conversor de GD pode injetar na rede, tais como a IEEE Std 929-2000

(IEEE, 2000)e a IEEE Std 1547-2003 (IEEE, 2003). Ambas prescrevem que o limite de

injeção harmônica de corrente deve atender ao prescrito pela norma IEEE Std 519-1992

(IEEE, 1992), a qual impõe que o limite para a THD da corrente é de 5,00 %.

(a) (b)




|Ig|

0 500 1000 1500

Frequency (Hz)

0

1

2

3

4| Ig |

Frequência (Hz)

Fig. 56: Zoom na FFT da corrente.

Giovani GP

Typewritten Text

Ig

Giovani GP

Typewritten Text

Vg

Giovani GP

Typewritten Text

VB

Giovani GP

Typewritten Text

VA

97


Através das fundamentações teóricas abordadas e desenvolvidas nas seções anteriores

deste capítulo é possível analisar e obter parâmetros para a construção de sistema multinível

experimental. Baseado nisso, e com o intuito de comprovar a funcionalidade do método de

maneira experimental, faz-se a adequação do projeto anterior para um sistema elétrico de 60

Hz e que possui uma tensão eficaz no ponto de acoplamento de 127 V. Utilizando-se os

procedimentos das seções 5.3 e 5.4 determinam-se os parâmetros dos circuitos da plataforma

experimental, Tabela 6 e através da seção 5.5 determinam-se os parâmetros dos controladores

envolvidos, conforme a Tabela 7 e a Tabela 8.

Para representar os painéis fotovoltaicos e o conjunto de baterias, conectados aos

barramentos CCs, conforme a Fig. 32, utiliza-se como fonte de corrente uma fonte simuladora

de painéis fotovoltaicos da Magna Power Electronics® (375 V/10,6 A) conectada ao

barramento CC_A e um retificador controlado, projetado nos quatro quadrantes, conectado ao

barramento CC_B. A fonte CC com capacidade de até 10 A injeta uma determinada corrente

no inversor A e este faz o balanço de potência controlando a tensão no seu respectivo

barramento CC enquanto que, o retificador controlado faz a função do sistema de baterias.

Funcionando no modo boost, o retificador regula a tensão no barramento CC_B e controla a

corrente do lado CA funcionando de maneira bi-direcional. Assim, o inversor B consegue

fornecer ou absorver potência quando necessário conforme varia a potência de entrada do

inversor A e realizar o controle da corrente injetada na rede. O diagrama da Fig. 57 apresenta

a disposição dos conversores conforme a plataforma experimental bem como, as medições das

variáveis de controle. A seguir são mostradas curvas obtidas experimentalmente com o

multinível funcionando nas mesmas situações daquelas apresentadas nas simulações.

Utilizando-se um sistema de aquisição e condicionamento de sinais, uma plataforma

de DSP e um módulo de acionamento, faz-se a leitura das variáveis, o chaveamento e controle

dos conversores e o sincronismo do sistema de geração com a rede elétrica. A taxa de

amostragem e a frequência de chaveamento dos conversores são de 15 kHz. Os acionamentos

são realizados de acordo com o Apêndice B.

Capítulo 5 98

Tabela 6: Parâmetros utilizados no protótipo experimental.

Tensão eficaz da rede elétrica, Vg 127 (V)


Frequência da rede, fg 60 (Hz)

Tensão no barramento CC_A, VCC_A 180 (V)

Tensão no barramento CC_B, VCC_B 160 (V)

Capacitância do barramento CC_A, CA 1360 (μF)

Capacitância equiv. no barramento CC_B, CB 2720 (μF)

Indutância do retificador, LR 2,5 (mH)

Potência ativa de ref. da rede, Pg 1000 (W)

Potência PA máxima, PA máx 1250 (W)

Potência PA mínima, PA mín 750 (W)

Potência PB máxima, PA máx 250 (W)

Potência PB mínima, PA mín −250 (W)

Tabela 7: Parâmetros do controlador de tensão.

Tensão CC de referência, _ ACCV 180 (V)

Potência de referência da rede, *gP 1000 (W)

Ângulo de operação, α 0,219 (rad)


Ganho do transdutor de tensão, TVG 1

Frequência de cruzamento, CRω 4 (rad)

Ganho proporcional do PI, KP 43,7638 10

Ganho integral do PI, KI 0,4717 (Hz)

Tabela 8: Parâmetros do controlador de corrente.

Tensão CC de referência, _BCCV 160 (V)


Frequência de chaveamento, fs 15 (kHz)


Ganho do transdutor de corrente,

TVG 1

Frequência de cruzamento, CRω 2 15000 6 (rad)

Ganho proporcional do PI, KP 0,4668

Ganho integral do PI, KI 2382,25 (Hz)

99

5.7.1 Potência no módulo A menor que a potência de referência da rede

Com o conversor multinível funcionando sob esta situação, a potência que chega ao

barramento CC do módulo H-bridge A, fornecida pela fonte CC, é menor que a potência de

referência da rede, ou seja, PA ≈ 750 W com uma corrente CC de aproximadamente 4,20 A.

Assim, o inversor B, através de seu controle de corrente, faz com que o retificador controlado,

que representa um sistema armazenador de energia utilizando baterias, forneça a potência

necessária (≈ 250 W) para manter a potência na rede distribuição constante. Enquanto isso, o

módulo A realiza o controle da tensão no seu barramento CC. A tensão Vg e a corrente Ig na

rede são mostradas na Fig. 58, onde é possível verificar que a corrente está em fase com a

tensão medida na rede enquanto que o sistema multinível entrega para a rede a potência pré-

estabelecida. Já a Fig. 59 e a Fig. 60 mostram a tensão de saída total do multinível e as

tensões de saída dos módulos H-bridge A (modulação em baixa frequência) e B (modulação

em alta frequência), respectivamente. Na Fig. 59, é possível notar que a tensão resultante do

multinível está adiantada com relação à tensão da rede. Isto já é esperado, pois para que haja a

máxima transferência de potência ativa, os fasores das tensões devem seguir o diagrama da

Fig. 33.

