Projetar com módulos IGBTs Novembro de 2011

1

Projetando com IGBTs Tudo o que você sempre quis saber…

Engenharia de Aplicações Powerex Inc. EUA

2

Tutorial Preperado pelo

Depto. De Engenharia de Aplicações Powerex, Inc.

173 Pavilion Lane Youngwood, PA 15697, EUA

John Donlon [email protected] +1 724-925-4377

Eric Motto [email protected] +1 724-925-4304

Nick Clark [email protected] +1 724-925-4312

Bill Kephart [email protected] +1 724-925-4487

www.pwrx.com

3

Temas do Tutorial • Características Básicas dos IGBTs Resumo, Característicias Estáticas e Dinâmicas, Resistência Térmica, ASO de comutação, ASO de curto-circuito

• Considerações de Aplicação Tensão nominal, Corrente nominal, Impedância Térmica, Ciclos Térmicos, Conexão em paralelo

• Exemplos de Projetos

• Projeto do Circuito de Controle de Gate VGE(on), VGE(off), RG, Corrente de gate e Potência, Medindo VCE, Deteção de Desaturação, “Layout”, Controles de

Gate Híbridos.

• Projeto do Circuito de Potência Indutância parasita, Barramentos Laminados, “Snubbers”

• Tecnologia dos Chips e Encapsulamentos Avanços em Tecnologia, Estrutura Vertical, Encapsulamentos de alta confiabilidade

• Linha de Produtos IGBT da Powerex Módulos IGBT Industriais, Módulos IGBT de alta tensão (HVIGBT), IGBTs de alta freqüência, IPMs

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Módulo IGBT Características

Básicas

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IGBT “Insulated Gate Bipolar Transistor”

• Controlado por Tensão

• Conduz a corrente do coletor ao

emissor quando uma tensão positiva é

aplicada entre o gate e o emissor

• Módulos IGBT geralmente incluem um

diodo ”Free Wheel” (FWDi) Observação:

Este é um chip individual, e não um elemento

parasita como no caso de um MOSFET.

• Características Fundamentais

• VCES – tensão máxima de bloquieo, entre o

coletor e o emissor.

• IC – corrente nominal do colector

•VCE(SAT) – tensão de saturação, entre o coletor e o

emissor

Gate

Colector

Emisor

Fluxo de Corrente

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Por que um IGBT? • Transistores Bipolares de Alta Tensão têm uma baixa tensão em estado ligado

devido à condução de portadoras minoritárias (modulação de condutividade), mas têm

baixo ganho e exigem muita corrente e energia para a base.

• Transistores Darlington (transistores bipolares de alta tensão em cascata)

melhoraram o ganho, mas têm maior tensão quando estão ligados (menos eficiente) e

tendem a chavear lentamente.

• SCR não se pode controlar o desligamento (sem forçar). Serve para as aplicações com

comutação natural.

• GTO baixo ganho de desativação requer alta corrente para desligar. Desligamento

instável requer ajuda de um circuito snubber com grandes perdas. Um GTO de comutação

forçada (GCT) elimina a necessidade de snubber, mas requer ainda mais corrente para

desligar.

• MOSFETs são controlados por tensão; portanto, a energia requerida para a comutação é

muito baixa e podem chavear muito rápido. Infelizmente, a resistência em estado ligado

cresce mais do que o quadrado da sua tensão nominal de bloqueio. Assim, a área de

silício necessária para aplicações industriais de alta tensão e potências mais elevadas

torna-os proibitivamente caros. Além disso, o diodo parasita integrado tem

características pobres em alta tensão.

• IGBTs são feitos basicamente através da conversão do diodo integrado do MOSFET em

um transistor bipolar. O dispositivo resultante requer pouca energia para comutar, assim

como o MOSFET, porém oferece a baixa tensão em estado ativo de um transistor

bipolar. Isto o torna adequado para aplicações industriais de alta potência.

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Módulo IGBT

Terminal Principal Gel de Silicone Tampa Encapsulamento Plástico Moldado

Fio Al de ligação Placa base Cu Chips de Potência

Substrato de Cerâmica

Módulos IGBT são encapsulamentos plásticos contendo “chips” de IGBTs e diodos volantes configurados em circuitos convenientes. Normalmente eles têm uma base isolada para permitir fácil montagem ao dissipador de calor. Os “chips” são configurados em paralelo para a obtenção de altos valores de corrente – O exemplo

mostrado à esquerda é um módulo duplo de 300A, 1200V

(meia-ponte). Cada metade do módulo é feita de dois

chips IGBT em paralelo e dois chips de diodo volante em

paralelo.

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Serie NF 600V, 200A Estrutura do chip PT - Epitaxial

Serie S 1200V, 200A Estrutura do chip LPT – “wafer” FZ

Especificação VCE(sat) Tensão entre o Colector e Emisor em Estado Ligado

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Especificação do VEC do Diodo Volante Queda de Tensão do Diodo Volante

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Características Dinâmicas de Módulos IGBT

Circuito Meia-Ponte Typ. 5-10µs Typ. 200-500µs

Transições de Interesse

Um circuito meia-ponte de comutação de carga indutiva é o mais utilizado para a caracterização dinâmica de módulos IGBT. Este modo de comutação aproxima as condições presentes em muitas aplicações do mundo real. Duração e energia de comutação no datasheet do IGBT são medidos utilizando este circuito. Características de recuperação do diodo volante também são medidos utilizando este circuito.

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Características Dinâmicas de Módulos IGBT Formas de Ondas de Chaveamento de Carga Indutiva em Circuito

Meia-Ponte Típico Módulo IGBT 600A/ 1200V

Desligar Ligar

Pico de tensão ao desligamento, causado pela indutância parasita do

circuito de teste

Diodo “Free Wheel” Corrente de recuperação reversa

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Circuito de Teste de Chaveamento em Meia-Ponte

Teste de Chaveamento – Formas de Ondas

Especificações de Tempo de Chaveamento

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Perdas de energia ao chavear (ESW)

Circuito Meia-ponte Perdas de chaveamento ao ligar e desligar

A energia de chaveamento é a área abaixo da curva de potência (IC*VCE). Especificações de energia de chaveamento são usadas para estimar perdas de chaveamento.

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Curvas de perdas de chaveamento de um

Módulo IGBT

Exemplo:

CM300DU-24NFH

Eon @ 300A = 14mJ/pulso

Eoff @ 300A = 7.5mJ/pulso

Com esta curva, as perdas de chaveamento podem ser estimadas com a equação abaixo:

mJ/

pu

lse

Psw = (Esw(on)+Esw(off)@Ic) x fC

1200V Serie-NFH

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Perdas de Energia de Recuperação (Err)

Diodos de recuperação super suave: Muitos módulos IGBT modernos utilizam diodos de recuperação super suaves para minimizar o ruído e EMI causado por subidas de tensão durante a recuperação. A característica de recuperação suave desses diodos produz frequentemente significativas perdas dinâmicas. Para melhor estimar essas perdas é necessário usar a curva de perdas de energia de recuperação. Usando esta curva, as perdas do diodo “free wheel” podem ser estimadas com a equação mostrada abaixo:

Prr = Err(@IE) x fC

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SOA de Comutação (Area de Operação Segura) IGBTs Powerex até 1700V têm SOA de Chaveamento Completamente

Quadrada até uma corrente 2x a nominal

Muitos IGBTs industriais modernos têm uma SOA (área de operação segura) completamente quadrada. Em outras palavras, o “segundo colapso” clássico exibido por transistores bipolares não existe. SOA quadrada de desligamento significa que, contanto que não se exceda a tensão nem a corrente do dispositivo, estaremos dentro da SOA de desligamento permitida.

Linha vermelha: Só Para Serie-S com150C<Tj≤175C

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Capacidade de Resistir a um Curto-Circuito

VCC

+

VGE

Circuito de Teste

Forma de Onda Tipica: Módulo IGBT 300A, 1200V Module

VCC=700V, tW=10µs, VGE=+15V/-10V VCE:200V/div, IC:500A/div, t:2µs/div

Muitos módulos IGBT industriais são projetados para resistir a um curto-circuito de baixa impedância durante um tempo prescrito e à uma tensão específica do barramento CC. Neste teste, a corrente é limitada apenas pelo próprio dispositivo.

IC=1400A 4.7* IC(nom)

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IGBTs Powerex são projetados para resistir a um curto-circuito de baixa impedância (corrente limitada apenas pelo ganho do dispositvo) durante um mínimo de 10µs.

SOA de Curto-Circuito para Módulos IGBT SOA de Curto-Circuito Serie-NF, A e S

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Especificação de Resistência Térmica Rth(j-c)

Chip IGBT Perdas Condução

+ Perdas Comutação

Chip FWDi Perdas Condução

+ Perdas Comutação

Rth

(j-c

)Q

Rth

(j-c

)D

Rth

(c-f

)

TJ(IGBT) TJ(FWDi)

TC

TF

PIGBT PFWDi

PIGBT + PFWDi

Especificações de resistência térmica são usadas para estimar as temperaturas dos chips IGBT e diodo “free wheel” quando as perdas e a temperatura da placa base são conhecidas: Tj(IGBT) = TC + Rth(j-c)Q * PIGBT

Tj(FWDi) = TC + Rth(j-c)D * PFWDi

Especificações de resistência térmica de contato são utilizadas para estimar a temperatura da placa base quando as perdas totais e temperatura do dissipador de calor são conhecidas. TC = Tf + Rth(c-f) * (PIGBT + PFWDi)

Observação: Tf quer dizer a temperatura da aleta do dissipador.

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Impedância Térmica Transitória

Quando o IGBT dissipa pulsos de energia de curta duração (transitória) a massa térmica (silício, solda, cerâmica, cobre, etc ...) do módulo absorve parte da energia que atua para limitar o aumento da temperatura de junção. Este efeito é caracterizado pela curva de impedância térmica transitória. Um exêmplo para um módulo IGBT 200A é mostrado à direita. Esta curva mostra a impedância térmica normatizada entre junção e a placa base como uma função da duração do pulso. Exemplo: Se este IGBT conduzisse um pulso de 400A por 10 ms, e o VCE (sat) a 400A fosse 2.5V e sua temperatura na placa base fosse de 80C então a Tj seria:

Tj = 80°C + (0.11°C/W)(0.33)(400A)(2.5V) Tj = 116°C

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VCE

IC

Exemplo Básico de Aplicação: Estimando a Dissipação de Energia e a Temperatura da

Junção para Chaveamento em Onda Quadrada

VCE

IC

Perdas ao ligar Perdas ao desligar

Perdas de condução

Perdas de Comutação: PSW = (ESW(on) + ESW(off)) * fSW Perdas de Condução: Pcond. = D * IC * VCE(sat) @ IC

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Perdas de Condução do IGBT: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF

Duty = 50%, VCC = 360V, IC = 100A, FSW = 22kHz

VCE(sat) @ 100A = 1.4V

Pcond. = D * VCE(sat) * IC

= 0.5 * 100A * 1.4V = 70W

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+

ESW(on) @ 100A, 300V = 1.9mJ

ESW(off) @ 100A, 300V = 5.0mJ

A curva de perdas de chaveamento é para um barramento CC (VCC) = 300V; por isso, deve ser ajustado para uma tensão mais elevada. Para fazer isso multiplique o ESW destas curvas por 360V/300V para obter: ESW(off) @ 100A, 360V = 6.0mJ ESW(on) @ 100A, 360V = 2.3mJ PSW = (ESW(on)+ESW(off)) * FSW PSW = (6.0mJ + 2.3mJ) * 22kHz PSW = 183W

Perdas de Chaveamento do IGBT: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF


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VF @ 100A = 1.4V

Pcond. = (1-D) * VF * IF

= 0.5 * 100A * 1.4V = 70W

Observação: Para um Chopper IF = IC

Perdas de Condução do FWDi: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF


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Err @ 100A, 300V = 2.0mJ

Deve–se ajustar para uma tensão mais elevada no barramento. Multiplique a Err desta curva por 360V/300V para obter:

Err @ 100A, 360V = 2.4mJ Prr = Err * FSW Prr = 2.4mJ * 22kHz Prr = 53W

Perdas de Recuperação do Diodo Volante: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF


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Perdas totais do IGBT: PIGBT = Pcond. + PSW = 70W + 183W = 253W Perdas totais do diodo volante: PFWDi = Pcond. + Prr = 70W + 53W = 123W

IGBT: Aumento na Temperatura entre a placa base e a junção = PIGBT*Rth(j-c)Q = 253W * 0.13°C/W = 33°C Diodo: Aumento na Temperatura entre a placa base e a junção = PFWDi*Rth(j-c)D = 123W * 0.23°C/W = 28°C Temperatura Máxima Permitida na Placa Base: Tj(max)-T(j-c) = 150°C–33C = 117°C

Cálculo do Aumento de Temperatura: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF


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Pontos Importantes – Características Básicas de um IGBT

• IGBTs requerem pouca energia para controlar o gate como os MOSFETs e têm a baixa tensão em estado ativo de um transistor bipolar.

• Um módulo IGBT é um encapsulamento com placa base isolada que contêm chips de IGBT e diodo volante conectados em configurações convenientes.

• IGBTs são os dispositivos preferidos para uma ampla gama de aplicações.

• As características mais importantes de um IGBT são: VCE(sat), ESW(on), ESW(off), VEC, Err, Rth(j-c), Rth(c-f) e Tj(max)

• A maioria dos módulos IGBT industriais são projetados para resistir a um curto-circuito de baixa impedância durante 10µs.

• Especificações de resistência térmica Rth(j-c) e Rth(c-f) só se aplicam a pontos específicos onde TC e Tf são medidas. Medições utilizando pontos diferentes dos mostrados no datasheet produzirão erros significativos.

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COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

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IGBT Considerações de Aplicação

30

Causas comuns de falhas de IGBT • Operação fora da SOA (Área de Operação Segura)

• Sobre Tensão - Exceder VCES

• Sobre Temperatura na Junção

• Sobre Corrente - Exceder IC ou ICM

• Fadiga Térmica

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SOA quadrada no desligamento para os Módulos IGBT Séries NF, A e S

SOA quadrada no desligamento significa que, contanto que não se exceda a tensão ou a

corrente, estaremos dentro da SOA no desligamento.

Co

rren

te n

o C

ole

tor

(Raz

ão d

a C

orr

ente

No

min

al)

Tensão entre coletor e emissor VCE (Volts)

Limite de Classe 600V



32

Tensão Máxima

A Powerex dispõe de IGBTs com tensões máximas desde 250V até 6500V

A capacidade de um IGBT para suportar uma avalanche é muito limitada, então a tensão

máxima nunca deve ser excedida…

Nem por um nanosegundo!!

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Tensões Típicas de Módulos IGBT

Tensão na linha CA

(VCA)

Tensão CC Máxima Recomendada no

Barramento

VCES do IGBT

120/240

400V

600V

460/480

800V

1200V

575/690

1200V

1700V

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Limites de tensão aplicada continuamente aos Módulos IGBT

(Tensão do Barramento CC)

• A capacidade de suportar um curto-circuito e a RBSOA de um IGBT são testadas com tensões específicas no barramento CC.

• Se a tensão estiver mais alta que a condição de prova, as características não serão necessariamente garantidas.

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• Como a maioria dos semicondutores de potência, a corrente de fuga aumenta com o aumento de temperatura e tensão aplicada.

• Assim, se uma tensão alta for aplicada continuamente, perdas causadas pela corrente de fuga podem causar uma disparada da temperatura.

Observação: HTRB (Estado Inativo com Alta Temperatura) é tipicamente confirmado a 85% da VCES.



36

• Dispositivos HVIGBT com bloqueio de tensão máxima de 2500V ou mais também têm limites devido a falhas induzidas por raios cósmicos.

• Este modo de falha é caracterizado como a probabilidade estatística de falha versus tensão aplicada.



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LTDS de um Módulo IGBT 6500V Module Aplicações típicas são

projetadas para ~100FIT

(100 Falhas em Dez^9 dispositivo•hras)

Portanto, para este dispositivo, VCC deve

ser limitada a aproximadamente

3900V.

CM200HG-130H

38

Thermal Impedance Measurement

Edge Point Method Under Chip Method

TSink

3mm

TSink

3mm

TSink

IGBT

Chip

TC

Thermal Impedance Measurement

Edge Point Method Under Chip Method

TSink

3mm

TSink

3mm

TSink

IGBT

Chip

TC

Medição da Impedância Térmica

Método Ponto na Borda Método Debaixo do Chip

Módulo Módulo

Placa Base Metálica Placa Base

Aleta (Dissipador) Aleta

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Comparação de Impedância Térmica: Módulo 300A, 1200V

Observação: O valor de impedância térmica debaixo dos chips pode ser a

metade do valor no ponto da borda.

IMPORTANTE: A Seleção do ponto TC de medição tem um impacto

significativo nos dados Rth(j-c) e Rth(c-s) especificados no datasheet.

Deve-se usar o mesmo ponto Tc de medição como o fabricante do dispositivo para fazer uma estimativa precisa de Tj.

Método de

Medição

Terceira Geração Serie-H

Quinta Geração Serie-A

Rth(j-c) Rth(c-f) Rth(j-c) Rth(c-f)

Ponto na borda 0.06C/W 0.035C/W 0.11C/W 0.035C/W

Debaixo do chip 0.04C/W 0.02C/W 0.066C/W 0.02C/W

Valores nos circulos aparecem no datashet.

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Na Borda Debaixo do Chip

Tempo (s) Tempo (s)

Estado estacionário atingido em aproximadamente 1

segundo.

Estado estacionário atingido em aproximadamente 0.1

segundo.

A Impedância Térmica Transiente também é influenciada pela seleção do ponto de medição.

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Corrente Nominal de um Módulo IGBT.

Tj(max) – TC

VCE(@iT) x Rth(j-c) iCC =

Onde: iCC = Corrente nominal CC VCE(@iT) = Tensão entre o coletor e emissor a iT T j(max) = Máxima temperatura de junção Rth(j-c) = Resistência térmica entre junção e base TC = Temperatura fixa da base

Observação: Esta corrente nominal (iCC) depende do seguinte:

• Seleção de Tc – Menor TC resulta em iCC mais alta.

• Seleção de Tj(max) – Alguns fabricantes usam conservadoramente 125C em quanto outros usam 150 ou até 175C. Maior Tj(max) resulta em iCC nominal mais alta para o dispositivo em questão.

• O método de medição de Rth(j-c) – Medindo debaixo dos chips resulta em menor impedância térmica e maior iCC nominal.

A corrente nominal é o valor mostrado no rótulo. Por exemplo, a corrente nominal de um CM200DX-24S da Powerex é 200A. A corrente nominal CC é a corrente CC que faz a temperatura de junção do chip atingir Tj(max) com uma temperatura fixa Tc na placa base do módulo. Muitos fabricantes usam uma corrente CC como a corrente nominal.

A corrente iCC nominal pode ser calculada assim:

42

Fatos Sobre Corrente CC Nominal

• Uma corrente iCC nominal é geralmente inútil para a seleção de um dispositivo. A iCC somente reflete as perdas de CC e ignora as perdas por chaveamento e os limites de SOA.

• Uma corrente iCC nominal é geralmente inútil para

comparar dispositivos entre fabricantes. A iCC depende da seleção de TC, Tj(max) e o ponto de medição de impedância térmica.

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Correntes Nominais da Powerex

Correntes nominais para os módulos IGBT da Powerex são definidas como:

IC é a metade da corrente máxima repetitiva garantida ao desligar com Tj=Tj(max). ICM é a corrente máxima repetitiva garantida ao desligar com Tj=Tj(max). Com dispositivos mais novos também marcamos a temperatura da placa base (TC) na qual uma corrente contínua igual a IC fará Tj = Tj (max). Isso é feito principalmente para permitir a comparação com dispositivos de outros fabricantes que usam correntes contínuas como nominais.

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Correntes Nominais Quais são os limites “verdadeiros”?

(1) Tj (max) - Não se pode exceder a temperatura máxima de

junção.

(2) SWSOA - Não se pode chavear repetidamente fora da

SWSOA garantida.

(3) Dessaturação - Se o dispositivo entrar em dessaturação, o

que significa não ter mais ganho e entrar na região linear de

operação, falhará em microssegundos.