L

2,5 mH

Fonte

CC

LR10 mH

REDE

127 V/60 Hz

Módulo

B

Módulo

A

Retificador

Controlado

CB

CA

100 V

ICC_A

Ig

IR

Vg

CC_BV

CC_AV

Multinível

Fig. 57: Diagrama representando a disposição experimental das fontes CC, elementos

passivos e do conversor multinível conectado a rede de distribuição.

Capítulo 5 100


Horizontal: 5 ms/div.


200 V/div. Horizontal: 5 ms/div.

101

5.7.2 Potência no módulo A igual à potência de referência da rede

Nesta situação a potência que chega ao barramento CC do módulo H-bridge A,

fornecida pela fonte CC, é praticamente igual à potência de referência da rede, ou seja,

PA ≈ 1000 W com uma corrente CC de aproximadamente 5,55 A. Assim, o inversor B

praticamente não absorve nem fornece potência para o sistema, ou seja, o mesmo opera como

um filtro ativo impondo a corrente na rede sem fornecer potência conforme mostra a Fig. 61.

A Fig. 62 mostra a tensão de saída do multinível e a Fig. 63 mostra as tensões de saída gerada

pelos módulos inversores A (modulação em baixa frequência) e B (modulação em alta

frequência). Neste caso, nota-se que a forma de onda da tensão gerada pelo inversor A mudou

em relação à anterior (Fig. 60), ou seja, o pulso está maior, o que significa que houve um

aumento da sua tensão fundamental, o que representa um aumento na potência processada por

este módulo enquanto que a tensão de saída modulada em alta frequência do módulo B se

ajusta para controlar a corrente na rede elétrica.



Capítulo 5 102





103

5.7.3 Potência no módulo A maior que a potência de referência da rede

O último caso a ser analisado é quando a potência que chega ao barramento CC do

módulo H-bridge A, fornecida pela fonte CC, é maior que a potência de referência da rede,

PA ≈ 1250 W com uma corrente CC de aproximadamente 6,95 A. Neste caso, o inversor B

que controla a corrente, deve absorver uma potência de ≈ 250 W, fazendo com que as baterias

sejam carregadas. Porém, como se utiliza um retificador controlado ao invés de um sistema

com baterias, esta potência remanescente é injetada na rede CA que alimenta o retificador.

Mais uma vez é possível se verificar o controle da corrente injetada na rede através da Fig. 64,

que mostra uma corrente em fase com a tensão da rede. A Fig. 65 mostra a tensão de saída do

multinível que apresenta um aumento em sua componente fundamental, enquanto que

aumento da potência processada pelo módulo A pode ser verificado pelo aumento na largura

do pulso da sua tensão, Fig. 66, que também apresenta a tensão ajustada do inversor B

(modulação em alta frequência). O acréscimo de potência na entrada do inversor A, faz com

que o controlador da tensão CC diminua o ângulo de comutação deste inversor aumentando a

largura do pulso de tensão e a fundamental associada, e como conseqüência a potência ativa

fornecida pelos painéis fotovoltaicos também é aumentada. Como a referência potência a ser

injetada na rede é fixa, o inversor B se encarrega de absorver o excedente que é transferido

para o retificador controlado.



Capítulo 5 104





105

5.7.4 Espectro de frequências da corrente da rede

Para avaliar a qualidade da corrente que está sendo injetada pelo conversor na rede de

distribuição é necessário que se faça uma DFT (Discrete Fourier Transformation) do sinal de

corrente. A aquisição do sinal de corrente é feita através de uma ponta de prova de corrente

conectada a um osciloscópio onde os pontos são salvos com uma taxa de amostragem de

1MS/s. Posteriormente, utilizando-se a ferramenta MatLab®

calcula-se a transformada e então

obtêm-se o espectro das freqüências da corrente, mostrado na Fig. 67. Neste caso foi levada

em consideração somente a corrente medida quando a potência no módulo A é igual à

potência de referência da rede, ou seja, PA=1 kW.

Nota-se que a corrente apresenta um conteúdo harmônico significativo (3ª, 7ª, 17ª e

21ª) 30 dB abaixo da fundamental (dB=20log[valor]). Individualmente são menores que 4%

da fundamental, mas que se somadas resultam em uma THD elevada. Isto significa que,

embora a corrente seja controlada, ainda assim apresenta distorções devido à operação em

série dos conversores com diferentes fontes e principalmemte pelas harmônicas de corrente

geradas pela modulação em baixa frequência do inversor A. Por isso ainda há a necessidade

de se melhorar a capacidade de controlar a corrente injetada na rede aperfeiçoando-se os

controladores e/ou adicionando-se controladores que se adaptem melhor ao caso.



Capítulo 5 106


Nos resultados de simulações, é visto que o conversor multinível é capaz de transferir

uma potência constante para a rede elétrica de 4 kW, com a maior parte dessa potência vinda

de fonte de corrente que representa os painéis fotovoltaicos. Também é possível observar que

o inversor B conectado a uma fonte de tensão que representa as baterias, é capaz de absorver

as variações de potência gerada pelos painéis fotovoltaicos enquanto o inversor A regula a

tensão em seu barramento CC e regulando a forma de onda da tensão em sua saída. Isto

também pode ser observado através dos resultados experimentais obtidos que são coerentes

com a proposta e seguem os formatos obtidos em simulações.

A configuração multinível proposta possui algumas limitações que são apresentadas a

seguir. Primeiro, o limite de potência a ser transferida para a rede de distribuição deve ser

determinado de acordo com a quantidade de potência gerada pelos painéis fotovoltaicos e

também se dará pelas limitações físicas dos dispositivos, tais como chaves semicondutoras,

indutor, etc. Segundo, o quanto a potência fornecida pelos painéis pode variar sem causar

variações ou mudança na potência injetada na rede depende da quantidade de energia

armazenada em baterias. Isto significa que em algumas situações haverá a necessidade de

mudar a potência de referência da rede para um correto funcionamento do sistema de geração

distribuída proposto.