(4) Limites de corrente RMS nos terminais de potência - Os

terminais não podem exceder a temperatura máxima do

encapsulamento.

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Correntes Nominais Como Selecionar o Dispositivo Adequado

(1) Calcular as perdas com as condições da aplicação real e estimar a Tj usando Rth(j-c) e Rth(c-s). Tj deve ser inferior a Tj (max). É prudente aplicar margem de segurança. Por exemplo projetar para Tj = 125°C máximo é usual.

(2) Considerar a SWSOA: Corrente de pico ao desligar deve ser menor do que a SWSOA garantida (2X a nominal para dispositivos da Powerex). Margem de segurança deve ser aplicada.

(3) Considerar a vida de ciclos térmicos: Grandes ΔTj e / ou grandes ΔTC podem causar uma falha prematura em aplicações cíclicas.

46

Confiabilidade com Ciclos Térmicos

Caso 1: A temperatura varia na junção mas a temperatura da placa base não muda.

Caso 2: A temperatura da placa base varia junto com a junção.

47

A Estrutura Típica de um Módulo

Variações na temperatura da placa base causam

uma falha deste união de soldadura.

Variações na temperatura do chip (junção) de

silício causam uma falha desta solda ultrassônica.

Chip de Silício

Soldadura

Soldadura

Placa Base

Fios

de Ligação

Substrato Cerâmico com Folha de Cobre

48

Vida Útil com Ciclos Térmicos na Placa Base

A diferença nas características de expansão linear de vários materiais usados nos módulos causa fadiga térmica. A falha ocorre por causa de rachaduras que se formam devido à fadiga lateral.

Fios de Al

Chip de Silício

Substrato de Isolação

Placa Base de

Cobre

Rachadura

Placa Base de

Cobre


49

Indica o número de ciclos que se pode esperar antes do dispositivo falhar por causa de uma dada excursão de temperatura na placa base.

Curva de Vida com Ciclos Térmicos na Placa Base

50

Vida Útil com Ciclos Térmicos nos Fios Falhas por causa de deformação entre o chip de silício e os fios de ligação. A

deformação é causada pelas diferenças nas características de expansão linear dos diferentes materiais. Rachaduras se formam entre os fios de ligação e o chip de silício.

Fios de Al

Chip de Silício


Placa Base de

Cobre

Rachadura

Chip de Silício

Fio de Al

51

Curva de Vida com Ciclos Térmicos nos Fios

Indica o número de ciclos que se pode esperar antes do dispositivo falhar por causa de uma dada excursão de temperatura nos fios de ligação.

52

Conexão em Paralelo

Circuito que Demonstra Desequilíbrio de um Circuito

Desequilíbrio Máximo de Corrente vs. VCE(sat)

Módulos IGBT podem ser conectados em paralelo para aplicações que requerem correntes muito elevadas. Tal operação em paralelo só deve ser considerada quando o módulo com a maior corrente disponível não for suficiente. O uso de um módulo grande, em vez de pequenos módulos em paralelo, é recomendado porque elimina as preocupações com o equilíbrio estático e dinâmico de corrente entre os dispositivos em paralelo. Com a apropriada atenção ao projeto do circuito e à seleção dos dispositivos, vários módulos podem ser confiavelmente operados em paralelo.

53

Operação em Paralelo – Divisão de Corrente

Observação: Equilíbrio dinâmico de corrente é influenciado primariamente pela configuração do circuito.

Fatores relacionados ao balanço de corrente e seus efeitos

Fatores que influenciam o balanço de corrente

Relação Existe Não tem

Relação

Relação Fraca ou Ambígua

Ligação Desligamento di/dt=0 di/dt≠0

Caracterização do

Dispositivo

Indutância nos

Fios do

Circuito

Principal

Fios no

Controle de

Gate

∆Temperatura

∆L (Alimentação

para Dispositivo)

∆L (Total incluindo

a carga)

Diferença No

Comprimento dos Fios

Impedância da Saída

do Controle de Gate

Chaveamento do IGBT Em Condução

Categorias de balanço de corrente

54

Diagrama de circuito mostrando as conexões simétricas e assimétricas da carga

Desequilíbrio típico causado por uma conexão assimétrica de carga.

Configuração Recomendada do Controle de Gate Forma de onda de Corrente mostrando

Desequilíbrio no desligamento devido a um mal controle de Gate


55

Configuração Recomendada para o Controle de Gate

Operação em Paralelo

Mesmo RG

Conexões Simétricas e de Baixa Indutância

para o Gate e o Emissor

Conexão curta e de baixa indutância

56

Conexões Simétricas e Assimétricas do Circuito Principal


Desequilíbrio típico ao ligar causado por uma conexão de barramento

assimétrica.

57

Pontos Importantes – Considerações para Aplicações

• IGBTs são muito frágeis em termos de tensão excessiva. • Especificações de resistência térmica Rth(j-c) e Rth(c-f) só se aplicam a pontos específicos de medição de TC e Tf. Caso não se utilizem os mesmos pontos indicados no datasheet certamente ocorrerão erros significativos. • A "corrente nominal" de um IGBT não é definida de forma consistente entre fabricantes distintos. • Correntes nominais de CC são geralmente inúteis para a seleção do dispositivo porque ignoram as perdas de chaveamento e os limites de SOA. • Ao selecionar os IGBTs não se esqueça de considerar a vida útil em função dos ciclos térmicos na placa base e nos fios de ligação. • IGBTs podem ser conectados em paralelo para aplicações de alta corrente.

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COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

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Exemplos de Projetos

60

Passo 1: Clique neste ícone para a seleção do módulo

Passo 4: Selecionar o código específico do módulo

Passo 3: Selecionar a

série do módulo

Passo 2: Selecionar tipo de módulo da

lista

Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Selecionar o módulo para estimar as perdas

61

vout iout

φ cosφ=PF(Fator de Potência)

i

t

Freqüência de

chaveamento

tsw=1/fsw i t

Temperatura do dissipador

(direto debaixo dos chips)

Tf

CARGA

ICP

VCC

i

t

Rg

Para os IPMs,

Rg não é preciso.

Amplitude F Fund

Amplitude F

Portadora

Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Colocar as Condições da Aplicação

62

Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Fazer a Estimação de Perdas

Estas são as temperaturas de junção calculadas e as perdas de potência do IGBT e diodo volante devido às condições da aplicação.

Código do módulo

selecionado

Clicar em "=" para calcular

63

+ =

Wa, Wb, Wc Wneutro

Wa+Wneutral, Wb+Wneutral, Wc+Wneutral

Freqüência Fundamental vs. Portadora Forma de onda de uma fase Forma de onda entre

linhas

Reduz o chaveamento de cada IGBT por um terço.

Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Modulação de 3 braços vs. 2 braços

64

Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP

A XYZ, S.A. precisa de um drive de motor para uma nova máquina de cestaria. Você foi contratado para desenvolver o inversor. Os requerimentos da XYZ são os seguintes:

• Este inversor controla um motor de indução de 150HP.

• O motor é de 460V, trifásico, com uma corrente de carga total de 180A RMS.

65

As especificações do inversor são:

Tensão do barramento 650VCC; Max 800VCC

Tensão da saída 0 a 460 VCA, trifásica

Corrente da saída 180 A RMS

Sobrecarga 110% por 1 minuto

Frequência de chaveamento 10 kHz

Fator de Potência 0.83

Temperatura ambiente 50 C dentro da caixa


66

Selecionar o dispositivo: • Tensão máxima: 2.5 vezes a tensão rms de saída = 2.5 x 460V = 1150V Use um módulo de 1200V • Corrente: de saída multiplicada por 1.414, por sobrecarga, por fator de

ondulação; 180A x 1.414 x 1.10 x 1.10 = 308A de pico.

Use um módulo de 300 A

Escolha o CM300DX-24S da 5ª geração


67

A sobrecarga precisa ser analisada numa base transitória com respeito à subida de temperatura de junção. Pelo módulo IGBT a impedância térmica acaba em 0.1 segundo, então uma sobrecarga de 1 minuto pode ser considerada como continua.


68

Selecione o módulo duplo CM300DX-24S, de 1200V e 300A São necessários três para o inversor.


69

• Calcule as perdas e subidas de temperatura manualmente ou então use o simulador de perdas da Mitsubishi.

• No nosso exemplo, vamos usar o Melcosim, já mencionado nesta apresentação.


70


71

Resultados do Cálculo:

Perdas de Energía (Média)

P(Q):Total 411.43 W

CC: 149.61 W

SW: 261.82 W

P(D):Total 120.98 W

CC: 25.41 W

SW: 95.57 W

P(Q): 822.87 W

P(D): 241.95 W

P(Total): 1064.82 W

Subida de Temperatura: (Média) Δ Tj-c(Q): 27.15 C Δ Tj-c(D): 14.52 C TC(debaixo do chip):105.97 C Tj(Q): 133.13 C Tj(D): 120.49 C

As temperaturas estão baseadas numa temperatura de 90C na superfície do dissipador.


72

• Agora pode-se calcular a impedância térmica (Rθs-a) requerida do dissipador como:

Dissipada Energia

TRθ

Temperatura Máxima no Dissipador = 150 C – 27.15 C – 15.97 C = 106.88 C


C/W0.01783*1064.82W

C)50C(106.88Rθ

73

• Uma Fonte de Alimentação de um laser precisa produzir pulsos bem regulados de 600A e 5ms a 10Hz.

• É preciso um chaveamento de 20kHz para regular a corrente. O ciclo de trabalho (Duty) máximo é limitado a 50%

• A topologia é um “buck chopper” básico.

• A fonte de tensão é de 750VCC.

20KHz

PWM

5ms

600A

100ms

20KHz

PWM

5ms

600A

100ms

Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória

74

Selecionar um Dispositivo:

• Tensão Máxima: Para um barramento de 750V, precisamos de um módulo de 1200V

• Considerando 20kHz, um módulo otimizado para alta frequência será o mais eficiente.

• Para um pico de 600A, um módulo de 600A parece uma escolha inicial razoável.

Selecione o CM600DU-24NFH


75

Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória Calcular as Perdas: Usando o Melcosim no modo chopper, conseguimos calcular as perdas durante o chaveamento.

2775W

Observação: O simulador indica que Tj é alta demais, mas este é um pulso estreito; portanto, a massa térmica do dispositivo deve ser considerada. Para fazer isso, usamos a curva de impedância térmica transitória.

76

Efetivamente a impedância térmica de um pulso de 5ms é:

(0.31)(0.034 C/W) = 0.011 C/W

Isto resulta em um aumento de temperatura entre a placa base e a junção de:

(2775W)(0.011 C/W) = 30 C

Portanto, para projetar para Tj de 125C, precisa-se de uma temperatura máxima na placa base de:

TC = 125 C - 30 C = 95 C


77

20KHz

PWM

5ms

600A

100ms

20KHz

PWM

5ms

600A

100ms

Tj=TC

Tj=TC + 30 C

t0 < t < t1: Tj = TC + P * Zth(t)

T1 ≤ t ≤ t2: Tj = TC + P * [Zth(t) - Zth(t-t1)]

t0 t1 t2


78

Selecionar o dissipador:

Primeiro, precisamos saber a média das perdas:

Pavg = 2775W(5ms/100ms) = 139W

Logo, ao considerar a impedância térmica de contato, a temperatura do dissipador tem que ser:

TC – Rth(c-f)* Pavg = 95 C - (0.02 C/W*139W) = 92 C

E se a temperatura de ambiente é de 50C, a impedância térmica do dissipador deve ser:

Rth(f-a) = (92 C - 50 C)/139W = 0.30 C/W

Isto pode ser facilmente obtido através de um dissipador a extrusão comum e ar forçado.


79

Resumo do Exemplo de Projeto

Selecionar um dispositivo para uma aplicação é normalmente um processo iterativo.

Um bom projeto toma em conta os fatores seguintes:

Perdas em Estado Ativo (CC)

Perdas de Chaveamento

Impedância Térmica (Rth)

Transferência de Calor

SOA ao Desligar

Utilização do FWDi

Confiabilidade com Respeito aos Ciclos Térmicos

80

COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

81

Projeto de Circuito de Controle de Gate

82

E

C

G

E

IGBT MÓDULO

V ON

V OFF

+

+

R G

ISOLAÇÃO

Entrada

Circuito Básico de Controle de Gate

Controle de Gate – Tensão aplicada ao gate de um IGBT que o liga ou desliga.

• Para ligar, é necessária uma tensão positiva de 15V10%.

• Para desligar, uma tensão entre -5 e -15V é recomendada.

83

Regras Fundamentais do Controle de Gate

Regra #1: Siga as normas do fabricante.

Os IGBTs são otimizados para uso com certas condições no controle de Gate. Um controle de Gate apropriado dá as menores perdas e confiabilidade melhorada.

Regra #2: Não suponha que as normas de um fabricante aplicam-se aos dispositivos de um outro. As diferenças no projeto do chip resultam em diferenças

no melhor controle de Gate.

84

Requerimentos de Tensão (VGE(on)) para Ligar

• No Mínimo: O dispositivo deve ficar completamente saturado com alta corrente e ligar eficientemente.

• O limite de capacidade para suportar curto-circuito: A corrente de saturação durante um curto-circuito aumenta com um aumento de VGE. Aumento de corrente de SC (curto-circuito) reduz o tempo que o módulo suporta o curto tSC.

• Limite superior absoluto: O Valor VGES do dispositivo. VGES é normalmente ±20V. Tensões superiores podem danificar a camada de isolação de SiO2.

85

Tensão Mínima Requerida para Ligar

• O dispositivo deve ficar completamente saturado com alta corrente.

• O dispositivo deve chavear eficientemente.

86

Característica Estática do IGBT

VGE=9V

11V

13V

15V 17V 200

160

120

80

40

0

Co

rren

te (

A)

no

Co

leto

r

0 1 2 3 4 5

Tensão (V) entre coletor e emissor

Módulo

100A, 600V

VCE(sat) = 2.4V

Observação: Parece que VGE = 12V é suficiente para

operação até IC = 100A

87

IGBT: Ligação vs. VGE

IC IC

VCE VCE

Condições: IC = 25A/div, VCE = 100V/div, t:200ns/div, RG = 6.2Ω

Observação: VGE = 12V não é suficiente para baixas perdas ao ligar.

VGE(on) = 15V VGE(on) = 12V

88

Fator limitante: Tempo de exposição a um curto-circuito tSC.

Isc VGE e tSC

\ Menor VGE resulta em mais resistência a um curto-circuito.

IxV

1

SCSC

Limite Tensão Máxima Requerimento de Curto-Circuito

89

Recomendação para VGE(on)

Para (a maioria dos) Módulos IGBT da POWEREX

15V ±10% Fornece:

• Saturação com 2X a corrente nominal;

• Chaveamento eficiente ao ligar;

• Capacidade de Curto-Circuito de 10µs

90

Proteção do Gate do IGBT: Técnicas para grampear a tensão de Gate

G

E

E

C

IGBTModuleVON

VOFF

+

+

RG

VON

VOFF

+

+

RG G

E

E

C

IGBTModule

Grampo Convencional com Zener Grampo com Capacitor-Diodo

• Evita que transientes danifiquem o “gate”.

• Ajuda a controlar um surto de corrente durante um curto-circuito.

91

Requerimentos de Tensão de Desligamento (VGE(off))

Recomenda-se uma tensão forte negativa de entre -5V e -15V.

• As altas tensões de operação de um IGBT produzem uma elevada dv/dt que tende a “perturbar” a tensão do Gate e podem causar uma ativação inesperada.

• Os módulos IGBT são bastante influenciados pelo efeito de capacitância Miller.

• Os módulos grandes com chips em paralelo têm resistores de Gate internos e indutância parasita que podem permitir a tensão de Gate interna subir além da tensão do terminal.

Dispositivo 600V, 100A

Cies

(Capacitância de Entrada) Cres

(Capacitância Miller) Cres/Cies

MOSFET 11nF 0.2nF 0.018

IGBT 4nF 0.8nF 0.2

92

Seleção de RG

RG Grande

• Chaveamento mais lento;

• Menor ruído de chaveamento;

• Recuperação mais suave do diodo volante.

RG Pequeno

• Menores perdas de chaveamento;

• Mais controle sobre ruído no Gate.

93

Faixa de RG Permitida para os Módulos IGBT da Powerex

A faixa de RG permitida fica no datasheet. A faixa tipicamente abrange uma ordem de grandeza..

94

Exemplo: CM1400DU-24NF 1400A, 1200V Módulo IGBT Mega-Dual Para fPWM = 10KHz, VGE = ±15v: Total de Carga do Gate (QG ) = QG(-15v a 0v) + QG(0v a 15v) QG = 2200nC + 7200nC = 9400nC A Corrente da fonte para o Gate é: iS = QG x f = 9400nC x 10kHz = 94mA Potência Total Requerida: IS x VS 94mA x 30V = 2.82W

Off Bias

VGE =0 to -15V

On Bias

VGE=0 to +15VOff Bias

VGE =0 to -15V

On Bias

VGE=0 to +15V

Cálculo de Potência para Controle de Gate

95

Corrente de Pico do Gate Supondo que o Gate de um IGBT é como um capacitor descarregado, a máxima corrente de pico do Gate seria:

IG(pico) = ΔVG RG Com o CM1400DU-24NF normalmente usamos uma resistência de Gate, RG = 1.0ohm Com ±15V para o controle de Gate: IG(pico) = 30V 1.0ohm = 30A A verdadeira corrente de controle é menor por causa do seguinte: (1) Velocidade limitada de comutação da saída do controlador; (2) Indutância e resistência parasitas no circuito de controle de Gate; (3) A maioria dos módulos IGBT que usam chips em paralelo tem resistores de Gate

internos para manter equilíbrio dinâmico de corrente. Para o CM1400DU-24NF a resistência interna equivalente é 0.67 ohm.

No entanto, se for possível, deve-se projetar um controle com a capacidade de fornecer a corrente máxima teórica e assim assegura-se que o desempenho e o controle de Gate estão apropriados e confiáveis sob todas as condições.

96

Sensor de Dessaturação Proteção de Curto-Circuito

Se a Vce ficar mais elevada que a VTRIP por mais que tTRIP depois de se aplicar o sinal de entrada, um curto-circuito é detectado.

COMPARA Demora

t TRIP

Controle

De Gate

AND

E

C

G

E

Módulo

IGBT

V TRIP

V+

R G

+

Desativação

D1

Entrada

97

Controle de Gate Totalmente Isolado

98

Considerações sobre o “Layout” do Controle de Gate

• O “Layout” deve minimizar a indutância parasita entre a saída do controle e o IGBT.

• Evite o acoplamento de ruído, use blindagem, e evite colocar o circuito de controle perto de fontes de ruído.

• Use o terminal de emissor auxiliar do módulo IGBT para fazer a conexão com o controle de Gate.

• Ligue a placa de controle diretamente aos terminais de Gate de IGBT, se possível.

• Use cabo de par trançado ou cabo blindado se uma conexão direta não for possível.

• Se usar optoacopladores para o lado superior do controle, eles devem ter imunidade a transiente de modo comum de 15kV/µs em alta tensão.