0 200 400 600 800 1000 1200 1400-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

20

30

Frequência (Hz)

dB

Espectro unilateral da corrente

3ª

5ª

7ª11ª 21ª17ª

Fig. 67: Espectro das frequências da corrente na rede.

107

Capítulo 6

Conclusões

No decorrer deste trabalho, foram realizados estudos e pesquisas bibliográficas que

serviram como base fundamental para a concretização dos objetivos traçados inicialmente.

Tais estudos permitiram a construção e avaliação de um sistema multinível trifásico aplicado

em um sistema de geração distribuída. Devido a algumas vantagens como baixa distorção e

nível mais alto na tensão de saída, escolheu-se a utilização desses conversores para fazer a

transferência de potência vinda de fontes alternativas de energia.

Através de um sistema multinível em cascata assimétrica funcionando com uma

estratégia de modulação híbrida foi possível sintetizar tensões com sete níveis, todos eles

apresentando modulação em alta frequência. Um controlador fuzzy discreto embarcado em um

DSP foi utilizado para o controle da tensão dos conversores boost que fazem a interface entre

as fontes CC e os barramentos CC do multinível. O controlador proposto, além de possuir um

baixo custo computacional, apresentou um desempenho eficaz na regulação das tensões CC

em situações com transientes de carga, evitando o comprometimento da qualidade da tensão

no ponto de acoplamento comum.

Um método para realizar a conexão com a rede e transferência de potência utilizando o

conversor multinível foi apresentado junto com algoritmos de sincronismo e controle do fluxo

de potência. O desempenho do conversor, nestes casos, foi avaliado a partir da conexão de

cargas locais e também da conexão do sistema de GD com a rede de distribuição. Os

resultados apresentados mostram que as correntes na carga possuem um perfil senoidal quase

sem distorções, porém, as correntes injetadas na rede elétrica apresentam distorções. Portanto,

ficou explícita a necessidade de buscar soluções para garantir que as correntes injetadas na

rede estejam sem distorções e que no caso de somente transferir potência ativa deve garantir

que as correntes estejam em fase com as respectivas tensões da rede de distribuição.

Para sanar algumas deficiências do sistema multinível proposto no Capítulo 2, quando

aplicado a fontes alternativas de energia, foi proposta uma metodologia para projetar um

sistema multinível que permitisse estabelecer níveis de potência variáveis processada pelos

módulos. Assim, foi possível tornar o sistema de GD mais flexível e menos susceptível às

Capítulo 6 108

variações das fontes geradoras. Pois a combinação de fontes alternativas com sistemas

armazenadores de energia permite manter uma potência transferida constante por um

determinado tempo mesmo ocorrendo variações na potência gerada pela fonte alternativa.

Além disso, mantendo a corrente injetada na rede controlada é possível a transferência de

somente potência ativa para a rede, além de compensar as distorções contidas na corrente. Isto

pode ser verificado através dos resultados das simulações e dos resultados experimentais, nos

quais o conversor multinível é capaz de transferir uma potência constante para a rede elétrica,

sendo que a maior parcela dessa potência é fornecida pela fonte de corrente que representa os

painéis fotovoltaicos. Também é possível constatar que o inversor B conectado a um

retificador controlado nos quatro quadrantes, que representa um sistema de baterias, é capaz

de absorver e injetar energia quando necessário e compensando as variações de potência

gerada pelos pela fonte de painéis fotovoltaicos.

6.1 Sugestões para trabalhos futuros

Com relação à proposta apresentada, a continuidade deste trabalho pode ser realizada

de acordo com os seguintes itens:

Incorporar ao controlador de corrente do inversor B um controle ressonante

para corrigir as distorções na corrente injetada na rede;

Fazer um sistema de gerenciamento global do sistema de geração distribuída,

incluindo estado de carga das baterias e potência gerada pelos painéis;

Elaborar um sistema de detecção de ilhamento;

Sintetizar tensão no ponto de acoplamento comum para que o sistema de GD

possa operar ilhado.

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109


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Apêndice A

117

Apêndice A

Revisão da lógica fuzzy e conjuntos fuzzy

Ao contrário da lógica Booleana, na qual os estados (valores) de qualquer variável

assumem valores ou 0 ou 1, a lógica fuzzy permite estados (valores de pertinência) entre esses

valores.

Na lógica fuzzy, a função que define o grau de pertinência de um determinado

elemento em um conjunto fuzzy, levando-se em consideração o seu universo de discurso é

definida como função de pertinência. Este mapeamento é formalmente descrito da seguinte

forma (ZADEH; KLIR; YUAN, 1996):

( ) : [0,1]; A x X x X , (76)

onde ( )A x retoma o grau de pertinência do elemento x , pertencente ao universo de discurso

X , em relação ao conjunto fuzzy A .

A terminologia utilizada para denotar um conjunto fuzzy pode ser realizada de duas

formas, as quais ficam em função da representação dos dados do universo de discurso.

Para um universo de discurso X que seja discreto, têm-se:

1 1 2 2

i=1

( ) / ( ) / ( ) /

= ( ) / ,

A A A N N

N

A i i

A x x x x x x

x x

(77)

onde N é o número de elementos em X .

Para um universo de discurso X contínuo, o resultado obtido é:

1 1( ) / A

XA x x , (78)

onde o símbolo da integral representa a composição total dos elementos de A .

Em projetos de controladores fuzzy sempre se encontram situações nas quais dois ou

mais conjuntos estão envolvidos. Neste caso, há a necessidade de se realizar operações entre

os conjuntos fuzzy envolvidos. As operações básicas envolvidas neste processo são de união,

interseção e complemento, que são normalmente definidas em função dos operadores de

Apêndice A 118

máximo (máx) e mínimo (mín), cujos comportamentos são bem análogos aos operadores

produto e soma da álgebra elementar.