99

1101314

13811

M57145L-01

+

+

C1 C2

DZ3

DZ1

DZ2

RG1

C4

+ R1

R3

C3OP1

IGBT

Module

C1

C2E1

G1

E1

E2

G2

E21101314

M57959L/M57962L/M57160L

13811

M57145L-01

+

+

C5 C6

D3

DZ6

DZ4

DZ5

RG2

C8

+ R2

C7OP2

D4

CN1

+VL

IN2

FO

+VS

GND

IN1

J2

D1 D2

CN2

J1

M57959L/M57962L/M57160L

1

Plano de Terra do Sinal Lógico

Plano de Terra Lado Superior

Plano de Terra Lado Inferior

“Layout” de Controle de Gate Duplo

100

VLA106-15242, VLA106-24242 Conversores CC-CC

Voltage Regulator Current Limiter

Oscillato

r 10

11

8 3

2

1

3.3K VCC

VO

VEE

Rectifier

VZ=8.2V

24V

9

VIN

+

-

VLA503-01, VLA504-01, M57159L-01, Controles de Gate

VCE Detector

Fault Latch and Timer

Interface Buffer

14

13

2 8

1

4

5

6

Opto Coupler

Control Input 180

VCC

Fault ttrip Adjust

VCE detect

VO

VEE

Circuito de Aplicação

C2

+

+Control

5V

Fault +

C3

RG

CTRIPG

E

IGBT

Module

R1

M57159L-01/VLA503-01/VLA504-0113 114 10

D1

DZ2

DZ3

OP1

VLA106-15242/VLA106-24242

8 111 3

+C1VIN

+

DZ1

Circuitos Híbridos para Controle de Gate Isolado

101

VLA500-01/VLA502-01/VLA500K-01R Controles de Gate Híbridos com Conversor CC/CC e Sensor de Dessaturação

VLA500-01 Circuito de Aplicação

VLA500-01/VLA500K-01R/VLA502-01

150 F +

15V

+

1 7 26 23 17 20

+

30 28

+

Control 5V

Fault

+

150F

1F

RG

CTRIP

150F G

E

IGBT Module

3.3K

4.7K

CS

DC-DC Converter

Viso=

2500VRMS

Regulator 17.4 VDC

UV Lock-Out

VGE Detector

Fault Latch and Timer

Interface Buffer

1

2

3

4

6

7

19

29

28

30

25

23

20

24

22

Opto Coupler

VD 15V

+

-

Control Input

5V

+

-7

390

VCC

GND

Fault

td Adjust

VCE detect

VO

VEE

265

21

Características: • Ampla faixa de tensão de saída +15V/-8V

• Conversor CC/CC isolado integrado

• Proteção contra curto-circuito com sensor de dessaturação.

• Corrente de pico de controle +/- 12A

• Encapsulamento SIL compacto

• Entrada de controle por optoacoplador rápido

• VLA500-01 para Serie-NF

• VLA500K-01R para Módulos de 1700V

• VLA502-01 para Serie NFH (opto rápido interno para reduzir o atraso de propagação)

102

Ferramentas para Projeto Rápido: Projetos de Referência para o Controle de Gate

BG2A BG2B

103

Placa de Controle – VLA536-01R

Aplicação: Módulos IGBT Duplos NX

Características:

• Só requer uma fonte de +15V;

• Conversores CC/CC e controles

embutidos;

• Completa e pronta para usar;

• Compatível com interface CMOS

• Tamanho Compacto (101x64mm)

• Isolação de 2500Vrms

104

Resumo Projeto de Circuito de Controle de Gate

• Siga as normas do fabricante para a resistência de gate (RG) e para as tensões de controle (VGE(on),VGE(off)).

• O “layout” é crítico – evite fios longos, use camadas blindadas nas placas, selecione componentes com imunidade de ruído dv/dt apropriada.

• Verifique se o controle de Gate pode fornecer corrente de saída adequada.

• Use 15V ±10% para ligar.

• Use um sinal forte negativo entre -5V e -15V para desligar.

105

COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

106

Projeto de Circuito de Potência

107

Circuito de Teste de Chaveamento de Meia-Ponte

Circuito Meia Ponte 5-10µs Típico 200-500µs Típico

Subida de Tensão ao desligar

A fonte mais comum de sobretensão é a tensão de surto no desligamento.

108

Meia-Ponte com Indutância Desviada

O surto de tensão no desligamento é causado por indutância na conexão do barramento CC.

Vs = LB*di/dt

109

O surto de tensão no desligamento é apróximadamente a di/dt ao desligar multiplicado por LB. (di/dt x LB). Portanto, minimizar a LB é necessario para minimizar o surto de tensão ao desligar.

Indutância Desviada Pequena (Esboço Mostrado na Página Anterior)

Ic: 50A/div. Vce: 200V/div. t: 100ns/div. Dispositivo Testado: CM100DY-12H (600V, 100A)

Vce(surto)=460V Vce(surto)=600V

Efeito de Indutância Desviada no Barramento CC

Indutância Desviada Grande (Com um fio de 15cm entre Terminal E e o Barramento)

110

Quanta indutância é aceitável no barramento?

Supondo-se que o tempo de descida de um IGBT é 100ns e mantendo-se o surto de tensão máximo em 200V a indutância do barramento deve ser:

Exemplo 1: CM35MX-24S CIB 35A 1200V

di/dt ao desligar é aproximadamente: 35A/100ns = 0.35A/nS e LBUS = Vsubida di/dt = 200V/0.35A/ns = 570nH

Exemplo 2: CM200DX-24S Duplo 200A, 1200V di/dt ao desligar é aproximadamente: 200A/100ns = 2A/ns e LBUS = Vsubida di/dt = 200V/2A/ns = 100nH

Exemplo 3: CM1400DU-24NF Duplo 1400A, 1200V

di/dt ao desligar é aproximadamente: 1400A/100ns = 14A/ns e LBUS = Vsubida di/dt = 200v/14A/ns = 14.3nH

111

O quê é um nH? Estas figuras de um ensaio antigo feito por Harald Vetter mostram a indutância de varias configurações de condutores. No Tipo (1) abaixo os dois fios um ao lado do outro terão uma indutância de pelo menos 5.5nH/cm.

Então no Tipo (2) da página anterior, o barramento de conexão CC apenas pode ser de 18cm. O exemplo 3 claramente requer uma estrutura laminada como mostrada no Tipo (4), uma vez que um barramento como no Tipo (1) limitaria o tamanho em 2.6cm.

112

Como Minimizar a LB – Use uma Estrutura Laminada para o Barramento

Vista de Corte Transversal de um Barramento Laminado

113

Exemplo de “Layout” para um Inversor

Trifásico de Alta

Corrente

114

Estimando a Indutância Desviada no Circuito de Potência

Indutância Total na Conexão: L = VDEGRAU di/dt = 35v 1A/ns = 35nH Indutância no Circuito de Potência: Ls = Indutância Total na Conexão – Inductância no Encapsulamento do Módulo = 35nH - 18nH = 17nH

Forma de Onda ao Ligar (Módulo IGBT Duplo 100A, 600V)

115

Controle de Tensão de Transiente

Para a maioria das aplicações usando Módulos de 2 ou 6 IGBTs o snubber tipo A é suficiente. Se o snubber tipo A oscilar com o barramento CC e a indutância não puder ser reduzida o snubber B pode ser usado. O snubber C é as vezes usado com módulos IGBT simples e grandes. O snubber D pode ser usado em aplicações de baixa frequência para controlar as oscilações ou para reduzir ruído EMI/RFI.

Circuitos de Snubber de IGBT Comuns

116

Circuitos Snubber para Módulos Duplos, de 6 e de 7

Muitos fornecedores de capacitores fazem capacitores projetados para montagem direta nos terminais do módulo IGBT.

A Módulo IGBT Duplo

B Módulo IGBT de 6

117

C1

C2E

1

E2

BG2A

BG2B

BG2C15V

+

Control

Powerex NF, NFH or A

Series Dual IGBT module

Note: The gate of the unused

half of the module must be

shorted to the upper emitter E1

Powerex gate driver board:

Only the G2-E2 half of this dual

driver board needs to be populated.

G1

E1

G2

E2

12-

18V

Load

Snubber capacitor. Use at least

1uF per 100A of switched current.

Must Have extremely low loop

inductance (heavy lines in circuit).

DC bus stiffening capacitor.

This is used to prevent

voltage surges caused by

wiring inductance from the

Main DC source. Typical

values may be from zero to

several thousand uF

depending on the wiring

length to the DC source

+

VDCMain power

supply

Apply short directly at the

module’s terminals when using

a dual module as a chopper

Use Laminated Bus for

connecting the main

capacitor bank to the

IGBT module

(Red Lines in drawing)

C1

C2E

1

E2

BG2A

BG2B

BG2C15V

+

Control

Powerex NF, NFH or A

Series Dual IGBT module

Note: The gate of the unused

half of the module must be

shorted to the upper emitter E1

Powerex gate driver board:

Only the G2-E2 half of this dual

driver board needs to be populated.

G1

E1

G2

E2

12-

18V

Load

Snubber capacitor. Use at least

1uF per 100A of switched current.

Must Have extremely low loop

inductance (heavy lines in circuit).

DC bus stiffening capacitor.

This is used to prevent

voltage surges caused by

wiring inductance from the

Main DC source. Typical

values may be from zero to

several thousand uF

depending on the wiring

length to the DC source

+

VDCMain power

supply

Apply short directly at the

module’s terminals when using

a dual module as a chopper

Use Laminated Bus for

connecting the main

capacitor bank to the

IGBT module

(Red Lines in drawing)

Usando um IGBT Duplo como Chopper (Aplicação CC)

118

Electrolytic

Capacitor

Electrolytic

Capacitor

Laminated Bus Bar ExampleGreen=Insulator, Gold=Conductor

IGBT Module

Top

View

Side

View

Cross

Section

Top Layer

(+) bus

Bottom Layer

(-) bus

+

-

IGBT Module

C2E1C1 E2

Snubber

Capacitor

Output bus

Snubber

Capacitor

Electrolytic

Capacitor

Electrolytic

Capacitor

Laminated Bus Bar ExampleGreen=Insulator, Gold=Conductor

IGBT Module

Top

View

Side

View

Cross

Section

Top Layer

(+) bus

Bottom Layer

(-) bus

+

-

IGBT Module

C2E1C1 E2

Snubber

Capacitor

Output bus

Snubber

Capacitor

Usando um IGBT Duplo como Chopper (Aplicação CC)

119

Resumo – Projeto de Circuito de Potência

• Baixa Indutância no Barramento CC é mais eficaz para controlar as tensões de transientes. Quanto mais corrente for chaveada tanto mais crítica é a indutância no barramento.

• Circuitos Snubber podem ser úteis para controlar

as tensões de transientes e as oscilações no circuito de potência.

120

COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

121

Tecnologia: Chips e

Encapsulamentos

122

1a Ger 2a Ger. E series

3a Ger. H series

4a Ger. F series

5a Ger. NF series

Perdas de Potência em Aplicação de Inversor

1985 1990 1995 2000 2005

Per

das

de

Po

tên

cia

(W)

100W

1a Ger.

IGBT Perdas de condução

IGBT Perdas de desligamento

2a Ger. 3a Ger. 4a Ger. 5a Ger.

75W

50W

40W 33W

Historia da Tecnologia do Chip de IGBT

Condições Calculadas

Classificação = 75A, 600V

Corrente de Saída (Io) = 45A r.m.s.

Frequência portadora, fc = 15kHz

Fator de potência, φ = 0.8

Aplicação: Inversor Senoidal 3Φ

Tipo de Controle: PWM Convencional

IGBT Perdas de ligação

CSTBTTM

Year

6a Ger. IGBT

Tecnologia Imunidade Otimização da Padrão Fina Gate Trincheira CSTBT Wafer Ultra-delgada SiC Chave: ante Latch-up Camada Buffer 5um --> 3um 1um LPT CSTBT Otimizado

2010

Novo Dispositivo

26W

6a Ger.

123

Wafer PT Epitaxial - IGBT

Novo 600V, 1200V , 1700V LPT - CSTBT

Wafer NPT FZ IGBT

Material de wafer Região de deriva n-

Material de wafer região de deriva n-

material de camada de epi Região de deriva n-

camada buffer n

Buffer n+ Camada epi

p+

p+ substrato p+

coletor

emissor

gate

colector

emissor

gate

Camada de portadoras enterradas

IGBT: Comparação de Estrutura Vertical

NPT convencional precisa de um n- espesso para bloquear alta tensão. A camada n- espessa resulta em alta Vce(sat) e maiores perdas de comutação.

Projeto epitaxial dá uma camada n- muito fina necessária para baixa Vce(sat) embora material de wafer epitaxial é mais caro do que FZ.

Estrutura LPT wafer delgada inclui camada buffer difuso em material silício FZ de baixo custo para dar a melhor relação entre custo e desempenho.

124

(1) Perfil de Dopagem Otimizado Reduz o espalhamento de VGE(th)

(2) Densidade da Camada de Portadoras Melhora a SCSOA

(3) Padrão Fino Reduz a VCE(sat)

(4) Camada n- mais fina Reduz a VCE(sat) & Esw(off)

Conceitos Principais do Projeto do IGBT de 6ª Geração

125

IGBT 6a

Ger. IGBT 5a Ger.

Redução de 0.55V

@Eoff = 15mJ/pulso

Concorrência 4a Ger. (medida)

(@Tj = 125 C, IC = 150A)

IGBT 1200V 6a Geração Balanço entre VCE(sat) e ESW(off)

126

VGE

IGBT da 6a Geração IGBT da 5a Geração

VCE

IC

(@I C = 150A, Vcc = 600V, Tj = 125 C)

Eoff = 14.5mJ/pulso redução de 25%

Eoff = 19.4mJ/pulso

Forma de Onda ao Desligar: IGBT 1200V da 6a Geração Corrente de Cauda Reduzida

127

Ig(0.5A/div.)

Ic(50A/div.)

Tempo (400ns/div.)

Ig(0.5A/div.)

Ic(50A/div.)

Qg = 650nC/pulso Qg = 1130nC/pulso

(VGE -15V⇒+15V) (VGE -15V⇒+15V)

IGBT da 6a Geração IGBT da 5a Geração

Ig

QgPico de Ig é cerca a 40% e Qg é cerca a 60% do IGBT da 5ª ger.

Requerimentos de Potência do Controle de Gate

IGBT 1200V 6ª Geração Capacitância Miller Reduzida –> Baixa Carga de Gate

(@I C = 150A, Vcc = 600V, Tj = 125 C)

Tempo (400ns/div.)

128

(1) Emissor N Fino Baixa Vf

(2) Camada N- Espessa Menor Coeficiente de Temperatura Negativo

Projeto de Diodo Volante 1200V 6a Geração

Anodo

Diodo Volante Convencional

Catodo

Camada P Colector

Camada N-

Emissor N

Novo Diodo Volante Fino

Camada N-

Corte Transversal

129

Desempenho do Diodo Volante de 6ª Geração Vf a Err = 8mJ/Pulso Reduzida 0.4V

Vf (V) (@Tj = 125℃, IF = 150A)

0

2

4

6

16

18

20

1 1.5 2 2.5 3

8

10

12

14

E rr [

mJ/

pu

lso

]

Novo Diodo

Diodo Convencional

VF = 0.4V Melhor (@Err = 8mJ)

130

• Baixa Impedância Térmica Substrato cerâmico AlN Superior 130W/mK (Outros usam 35W/mK alumina)

• Subidas de Tensão Diminuidas Eletrodo moldado inserido corta a indutância em 60%

(indutância entre C1-E2 módulo 200A: Convencional = 58nH, Novo encapsulamento U = 17nH)

• EMI Conduzida Reduzida Substrato otimizado para menor capacitância de fuga. (Outros 0.260mm Al2O3 = 730pF Encapsulamento U com 0.635mm AlN = 250pF)

• Confiabilidade Melhorada Junções de soldagem dos eletrodos eliminadas, Processo de soldagem otimizado para junção dos chips, Fios de ligação de alta integridade

• Aquecimento de Eletrodo Reduzido Eletrodos pré-formados baixa resistência

• Mais Resistência contra Deformação por Flexão Cerâmica pequeno e placa base mais espessa. (Aumento de 50% em torque de montagem permitido)

Tecnologia de Encapsulamento de Alta Confiabilidade

Eletrodo do Terminal Principal Gel Si Capa Encapsulamento de Molde Inserido

Fios Al de conexão Placa Base Cu Chips de Potência Substrato AlN

Eletrodo do terminal Principal Gel Si Resina Epóxi Encapsulamento de Molde

Conexão de Soldadura Placa Base Cu Chips de Potência Substrato AlN

Módulo Convencional (Serie-H)

Novo Módulo

131

COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

132

Encapsulamento “Padrão da Indústria” Perfil Delgado – 17mm Amplo Espectro Numa furação Termístor NTC Embutido Configuração de Terminais Fluxo-Transversal

Módulos IGBT com Novo Encapsulamento NX

133

Moldura Universal 122mm x 62mm x 17mm

Terminal para Parafuso Pino para

soldagem

Simples/Duplo/Chopper Encapsulamento de Seis/Sete

CIB (Conversor-Inversor-”Brake”

(Freio))

Moldura comum usada para muitas configurações Simplifica fabricação automatizada

Módulo IGBT Serie-NX Conceito do Encapsulamento

134

Encapsulamentos NX “Mestres”

NX-M 122 * 62 mm

NX-L 122 * 122 mm

135

Configuração de Fluxo Transversal

NX-L122 * 122 mm

NX-S74 * 62 mm

NX-M122 * 62 mm

12

2m

m×

62

mm

NX-L122 * 122 mm

NX-S74 * 62 mm

NX-M122 * 62 mm

12

2m

m×

62

mm

NX-L122 * 122 mm

NX-S74 * 62 mm

NX-M122 * 62 mm

12

2m

m×

62

mm

Barramento Laminado

Controle de Gate

U V W

Encapsulamento NX Projeto de Fluxo Transversal

Layout e Barramento CC Simplificados

Exemplo de Aplicação: Inversor 200A RMS Módulos IGBT Serie NX 6a Geração: CM450DX-24S

136

NX: Vantagem com Ciclos de Potência

137

Serie-NX – Vida Útil vs. Ciclos de Potência

Confiabilidade > 10x Vida Útil vs. a concorrência

138

Série NX - Melhorias na Placa Base

Depois dos módulos serem montados, a placa base de cobre é cortada em um perfil otimizado. Objetivo da Especificação de nivelamento: ±0µm ~ +100µm (Convexo)

139

Tj (Max) mais alta para a 6a geração Serie-NX

(1) Operação contínua deve ser limitada a 150°C

(2) Tj Máxima Absoluta é 175°C

(3) Tc(max) é 125°C

Observação: Oferece 25% mais potência com o mesmo projeto de dissipador para um dado módulo IGBT!

Observação: Considere o impacto da ciclagem térmica na vida útil!

140

Características do Novo MPD (Mega Power Dual)

• Placa base de Al de baixo peso

• Alta Durabilidade de Ciclos Térmicos com a Tecnologia de Ligação direta entre Al e Cerâmica.

• Configuração de Terminais em Fluxo Transversal como o MPD Anterior

• Termístor Embutido Opcional

141

Características do Encapsulamento do Novo MPD

G E

C

G E

C

Espectro

Termístor NTC 1700V 1800A

1200V 2500A Vermelho e azul são as conexões (+) e (-) do barramento CC. Verde é a saída de CA.

Baixa Indutância: O Novo MPD tem um barramento interno de múltiplas camadas que alcança 5.1nH entre os terminais P e N (C1 e E2). Isto é crítico para reduzir surtos de tensão.

310mm x 142.5mm

142

Tecnologia de Placa Base Segmentada

Vista por

baixo

Vista

Interna

Dissipador

Placa base

Placa Base

vão

Placa Base Segmentada

Segmentos da Placa Base

Dissipador

Sem vãos

• O MPD grande é constituído de cinco segmentos idênticos; • Tamanho dos segmentos melhor adaptado para produção em massa; • Segmentos individuais podem ser pré-testados com máxima potência para aumentar o

aproveitamento do processo produtivo. • Segmentos individuais ajustam-se melhor às deformações de dissipadores maiores.

143

Nova Ligação Direta entre Cerâmica e Placa Base de Al Espessa • Durabilidade de ciclagem térmica aumentada em 3X comparado com cobre soldado

a AlN DBC; • Peso do módulo reduzido em 30% comparado com cobre; • Camada de solda entre cerâmica e placa base eliminada.

Chip IGBT

Padrão de Cobre Substrato

Soldadura

Pasta

Placa Base Cobre

Padrão de Cobre

Aleta Al

Solda

Estrutura Convencional

Chip IGBT Solda

Padrão Al Substrato

Placa Base Al

Pasta

Aleta Al

Nova Estrutura

Rachadura

Camada de solda eliminada aqui

Eliminação da camada de

solda compensa a mudança

de Cobre para Al na placa

base.

144

Resumo de Tecnologia: Chips e Encapsulamentos

• Um chip IGBT “estado-da arte” hoje tem duas características principais:

(1) Wafer Fino com Estrutura Vertical LPT (2) Estrutura de Superfície Gate Trincheira

• Cerâmica AlN (Nitrito de alumínio) fornece desempenho térmico superior comparada com Al2O3 (Alumina)

• IGBTs de 6ª Geração destacam-se por menores perdas, redução em potência requerida para controle de Gate e temperaturas até Tj = 175 C.