Assim, utilizando as funções máx e mín em dois conjuntos fuzzy A e B , definidos em

um mesmo universo de discurso X , têm-se as seguintes definições:

Definição 1: O conjunto união é formado por todos os valores máximos entre ( )A x e

( )B x , para todo x X , ou seja:

( ) ( ) max ( ), ( ) A B A Bx x x x . (79)

Definição 2: O conjunto interseção é formado por todos os valores mínimos entre

( )A x e ( )B x , para todo x X , isto é:

( ) ( ) min ( ), ( ) A B A Bx x x x . (80)

Definição 3: O conjunto complemento é formado pela subtração de ( )A x do valor

unitário.

( ) 1 ( ) AAx x (81)

De uma forma geral, as regras fuzzy são expressas da seguinte forma:

: SE é & y é , ENTÃO é i i i iR x A B z C , onde , , e x y z são variáveis fuzzy e

, , e i i iA B C são conjuntos fuzzy nos universos de discurso X , Y e Z , respectivamente. A

regra fuzzy iR pode ser considerada como uma relação fuzzy do universo ( X e Y ) para o

universo Z . Se existirem n regras, o conjunto de regras pode ser representado por uma união

do tipo: 1 2 nR R R R . Dessa forma, o resultante z pode ser obtido pela composição:

( e e )z x y R , (82)

onde o símbolo “ ” denota a composição das regras de inferência.

Em particular, os métodos de inferência mais utilizados são o método de implicação de

Mamdani (min de Mamdani) e o método de implicação de Larsen (produto de Larsen)

(ZADEH, 1973; ZADEH; KLIR; YUAN, 1996). Porém, se as variáveis , , , e x y z são

fuzzy singletons, os resultados de ambos os métodos são da forma:

0 0min ( ), , ( ) . i ii A B iz x y C , (83)

onde 0 , ,x e 0y são valores fuzzy singletons e iC é o valor singleton de z utilizando a i-

ésima regra.

Apêndice A

119

Finalmente, para se obter o valor resultante das inferências de todas as regras

envolvidas, utiliza-se o método do centro de gravidade que é o mais utilizado e pode ser

expresso por

1

0 01min ( ), , ( )

i i

N

ii

N

i A Bi

zz

z x y, (84)

onde z é o resultado final, o qual pode ser utilizado para executar uma ação de controle

(BOSE, 1994).

Apêndice B

121

Apêndice B

Método de acionamento dos módulos

H-bridge – versão monofásica

Tabela 9 – Lógica para inversor A – saída em 3 níveis.

GPIO X GPIO Y Saída Módulo

A

LOW LOW 0 V

HIGH LOW + VCC_A

HIGH HIGH 0 V

LOW HIGH - VCC_A

Tabela 10 – Lógica para inversor B – PWM em 3 níveis.

EPWM XA EPWM XB Saída Módulo

B

HIGH /\/\/\/\ + VCC_B / 0

HIGH HIGH 0 V

/\/\/\/\ HIGH − VCC_B / 0

LOW LOW 0 V

GPIO X

GPIO Y

S1A

S2A

S3A

S4A

EPWM XA

EPWM XB

S1B

S2B

S3B

S4B

BUFFERDSP

S1B

S2B

S3B

S4B

S1A

S2A

S3A

S4A

VCC_B

VCC_A

( )v t

Fig. 68 – Esquema lógico de acionamento do inversor multinível.

Apêndice B 122

π

α

0

CC_AV

CC_AV

GP

IO X

GP

IO Y

L

H

L

H

α

Fig. 69 – Tensão de saída e sequência de comutação em baixa freqüência do inversor A, de

acordo com o ângulo de comutação α , utilizando portas GPIO do DSP.

Apêndice C

123

Apêndice C

Especificação dos Módulos Inversores

SEMISTACK - IGBT

1 Power Electronics Systems - SEMISTACK 28/5/2008 © by SEMIKRON

SEMITOP Stack 1)

Three-phase inverter

SKS 21F B6U+E1CIF+B6CI 12 V12

SK 60 GB 128

SK 30 GAL 123

SK 95 D 12

P 35/325F

SKHI 20opA

Preliminary Data

Features

• Compact design

• Hall Effect Current Sensor

• Circuit for soft charge the capacitors

• IGBT Braking chopper

• Vce monitoring

Typical Applications

• AC Motor Control

• Elevator

• Industrial

1) Photo non- contractual

B6U+E1CIF+B6CI

Circuit Irms Vac (Vdc) Types B6CI 30 380 750 SKS 21F B6U+E1CIF+B6CI 12 V12

- -

Symbol Conditions Values Units

Irms max No overload; 10 kHz 30 A Tamb = 35 °C 150% overload, 60s every 10min (Iov/IN) 36/24 A 200% overload, 10s every 10min (Iov/IN) 42/21 A Vcemax 1200 V fswmax Absolute maximum switching frequency 15 kHz fswmaxCsl Advise maximum switching frequency 10 kHz

C Type EPCOS B43303A0687 680/400 µF/V Ceqvl Equivalent capacitor bank 1700/800 µF/V Tds% Discharge time of the capacitor bank - s VDCmax Max DC voltage applied to capacitor bank 750 V Rectifier 380 Vac

Vnetmax Max network voltage (line side) -20%/+15% Tvj Junction temperature for continous operation -40…+125 ºC Tstg without requirement of reforming of capacitors -20…+40 ºC Tamb -20…+55 ºC Visol 60Hz/1min 2500 V w Aprox. total weight - Kg Cooling Fan, DC power supply 24 V Current Consumption (per fan) 0.11 A Required air flow (per fan) 42.5 m

3/h

B6CI , Converter at Pmax, Tamb= 35 ºC 432 W Losses Efficiency 97 %

Current sensor

Hall-type LEM LA 55-P

Thermal trip normally closed 71 ºC Others Relay Metaltex J1NAC3 components Options

Functional Test Short Circuit Test Visual Inspection

Tests

-

Giovani GP

Typewritten Text

124

SEMISTACK - IGBT


Dimensions in mm

Stack design may vary depending upon the version. Please contact SEMIKRON for further details