• Novo encapsulamento NX delgado permite um amplo espectro de classificações numa mesma furação e uma configuração de fluxo transversal

• Novo MPD disponível com classificações de 2500A/1200V e 1800A/1700V.

145

COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

146

Espectro de Produtos IGBT da Powerex

147

Famílias de Produtos Principais Serie-A (Serie de Alta Densidade de Corrente)

• Melhor desempenho vs. Dispositivos I80 Europeus. • Menores, Encapsulamentos Otimizados por custo

Serie-NF (Aplicações Industriais de Alto Desempenho até 10kHz)

• Compatível com 3a Geração (Serie-H) • Desempenho Líder da Industria • Novo Encapsulamento Mega-Dual

Encapsulamento-NX • Nova Plataforma com Encapsulamento Flexível Universal • Termistor Embutido • Desempenho Líder da Industria

Serie-NFH (Alta Frequência ~15kHz-60kHz)

• Baixa Eoff

• Encapsulamento-U Baixa Indutância

Módulos HVIGBT (Aplicações Industriais de Alta Potência)

• Encapsulamentos Padrões Industriais • Correntes Nominais até 3600A • Tensões Máximas até 6500V

Módulos IGBT - Powerex

148

Espectro da Série-A (Série de Alta Densidade de Corrente)

75 100 150 200 300 400 500/600 600

Sin

gle CM400HA-

24A

CM600HA-

24A

CM600HB-

24A

Duplo CM100DY-

24A

CM150DY-

24A

CM200DY-

24A

CM300DY-

24A

CM400DY-

24A

CM600DY-

24A

Sin

gle CM500HA-

34A

Duplo CM75DY-

34A

CM100DY-

34A

CM150DY-

34A

CM200DY-

34A

CM300DY-

34A

CM400DU-

34A

Corrente Nominal (A)

Vce (V)

12

00

17

00

110×80 108×62 94×4

8

110×80 108×62 140×130

• Melhor Desempenho vs. Dispositivos Europeus Classificados com Tc = 80 C • Menores, Encapsulamentos Otimizados por Custo

149

Corrente Nominal

100 150 200 300 400 600 900 1000 1400

60

0 CM150DY-

12NF

CM200DY-

12NF

CM300DY-

12NF

CM400DY-

12NF

CM600DY-

12NF

12

00 CM100DY-

24NF

CM150DY-

24NF

CM200DY-

24NF

CM300DY-

24NF

CM400DY-

24NF

CM600DY-

24NF

CM900DU-

24NF

CM1400DU-

24NF

17

00 CM1000DU-

34NF

Serie-NF

Vce (V)

Mó

du

los D

up

los

94×48 110×80

140×130

150×166

Mega-Dual

108×62

Espectro da Série-NF (Aplicações Industriais de Alto Desempenho ~10kHz)

• Compatível com a 3a Geração (Series-H) • Desempenho Líder da Industria

• Mais Alta Confiabilidade • Novo Encapsulamento

“Mega-Dual”

150

Encapsulamento ->

NX-M NX-L

Corrente (A)

CIB 6-Pack 7-Pack Duplo Duplo

35

50

75

100

150

200

300

400/450

600

1000

Espectro de Módulos IGBT no Encapsulamento NX

600V Serie-A 1200V 6a Geração Serie-S

1700V 6a Geração* * Em Desenvolvimento

151

Espectro de HVIGBT Padrão Industrial – Robusto, Alta Confiabilidade, Encapsulamento Testado em Campo

Código do Encapsulamento: HB/DB = Base de Cobre HC/DC = Base de AlSiC HG = Tipo Alta Isolação Sufixo: H = Convencional N = CSTBT

200 400 600 800 900 1200 1800 2400

1700 CM800HA-34H CM1200HA-34H CM1800HC-34N CM2400HC-34N

2500 CM800HB-50H CM1200HC-50H

3300 CM400HG-66H CM800HB-66H

CM1200HC-66H

CM1200HG-66H

4500 CM400HB-90H CM600HB-90H CM900HB-90H

6500 CM200HG-130H CM400HG-130H CM600HG-130H

1700 CM600DY-34H CM800DZ-34H CM900DC-34N

CM1200DB-34N

CM1200DC-34N

2500 CM400DY-50H

3300 CM400DY-66H

1700 CM600E2Y-34H CM1200E4C-34N

3300 CM800E2C-66H

6500 CM400E4G-130H

CH

OP

PE

R

73mm x 140mmTamanho da

Placa Base130mm x 140mm 190mm x 140mm

Ic (A)

Vce

(V

)

SIN

GLE

DU

PLO

152

Módulos CSTBT de Alta Frequência

Por que fazer um dispositivo mais rápido?

• IGBTs de Padrão Industrial são otimizados para inversores PWM de comutação forçada com frequências portadoras de pouco menos de 15kHz

(Baixa VCE(sat) é o enfoque principal)

• Algumas aplicações tais como fontes de alimentação e aquecimento indutivo requerem frequências de operação mais altas (30kHz a 60kHz).

(Baixa ESW(off) é mais importante)

153

Escolha entre Eoff e VCE(sat) Módulo 1200V, 200A (Tj = 125 C)

0

5

10

15

20

25

30

1.6 2.6 3.6 4.6 5.6 Vce(sat

E O

FF ( m

J )

New “ NFM ” series

High Frequency 5 th Generation CM200DU - 24NFH

Standard 5 th Generation Module CM200DY - 24NF

0

5

10

15

20

25

30


High Frequency 5 th Generation Module CM200DU - 24 NFH

Standard 5 th Generation Module CM200DY - 24 NF

0

5

10

15

20

25

30

1.6 2.6 3.6 4.6 5.6 Vce(sat)

E O

FF ( m

J )


High Frequency 5 th Generation CM200DU - 24NFH

Standard 5 th Generation Module CM200DY - 24NF

0

5

10

15

20

25

30

Módulo Alta Freqüência 5a Geração CM200DU - 24 NFH

Módulo Padrão 5a Geração

CM200DY - 24 NF

154

100A 150A 200A 300A 400A 600A

600V 2 in 1 CM100DUS-

12F

CM150DUS-

12F

CM200DU

-12NFH

CM300DU

-12NFH

CM400DU

-12NFH

CM600DU

-12NFH

1200V 2 in 1 CM100DU

-24NFH

CM150DU

-24NFH

CM200DU

-24NFH

CM300DU

-24NFH

CM400DU

-24NFH

CM600DU

-24NFH

Espectro de Módulos Série-NFH CSTBT de Alta Frequência

108mm x 62mm 94mm x 48mm 110mm x 80mm

155

a. Resonant Switching with Hard Turn-Off b. Resonant Switching with Hard Turn-Ona. Resonant Switching with Hard Turn-Off b. Resonant Switching with Hard Turn-On

Comparação entre CSTBT de Alta Frequência sob Chaveamento Ressonante

156

Família DIPIPM Família IPM Serie L/L1

IPMs 600V para aplicações 230VCA: Corrente Nominal (A)

3 8 10 15 20 30 50 75 100 150 200 300 400 600

DIPIPMs IPM Serie-L/L1

IPMs 1200V para Aplicações 460VCA: Corrente Nominal (A)

5 10 15 25 35 50 75 100 150 200 300 400

DIPIPM IPM Serie-L/L1

IPMs (Intelligent Power Modules) Confiabilidade Ímpar!

157

Atualização de Tecnologia do DIPIPM:

• Moldura de baixo custo com superficie isolada para montar o dissipador – ideal para produção em massa. (Conceito Original da Mitsubishi apresentado em 1998)

• IGBT com baixas perdas e um diodo volante super suave. (Tecnologia 5a geração da Mitsubishi)

• HVIC (High Voltage Integrated Circuit) para cambio-nível e controle de gate (Projetos originais da Mitsubishi)

600V HVIC using conventional

level shifting structure

New HVIC with 1200V level shift

using divided RESURF structure

High Voltage

Floating

Circuits

High Voltage

Level

Shifters

600V HVIC using conventional

level shifting structure

New HVIC with 1200V level shift

using divided RESURF structure

High Voltage

Floating

Circuits

High Voltage

Level

Shifters

Encapsulamento de Molde

Marco de Terminais

HVIC nu

Chip IGBT

Chip Diodo de Recuperação Ultrarrápida

Mold

resin

IGBT

Insulated thermal radiating sheet

(Cu foil + insulated resin)

ICFWDiAl Wire

Cu Frame

Au Wire

Gen. 4 Super Mini DIP-IPM

Mold

resin

IGBT



ICFWDiAl Wire

Cu Frame

Au Wire

Mold

resin

IGBT



ICFWDiAl Wire

Cu Frame

Au Wire

Gen. 4 Super Mini DIP-IPMNovo: Tecnologia de encapsulamento Geração 4 Folha de resina fina isoladora de baixa impedância resulta em muito melhor desempenho térmico comparado com gerações prévias.

158

DIPIPM: Circuito Típico de Aplicação

W

V

U

P

Gate

Drive

Input Signal Conditioning

LVIC +VCC

Fault Logic

UV Prot.

Over

Curr

ent

Pro

tectio

n

Gate

Drive

UV

Pro

t.

Level S

hift

Input

Conditio

n

HV

IC

+VCC

Gate

Drive

UV

Pro

t.

Level S

hift

Input

Conditio

n

HV

IC

+VCC

Gate

Drive

UV

Pro

t.

Level S

hift

Input

Conditio

n

HV

IC

+VCC

N

RSHUNT

Motor

+

AC Line

VN1

VNC

CIN

CFO

FO

WN

VN

UN

VUFS

VUFB

VP1

UP

VVFS

VVFB

VP1

VP

VWFS

VWFB

VP1

WP

+

+

+

+15V

+

RSF CSF

+3.3 to +5V

Co

ntr

olle

r

DIP-IPM

• Opera com uma fonte só (Com a Técnica Boot-Strap)

• Conexão Direta do Controle aos Seis Sinais de Nível de Lógica.