Giovani GP

Typewritten Text

125

SEMISTACK - IGBT


Electrical Data

Connectors Connector

Pin Symbol Description Values Units

min. typical max. CN1:1 TOP W Top phase W input signal 0/15 (CMOS) V

CN1:2 ER W Vce phase W error output signal 0/15 (CMOS) V

CN1:3 BOT W Bot phase W input signal 0/15 (CMOS) V

CN1:4 GND Ground 0 V CN1:5 Vin(BRK) Break input signal 0/15 (CMOS) V

CN1:6 ER BRK Vce Break error output signal 0/15 (CMOS) V

CN1:7 +Vs Supply voltage 14,0 15,6 V

CN1:8 +Vs Supply voltage 14,0 15,6 V

CN1:9 GND Ground 0 V


CN2:1 TOP U Top phase U input signal 0/15 (CMOS) V

CN2:2 ER U Vce phase U error output signal 0/15 (CMOS) V

CN2:3 BOT U Bot phase U input signal 0/15 (CMOS) V


CN2:5 TOP V Top phase V input signal 0/15 (CMOS) V CN2:6 ER V Vce phase V error output signal 0/15 (CMOS) V

CN2:7 BOT V Bot phase V input signal 0/15 (CMOS) V


CN2:9 +Vs Supply voltage 14,0 15 15,6 V

CN2:10 +Vs Supply voltage 14,0 15 15,6 V CN2:11 GND Ground 0 V


CN2:13 NC

CN2:14 NC

CN3:1 +15V Supply Voltage (positive) 14,5 15 15,5 V CN3:2 -15V Supply Voltage (negative) -14,5 -15 -15,5 V


CN3:4 HALL U Output Hall phase U

CN3:5 HALL V Output Hall phase V

CN3:6 NC

CN3:7 GND Ground 0 V CN3:8 +15V Supply Voltage (positive) 14,5 15 15,5 V

CN3:9 -15V Supply Voltage (negative) -14,5 -15 -15,5 V

CN3:10

CN4:1 R Input Phase R 176 220 253 V

CN4:2 S Input Phase S 176 220 253 V CN4:3 T Input Phase T 176 220 253 V

CN4:4 NC

CN4:5 Earth Earth

CN4:6 NC

CN4:7 W Output W Inverter Phase 220 253 V

CN4:8 U Output U Inverter Phase 220 253 V

CN4:9 V Output V Inverter Phase 220 253 V

CN4:10 -UD DC Link Negative CN4:11 BR Break Resistor Input CN4:12 +UD/BR DC Link Positive Reference and Break Resistor

Input

K1:1 NC K1:2 CIS Charge Input Signal / Positive FAN Power

Supply 0 0/18 26,5 V

K1:3 GND Ground / Reference FAN Power Supply 0 V K1:4 NC

This technical information specifies semiconductor devices but promises no characteristics. No warranty or guarantee expressed or implied is made regarding delivery, performance or suitability.

Giovani GP

Typewritten Text

126

Apêndice D

127

Apêndice D

Circuitos Esquemáticos das Placas de

Condicionamento de Sinais e de

Acionamento dos Inversores

D.1 Condicionamento de tensão CA 128

D.2 Canal de condicionamento de corrente 130

D.3 Canal de condicionamento de tensão CC 131

D.4 Buffer e acionamento 132

D.5 Fontes para alimentação dos circuitos 133

1

1

2

2

3

3

4

4

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A4

Date: 4/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\medida AC.SCHDOCDrawn By:

Fontes2

Fontes2.SchDocMedidas

condicionamento.SchDoc

1KR1

1KR2

D1 D2 D3

D4 D5 D6

D7 D8 D9D19D18D17

D16D15D14

D13D12D11

+15 -15

Vlim-Vlim+

12345

SAIDA

Header 5

OUTaOUTbOUTcOUTd

12

JPlimb

Header lim

Vlim+Vlim-

12

JPlima

Header lim

Vlim+Vlim-

12

JPlimc

Header lim

Vlim+Vlim-

12

JPlimd

Header lim

Vlim+Vlim-

1

2

IN dif

Conector2

56K

Rd1

56K

Rd2

56K

Rd3

56K

Rd4

56K

Rd5

56K

Rd6

56K

Rd7

56K

Rd8

3K83

Rd9

3K83

Rd1042K2

Rd11

42K2

Rd13

1 2 3

Jumper1

1 2 3

Jumper2

470pFCd1

470pFCd2

2

31

411

1

Udif1ATL084ACN

411

5

67

2

Udif1BTL084ACN

411

810

93

TL084ACN

411

1412

134

TL084ACN

+15

+15

+15

+15

-15

-15

-15

-15

10kRdifA

220nF

C difa

10k

R difb

220pF

C difb

D1diff

D2diff

Vlim+

Vlim-

12

off-set

Header 210K

R16 diff

10K

R12 diff

200KR off set diff a

+15

V_diff

V_diff

Misura differenziale

Output Offset

2

31

411

1

411

5

67

2

411

810

9

3

411

1412

13

4

100KRpot diff

10K

R13 diff

10K

R14 diff

10K

R15 diff

270pF

C6 diff

100nFCout diff

20

Rout diff*

OUT DIFF

-15-15

+15+15

+15+15

-15-15

12

JP diff

Header 2

OUT DIFF

12

JP Vdiff

Header 2

12

JPlim diff

Header lim

Vlim+Vlim-

Giovani GP

Typewritten Text

128

1

1

2

2

3

3

4

4

5

5

6

6

7

7

8

8

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A3

Date: 4/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\condicionamento.SCHDOCDrawn By:

VC

C1

1

VC

C2

8

VIN-3

VIN+2

GN

D1

4

GN

D2

5

VOUT-6

VOUT+7

U1a

HCPL7800

53K

R1a

53K

R2a

53K

R3a

82R4a

+5_isol_a

GND1_isol_a

+5

10KR5a

10K

R6a

10kR7a

10k

R8a

+15

-15

D1a

D2a

Vlim+

Vlim-

100KRpot1a

2

31

41

1

1

U2aATL084ACN

41

1

5

67

2

U2aBTL084ACN

41

1

810

9

3

U2aCTL084ACN

41

1

1412

13

4

U2aDTL084ACN

10K

R9a

10K

R10a

10K

R11a

+15

-15

220F

C6a

100nF

C4a

220pF

C3a

100nF

C5a

-15

+15

12

JP2a

Header 210K

R13a

10K

R12a

100KRpot2a

+15

100nF

C2a

270pFC7a

20

Rsa

10nF/400VC1a

100nFCsa

OUTa

100nFC8a

-15

+15

GND1_isol_a

VC

C1

1

VC

C2

8

VIN-3

VIN+2

GN

D1

4

GN

D2

5

VOUT-6

VOUT+7

U1b

HCPL7800

53K

R1b

53K

R2b

53K

R3b

82R4b

+5_isol_a

GND1_isol_a

+5

10KR5b

10K

R6b

10kR7b

10k

R8b

+15

-15

D1b

D2b

Vlim+

Vlim-

100KRpot1b2

31

41

1

1

U2bATL084ACN

41

1

5

67

2

U2bBTL084ACN

41

1

810

9

3

U2bCTL084ACN

41

1

1412

134

U2bDTL084ACN

10K

R9b

10K

R10b

10K

R11b

+15

-15

220nF

C6b

100nF

C4b

220pF

C3b

100nF

C5b

-15

+15

12

JP2b

Header 210K

R13b

10K

R12b

100KRpot2b

+15

220nF

C2b

270pFC7b

20

Rsb

10nF/400VC1b

100nFCsb

OUTb

100nFC8b

GND1_isol_a

VC

C1

1

VC

C2

8

VIN-3

VIN+2

GN

D1

4

GN

D2

5

VOUT-6

VOUT+7

U1c

HCPL7800

53K

R1c

53K

R2c

53K

R3c

82R4c

+5_isol_a

GND1_isol_a

+5

10KR5c

10K

R6c

10kR7c

10k

R8c

+15

-15

D1c

D2c

Vlim+

Vlim-

100KRpot1c2

31

41

1

1

U2cATL084ACN

41

1

5

67

2

U2cBTL084ACN

41

1

810

9

3

U2cCTL084ACN

41

1

1412

134

U2cDTL084ACN

10K

R9c

10K

R10c

10K

R11c

+15

-15

220F

C6c

100nF

C4c

220pF

C3c

100nF

C5c

-15

+15

12

JP2c

Header 210K

R13c

10K

R12c

100KRpot2c

+15

220F

C2c

270pFC7c

20

Rsc

10nF/400VC1c

100nFCsc

OUTc

100nFC8c

GND1_isol_a

VC

C1

1

VC

C2

8

VIN-3

VIN+2

GN

D1

4

GN

D2

5

VOUT-6

VOUT+7

U1d

HCPL7800

53K

R1d

53K

R2d

53K

R3d

82R4d

+5_isol_a

GND1_isol_a

+5

10KR5d

10K

R6d

10kR7d

10k

R8d

+15

-15

D1d

D2d

Vlim+

Vlim-

100KRpot1d2

31

41

1

1

U2dATL084ACN

41

1

5

67

2

U2dBTL084ACN

41

1

810

9

3

U2dCTL084ACN

41

1

1412

13

4

U2dDTL084ACN

10K

R9d

10K

R10d

10K

R11d

+15

-15220F

C6d

100nF

C4d

220pF

C3d

100nF

C5d

-15

+15

12

JP2d

Header 210K

R13d

10K

R12d

100KRpot2d+15

100nF

C2d

270pFC7d

20

Rsd10nF/400V

C1d

100nFCsd

OUTd

100nFC8d

GND1_isol_a

100nF/400V

CF2

Cap

100nF/400V

CF3

Cap

100nF/400V

CF4

Cap

100nF/400V

CF1

Cap

GND1_isol_a

123

IN 1

1

2

IN 2

Conector2

Giovani GP

Typewritten Text

129

1

1

2

2

3

3

4

4

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A4

Date: 9/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\Canal A.SchDoc Drawn By:

12K

R1a

1W 12K

R2a

1W1

2

CH1a

V+

V-

infR3a

1R4a

100nF

C1a

100nF

C2a

22nFC3a

1

32

JP1a

810

93

411

TL084aC14

12

13

4

411

TL084aD

2

31

411

1

TL084aA

5

67

2

411

TL084aB

V+

100nF

C4a

V-

100nF

C5a

D1a

D2a

Vlim+

Vlim-

100KRp1a

10K

R5a

10K

R6a

10K

R7a

10K

R8a

10K

R9a200KRp2a

12

JP2a

V+

270pF

C6a

100nFC7a

20

R10a*

1

2

CH2a

Condicionamento de Sinais de Tensão ou Corrente - LCEE/DSCE/FEEC/UNICAMP

Original: Fernando e Ricardo

André Augusto Ferreira

Edson A. Vendrusculo

Maio de 2004

Vlim+

Vlim-

PROTa

PROTa

OUTa

OUTa

V-

V+

6

34

51

2

SENSOR1

LEMa

123

JP3a

*

123

JP4a

*

123

JP5a

*

Substituir por potênciômetro

Ex

clu

ir

Giovani GP

Typewritten Text

130

1

1

2

2

3

3

4

4

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A4

Date: 4/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\canal1.SchDoc Drawn By:

VC

C1

1

VC

C2

8

VIN-3

VIN+2

GN

D1

4

GN

D2

5

VOUT-6

VOUT+7

U1a

HCPL7800

1

2

JP1a

Conector2

53K

R1a

53K

R2a

53K

R3a

82R4a

+5_isol_a

GND1_isol_a

+5

10KR5a

10K

R6a

10kR7a

10k

R8a

+15

-15

D1a

D2a

Vlim+

Vlim-

PROTa

100KRpot1a

2

31

411

1

U2aATL084ACN

411

5

67

2

U2aBTL084ACN

411

810

9

3

U2aCTL084ACN

411

1412

13

4

U2aDTL084ACN

10K

R9a

10K

R10a

10K

R11a

+15

-15220F

C6a

100nF

C4a

220pF

C3a

100nF

C5a

-15

+15

12

JP2a

Header 210K

R13a

10K

R12a

100KRpot2a

+15

1

32

JP6a

1

32

JP4a

+15

+5

+5_isol_aGND1_isol_a

PROTa

OUTa

123

JP3a

*

100nF

C2a

270pFC7a

12

JP5a

Header 2

TRIPa

20

Rsa

12

JPlima

Header lim

Vlim+Vlim-

10nF/400VC1a

100nFCsa

OUTa

-15

1

2

3

4

56

7

8

U3aLM311N1K

Rp1a

10K

Rp2a

220KRp3a

10KRp4a

4k7Rp5a

PROTa

22K

Rpot3aRPot1

+15

TRIPa

+5

-15

1

2

3

Q1aBC327

470Rled_a

+5

100pFCp2a

100nF

Cp1a

DS2LED1a

Dpa

Diode 1N4148

Condicionamento de Sinais de Tensão CC - LAFAPE/SEL/USP

Giovani Guarienti PozzebonAgosto de 2009

100nFC8a

-15

+15

GND1_isol_a

Giovani GP

Typewritten Text

131

1

1

2

2

3

3

4

4

5

5

6

6

7

7

8

8

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A3

Date: 4/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\buffer.SchDoc Drawn By:

VCC1

FOUT15

AOUT2

AIN3

BOUT4

BIN5

COUT6

CIN7

DOUT10

DIN9

EOUT12

EIN11

FIN14

MODE13

VDD16

GND8

U1

MC14504BCP

VCC1

FOUT15

AOUT2

AIN3

BOUT4

BIN5

COUT6

CIN7

DOUT10

DIN9

EOUT12

EIN11

FIN14

MODE13

VDD16

GND8

U2

MC14504BCP

VCC1

FOUT15

AOUT2

AIN3

BOUT4

BIN5

COUT6

CIN7

DOUT10

DIN9

EOUT12

EIN11

FIN14

MODE13

VDD16

GND8

U3

MC14504BCP

VCC1

FOUT15

AOUT2

AIN3

BOUT4

BIN5

COUT6

CIN7

DOUT10

DIN9

EOUT12

EIN11

FIN14

MODE13

VDD16

GND8

U4

MC14504BCP

1 23 45 67 89 1011 1213 14

CN2_INVERSOR_1_V

Header 7X2

1 23 45 67 89 1011 1213 14

CN2_INVERSOR_2

Header 7X2

1 23 45 67 89 1011 1213 14

CN2_INVERSOR_3

Header 7X2

1 23 45 67 89 1011 1213 14

CN2_INVERSOR_4

Header 7X2

1 23 45 67 89 1011 1213 14

CN2_INVERSOR_5

Header 7X2

1 23 45 67 89 1011 1213 14

CN2_INVERSOR_6

Header 7X2

1 23 45 67 89 10

CN1_INVERSOR_1_W

Header 5X2

1 23 45 67 89 10

CN1_INVERSOR_2

Header 5X2

1 23 45 67 89 10

CN1_INVERSOR_3

Header 5X2

1 23 45 67 89 10

CN1_INVERSOR_4

Header 5X2

1 23 45 67 89 10

CN1_INVERSOR_5

Header 5X2

1 23 45 67 89 10

CN1_INVERSOR_6

Header 5X2

+15_a+15_a

+15_a+15_b

+5

GND

+5+5

+5+5

12

CHAVE

Header 2GND

123456

5_EXTRA OUTPUT

Header 6GND

GND GND

1 23 45 67 89 1011 1213 1415 1617 1819 2021 2223 2425 2627 2829 3031 3233 3435 3637 3839 40

INPUT DSP 1

Header 20X2

GND GND

12345

TRIP

Header 5

TZ1TZ2TZ3TZ4

TZ1

TZ2

TZ3

TZ4

GND

ECAP1

ECAP2

ECAP3

ECAP4

ECAP5

ECAP612

ECAP 5-6

Header 2

PWM1A

PWM1A

PWM1B

PWM1B

GND GND

GND

+15_a+15_a

OUT PWM1A

OUT PWM1B

GND GND

GND+15_a +15_a

GNDGND

PWM2A

PWM2B

PWM2A PWM2B

OUT PWM1A

OUT PWM1B

OUT PWM2B

OUT PWM2A

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GNDGND+15_b +15_b+15_b +15_b