• Compatível com Controle de 3.3V ou 5V.

• Proteção de Sobre Corrente (Com Resistor Shunt Externo). Emissores abertos no lado inferior disponíveis como opção para a maioria dos tipos.

• Bloqueio de Baixa Tensão para Todos Seis Elementos.

• Retroalimentação do sinal de erro.

• Configuração do Circuito Simplificado (Parasitas de Circuitos Críticos controlados dentro do Módulo)

• Poucos Componentes Externos

159

Gama de Produtos DIPIPM Versão 4

Encapsu

-lamento

IGBT

tensão

máxima

Corrente Nominal / Pico

Corrente de Saída – Aplicação Inversor (A RMS / fase)

Tsink=80C, Tj=125C, Ipico ≤ 1.7*Ic, fo=60Hz, PF=0.8 Vcc=300V (módulo 600V) 600V (módulo 1200V)

Código

VCES IC/ICP Fsw=5kHz Fsw=15kHz

Super

Mini-DIP

600V 3A/6A 3.6 3.6 PS21961-4

600V 5A/10A 6.0 6.0 PS21962-4

600V 8A/16A 9.6 7.4 PS21963-4E

600V 10A/20A 11.2 8.1 PS21963-4

600V 15A/30A 14.0 9.6 PS21964-4

600V 20A/40A 16.2 11.0 PS21965-4

600V 30A/60A 23.2 16.5 PS21997-4

Mini-DIP 600V 20A/40A 24.0 17.8 PS21765

600V 30A/60A 31.3 22.1 PS21767

DIP

600V 50A / 100A 44.4 30.0 PS21A79

600V 75A / 150A 54.0 36.1 PS21A7A

1200V 5A / 16A 6.0 6.0 PS22A72

1200V 10A / 20A 12.0 9.7 PS22A73

1200V 15A / 30A 18.0 13.1 PS22A74

1200V 25A / 50A 30.0 19.3 PS22A76

1200V 35A / 70A 39.0 25.8 PS22A78E

DIP

79mmX31mmX8mm

Mini DIP

52.5mmX31mmX5.6mm

Super Mini DIP

38mm

X24mmX3.5mm

160

Intelligent Power Modules (IPM) para Aplicações Industriais Gerais

Serie-L1 NOVO: Serie-V1

Custom LV-ASIC provides gate drive and

protection

50A-300A@600V, 25A-150A@1200V 400A-600A@600V, 200A-450A@1200V

IPMs fornecem melhor confiabilidade e menor tempo para comercializar seu produto!

Chip de Potência com Sensor

de corrente e de temperatura

Catodo

Anodo

Gate Sensor de corrente

Emissor

Diodos para

medição de

Temperatura

161

Características dos IPMs Serie-L1/V1

IGBTs CSTBT 5a Geração e diodos volantes otimizados para serem súper suaves.

Controle de Gate Fonte de Corrente Otimizada

para baixas perdas e menor EMI

Métodos de Proteção Curto-Circuito Por emissor de corrente espelho

Sobre temperatura por sensor de temperatura

embutido

Bloqueio de Baixa Tensão

Retroalimentação do sinal de erro.

Componentes que o Usuário Fornece para a Interface:

Optoacopladores rápidos para o sinal de controle

Optoacopladores lentos para retroalimentação do sinal de erro

15V CC Isolado para fontes de alimentação de controle

162

Gama dos IPMs Serie-L/L1

C

B

A

120mm x 55mm

131mm x 67mm

135mm x 110mm

D

150mm x 172mm

(*) Opção de Encapsulamento: A=Parafuso, B=Pino para Soldagem

(#) Opção de Circuito: R=Inversor + Freio , C=Inversor

Exemplo: PM75RLB120 é um inversor + freio de 75A, 1200V num encapsulamento com terminais para soldagem

* Tj 125C e IPICO 1.7* INOMINAL são selecionadas para manter as margens recomendadas

Os limites verdadeiros são: Tj 150C, I Pico Trip

* Tj ≤

PM450CLA120 120 240 450A/900A

PM300CLA120 100 194 300A/600A

PM200CLA120 86 160 200A/400A

D

PM150(#)LA120 60 125 150A/300A

PM100(#)LA120 57 108 100A/200A C

PM75(#)L(*)120 37 72 75A/150A

PM50(#)L(*)120 35 60 50A/100A

PM25(#)L(*)120 18 30 25A/50A

A or B

PM600CLA060 225 320 600A/1200A

PM450CLA060 180 260 450A/900A D

PM300(#)LA060 138 220 300A/600A

PM200(#)LA060 125 190 200A/400A C

PM150(#)L(*)060 83 128 150A/300A

PM100(#)L(*)060 70 100 100A/200A

PM75(#)L(*)060 64 90 75A/150A

PM50(#)L(*)060 34 50 50A/100A

A or B

fsw =15kHz fsw =5kHz I C /Trip

Inversor Sinoidal Corrente de Saída* (A RMS)

Tsink 80C, Tj 125C, I Pico 1.7* I Nom .

PF=0.8, V CC = 0.5*V CES

Nom./ Trip de Sobre

Corrente

Encapsul-

amento

PM450CLA120 120 240 450A/900A

PM300CLA120 100 194 300A/600A

PM200CLA120 86 160 200A/400A

D

PM150(#)L1A120 60 125 150A/300A

PM100(#)L1A120 57 108 100A/200A C

PM75(#)L1(*)120 37 72 75A/150A

PM50(#)L1(*)120 35 60 50A/100A

PM25(#)L1(*)120 18 30 25A/50A

A ou B

PM600CLA060 225 320 600A/1200A

PM450CLA060 180 260 450A/900A D

PM300(#)L1A060 138 220 300A/600A

PM200(#)L1A060 125 190 200A/400A C

PM150(#)L1(*)060 83 128 150A/300A

PM100(#)L1(*)060 70 100 100A/200A

PM75(#)L1(*)060 64 90 75A/150A

PM50(#)L1(*)060 34 50 50A/100A

A ou B

IPM Serie L1 600V para Inversores 240VCA

fsw fsw I C

Código Tsink 80C, Tj 125C, I 1.7* I Nom .

PF=0.8, V

Corrente Nominal

≤

≤ ≤

≤ ≤ ≤

IPM Serie L1 600V para Inversores 460VCA

163

Tensão Corrente Código Tamanho

600 400 PM400DV1A060 120x70mm

600 600 PM600DV1A060 120x70mm

1200 200 PM200DV1A120 120x70mm

1200 300 PM300DV1A120 120x70mm

1200 450 PM450DV1A120 120x70mm

600 900 PM900DV1B060 120x90mm

1200 600 PM600DV1B0120 120x90mm

IPMs Série-V1

120x70mm

120x90mm

164

BP7B:

VLA106-24154 VLA106-24151

Conversores Isolados DC/DC para a Fonte de Controle

COM

Conector para o IPM Serie-L1

J2

FO

WN

VN

UN

BR

VWP1

WP

WFO

VWPC

VN1

VNC

VVP1

VP

VFO

VVPC

VUP1

UP

UFO

VUPC

+

C1

+

C2

+

C3

+

C4

+V

J3

J1

R4

VLA106-24154/VLA106-24151 1 2 3 11 10 8 9 16 17

1

2

3

8

11

10

9 VLA

10

6-24

151

1

2

3

8

11

10

9

1

2

3

8

11

10

9

+

LED5

C5

IC12

IC5

IC4

IC3

+VL WN VN UN BR WP VP UP FO GND

R3

VLA

60

6-0

1R

R2 IC1

IC2

IC6

R1

LED4

LED3

LED2

LED1

VLA

10

6-24

151

VLA

10

6-24

151

VLA606-01R

Placa de Desenvolvimento Para o circuito de interface Dos IPMs Serie L1 Típos: 600V 50A-300A 1200V 25A-150A

Interface opto-isolada para os IPMs Serie-L1

165

Projetado para os IPMs Serie-L Encapsulamento D 450A a 600A, 600V 200A a 450A, 1200V

VLA106-24151

Conversor CC/CC Isolado para a Fonte de Controle do IPM

CN1

+VL WN VN UN WP VP UPFO GND

R7

C7

CN3

D2

C2R2

IC2

IC8

+

VUP1

UP

UPFO

VUPC

C9

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

+

VUN1

UN

UNFO

VUNC

C10

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

D1

C1R1

IC1

IC7

R8

CN4

D4

C4R4

IC4

IC10

R10

+

VVP1

VP

VPFO

VVPC

C11

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

+

VVN1

VN

VNFO

VVNC

C12

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

D3

C3R3

IC3

IC9

R11 R9

CN5

D6

C6R6

IC6

IC12

R12

+

VWP1

WP

WPFO

VWPC

C13

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

+

VWN1

WN

WNFO

VWNC

C14

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

D5

C5R5

IC5

IC11

R13

+

+C8

+V C

R14 D7

CN2

IC13

IC14

IC15

IC16

IC17

IC18

CN1

+VL WN VN UN WP VP UPFO GND

R7

C7

CN3

D2

C2R2

IC2

IC8

+

VUP1

UP

UPFO

VUPC

C9

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

+

VUN1

UN

UNFO

VUNC

C10

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

D1

C1R1

IC1

IC7

R8

CN4

D4

C4R4

IC4

IC10

R10

+

VVP1

VP

VPFO

VVPC

C11

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

+

VVN1

VN

VNFO

VVNC

C12

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

D3

C3R3

IC3

IC9

R11 R9

CN5

D6

C6R6

IC6

IC12

R12

+

VWP1

WP

WPFO

VWPC

C13

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

+

VWN1

WN

WNFO

VWNC

C14

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

1 2 3 8 11109

VLA106-24151

D5

C5R5

IC5

IC11

R13

+

+C8

+V C

R14 D7

CN2

IC13

IC14

IC15

IC16

IC17

IC18

Esquemático do Circuito BP6A BP6A:

Placa de Desenvolvimento para o Circuito de Interface para os IPMs Serie-L1

166

COMPAREDELAY

tTRIP

GATEDRIVE

AND

E

C

G

E

H-SeriesIGBTModule

VTRIP

V+

RG

+

Shut-Down

D1

Input

n p +

n -

p +

n +

n -

Documents

Projetar com módulos IGBTs Novembro de 2011