OUT PWM2B

OUT PWM2A

PWM3A PWM3B

PWM3A

PWM3B

GND

GNDGND

GND

GND

GND

GND

GND+15_c +15_c+15_c+15_c

OUT PWM3B

OUT PWM3B

OUT PWM3A

OUT PWM3A

PWM4A

PWM4B

PWM4A

PWM4B

OUT PWM4A

OUT PWM4B

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND+15_d +15_d

+15_d+15_dOUT PWM4A

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

PWM5A

PWM5B PWM6A

PWM6B

PWM5A

PWM5B

PWM6A

PWM6B

OUT PWM5A

OUT PWM5B

OUT PWM6A

OUT PWM6B

OUT PWM5A

OUT PWM5B

OUT PWM6A

OUT PWM6B

+15_f

+15_f

+15_f

+15_f

+15_e

+15_e+15_e

+15_e

1 2

Led_CHAVE

CHAVE

CHAVE

GPIO29

GPIO33

GPIO33

GPIO22

GPIO22

GPIO28

GPIO30

GPIO30

DesignatorFontes_buffer.SchDoc

GND7

VDD14

IN1

OUT2

U20A

GND7

VDD14

IN3

OUT4

U20B

GND7

VDD14

OUT6

IN5

U20C

GND7

VDD14

IN9

OUT8

U20D

GND7

VDD14

OUT10

IN11

U20E

GND7

VDD14

IN13

OUT12

U20F

GND

GND

GND

GND

GND

GND+5

+5

+5

+5

+5

+5

+5

GND

GND7

VDD14

IN1

OUT2

U30A

GND7

VDD14

IN3

OUT4

U30B

GND7

VDD14

OUT6

IN5

U30C

GND7

VDD14

IN9

OUT8

U30D

GND7

VDD14

OUT10

IN11

U30E

GND7

VDD14

IN13

OUT12

U30F

GND

GND

GND

GND

GND

GND+5

+5

+5

+5

+5

+5

+5

GND

GND7

VDD14

IN1

OUT2

U40A

GND7

VDD14

IN3

OUT4

U40B

GND7

VDD14

OUT6

IN5

U40C

GND7

VDD14

IN9

OUT8

U40D

GND7

VDD14

OUT10

IN11

U40E

GND7

VDD14

IN13

OUT12

U40F

GND

GND

GND

GND

GND

GND+5

+5

+5

+5

+5

+5

+5

GND

GND7

VDD14

IN1

OUT2

U50A

GND7

VDD14

IN3

OUT4

U50B

GND7

VDD14

OUT6

IN5

U50C

GND7

VDD14

IN9

OUT8

U50D

GND7

VDD14

OUT10

IN11

U50E

GND7

VDD14

IN13

OUT12

U50F

GND

GND

GND

GND

GND

GND+5

+5

+5

+5

+5

+5

+3. 3V/+5V/NC+3. 3V/+5V/NC

GPIO20

GPIO21 GPIO23

GPIO31

GPIO16 GPIO17

GPIO18 GPIO19

GPIO18

GPIO19

GPIO20

GPIO21

GPIO28

GPIO29

OUT_GPIO18_INV

OUT_GPIO19_INV

OUT_GPIO20_INV

OUT_GPIO21_INV

OUT_GPIO28_INV

OUT_GPIO29_INV

VCC1

FOUT15

AOUT2

AIN3

BOUT4

BIN5

COUT6

CIN7

DOUT10

DIN9

EOUT12

EIN11

FIN14

MODE13

VDD16

GND8

U12

MC14504BCP

+15_b

+5

GND

+5

OUT_GPIO18

OUT_GPIO19

OUT_GPIO20

OUT_GPIO21

OUT_GPIO28

OUT_GPIO29

GPIO18

GPIO19

GPIO20

GPIO21

GPIO28

GPIO29

OUT_GPIO18

OUT_GPIO19

OUT_GPIO18_INV

OUT_GPIO19_INV

OUT_GPIO20

OUT_GPIO21

OUT_GPIO20_INV

OUT_GPIO21_INV

OUT_GPIO28

OUT_GPIO29

OUT_GPIO28_INV

OUT_GPIO29_INV

VCC1

FOUT15

AOUT2

AIN3

BOUT4

BIN5

COUT6

CIN7

DOUT10

DIN9

EOUT12

EIN11

FIN14

MODE13

VDD16

GND8

U31

MC14504BCP

+15_b

+5

GND

+5

PWM4A

PWM4B

PWM5A

PWM5B

PWM6A

PWM6B

OUT PWM4A INV

OUT PWM4B INV

OUT PWM5A INV

OUT PWM5B INV

OUT PWM6A INV

OUT PWM6B INV

OUT PWM4A INV

OUT PWM4B

OUT PWM4B INV

OUT PWM5A INV

OUT PWM5B INV

OUT PWM6A INV

OUT PWM6B INV

Acionamento Boost

Acionamento Baixa Frequencia

Acionamento Alta Frequencia

GPIO23

GPIO31

ECAP6

ECAP2

ECAP5

ECAP1

ECAP3

ECAP4

1234567

IN ECAP 1-6

Header 7

GND

GND

12345

EXTRA

Header 5

+3. 3V/+5V/NC

GND

GPIO16

GPIO17

GND

1 2

Led_transf_pot

1K

RLED potRes31K

RLED chaveRes3

1234

8765

SW GPIO

SW DIP-412345

IN GPIO 22 23 30 31

Header 5

12

Teste A1

Header 2

12

Teste A2

Header 2

12

Teste A3

Header 2

12

Teste A4

Header 2

12

Teste A5

Header 2

12

Teste A6

Header 2

123

Teste B1

Header 3

123

Teste B2

Header 3

123

Teste B3

Header 3

123

Teste B4

Header 3

123

Teste B5

Header 3

123

Teste B6

Header 3

OUT_GPIO18_INVOUT_GPIO19_INV

OUT_GPIO20_INV

OUT_GPIO21_INV

OUT_GPIO28_INV

OUT_GPIO29_INV

OUT_GPIO18OUT_GPIO19

OUT_GPIO20

OUT_GPIO21

OUT_GPIO28

OUT_GPIO29

OUT PWM4A INVOUT PWM4B INV

OUT PWM5A INV

OUT PWM5B INV

OUT PWM6A INV

OUT PWM6B INV

OUT PWM4AOUT PWM4B

OUT PWM5A

OUT PWM5B

OUT PWM6A

OUT PWM6B

OUT PWM1A

OUT PWM1B

OUT PWM2B

OUT PWM2A

OUT PWM3B

OUT PWM3A

Giovani GP

Typewritten Text

132

1

1

2

2

3

3

4

4

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A4

Date: 9/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\Fontes_buffer.SchDocDrawn By:

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F2

Fuse

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Typewritten Text

133

1

1

2

2

3

3

4

4

D D

C C

B B

A A

Title

Number RevisionSize

A4

Date: 4/7/2013 Sheet of File: D:\Giovani Pozzebon\..\Fontes2.SCHDOC Drawn By:

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A1

C2

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PR2

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V1

V2

V2

+15

-15

A1

C2

K3

C4

PR3

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Header 2

12

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Header 2

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2

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0-9/15V

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3.2VA

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Header 3

A1

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Header 3

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+15

-15

-15

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Header 18

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+15_S

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-15_S

+15_S

+15_S

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-15_S

+15_S

+15_S

-15_S

-15_S

Giovani GP

Inserted Text

Giovani GP

Typewritten Text

134

Documents

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA … · Trata-se da versão corrigida da tese. A versão original se encontra disponível na EESC/USP que aloja o Programa de Pós-Graduação