SBA Controle & Automação Vol. 9 no. 3 / Set., Out., Nov. e Dezembro de 1998 149

REATOR ELETRÔNICO DE BAIXO CUSTO EALTO FATOR DE POTÊNCIA

Ricardo de Oliveira Brioschi, Marcelo Malini Lamego e José Luiz Freitas Vieira

Departamento de Engenharia ElétricaCaixa Postal: 01-9011 - Vitória - Espírito Santo - Brasil - CEP: 29060-970

Telefone: (55-27) 3352699 Fax: (55-27) 3352650E-mail: joseluiz@ele.ufes.br

Resumo: Este artigo apresenta um reator eletrônico de baixocusto e alto fator de potência projetado para acionar duaslâmpadas fluorescentes conectadas em série. O baixo custo éalcançado pela utilização de um único estágio deprocessamento de potência e pelo emprego da técnica auto-oscilante que utiliza o próprio indutor ressonante para ageração dos sinais de comando das chaves semicondutoras.Este reator é composto por um conversor boost operando nomodo descontínuo, o qual proporciona alto fator de potênciapara a rede de alimentação. As lâmpadas fluorescente sãoacionadas por uma forma de onda de corrente senoidal nãomodulada de alta freqüência, a qual é gerada por um circuitoressonante LC paralelo. Este reator eletrônico opera acima dafreqüência de ressonância para proporcionar comutação sobtensão nula, o que aumenta o seu rendimento. Os resultadosexperimentais são apresentados para duas lâmpadasfluorescentes de 40W conectadas em série operando em40kHz. O reator eletrônico é alimentado a partir da rede de127V +/- 10% e 60Hz. Os resultados experimentais confirmamo elevado rendimento e o alto fator de potência deste reatoreletrônico.

Abstract: This paper presents a low cost high power factorelectronic ballast designed to drive two series connectedfluorescent lamps. The low cost is achieved due to a singlepower processing stage based on a self-oscillating technique,which employs the resonant inductor to generate the drivesignals. A boost converter operating in discontinuousconduction mode provides high power factor to the utility line.A self-oscillating LC parallel resonant converter yields a highfrequency unmodulated sine wave current to drive thefluorescent lamps. This electronic ballast operates above theresonant frequency to perform zero voltage switching, whichincreases the efficiency. Experimental results have beenobtained for two series connected 40W fluorescent lampsoperating at 40kHz switching frequency from 127V +/- 10%,60Hz utility line. These results confirm that the proposedelectronic ballast presents high power factor and highefficiency.

1 INTRODUÇÃOA lâmpada fluorescente tem se tornado uma importante fontede iluminação artificial devido ao seu grande tempo de vida útile à sua alta eficácia, quando comparada com as lâmpadasincandescentes. Entretanto, estas lâmpadas apresentamcaracterísticas de impedância negativa, o que requerdispositivos que atuem limitando a sua corrente, para evitar asua destruição por corrente excessiva. Além disto, taislâmpadas requerem elevadas tensões para sua ignição. Estesproblemas têm sido resolvido pela utilização de um reatormagnético. Apesar de seu baixo custo, estes reatoresapresentam grande peso e volume, baixo fator de potência eefeito denominado de “flickering” (Hammer e McGowan,1985; Kazimierkczuk e Szaraniec, 1993; Nho et alii, 1991;Laskai e Pitel, 1995; Mahmoud, 1989; Wood, 1989).

Quando as lâmpadas fluorescentes são acionadas em altasfreqüências sua eficácia luminosa aumenta, o ruído audível e o“flickering” são eliminados (Hammer e McGowan, 1985;Kazimierkczuk e Szaraniec, 1993; Mahmoud, 1989; Wood,1989). Entretanto, isto requer o uso de um reator eletrônicopara acionar as lâmpadas.

Com o objetivo de obter um reator eletrônico de alto fator depotência de baixo custo, um único estágio de processamento depotência tem sido utilizado (Hiramatsu et alii, 1992; Shimizu etalii , 1997; Vieira et alii, 1995; Có et alii, 1996; Deng e Cuk,1994; Takahashi, 1990; Laskai et alii, 1994; Licitra et alii,1991; Deng e Cuk, 1995; Blanco et alii, 1996; Chen et alii,1996; Wood, 1994, Alves et alii, 1996).

Este artigo apresenta um reator eletrônico de alto fator depotência, baseado em um único estágio de processamento depotência. A topologia utilizada apresenta uma pequenamodificação no esquema básico das topologias auto-oscilantes(Hiramatsu et alii, 1992; Shimizu et alii, 1997; Wood, 1994),onde se utiliza o próprio indutor ressonante para gerar, deforma auto-oscilante, os sinais de comando para as chavessemicondutoras. Desta forma, não é mais necessário autilização de um núcleo toroidal para acionar as chavesArtigo submetido em 29/10/97

1a. Revisão em 26/02/98; 2a. Revisão em 02/06/98Aceito sob recomendação do Ed. Cons. Prof.Dr. Edson Watanabe

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semicondutoras, reduzindo assim o custo final do reator com oaumento de sua confiabilidade.

Este reator eletrônico utiliza um conversor boost operando nomodo de condução descontínua. As lâmpadas fluorescentes sãoacionadas por uma forma de onda de corrente senoidal nãomodulada de alta freqüência, com baixo fator de crista, geradapor um circuito ressonante LC. O reator eletrônico opera acimada freqüência de ressonância para proporcionar comutação sobtensão nula (“ZVS”), o que aumenta o seu rendimento.

2 DESCRIÇÃO DO REATORO diagrama completo do reator eletrônico é mostrado na Figura1. O estágio de correção de fator de potência e o circuitoressonante LC são combinados em um único estágio,permitindo que ambos estágios compartilhem as duas chavessemicondutoras do reator eletrônico.

O estágio de correção de fator de potência é formado por umconversor boost operando no modo de condução descontínuacom razão cíclica constante. Para garantir este modo deoperação, a tensão do barramento CC deve ser igual ou maiordo que o dobro da tensão de pico da entrada. Neste modo deoperação, a corrente de entrada acompanha de forma bemaproximada a onda senoidal da tensão de entrada,proporcionando alto fator de potência.

A partir do instante em que o reator é ligado à rede dealimentação, o capacitor C1 começa a se carregar através daresistência R1. Quando a tensão no capacitor C1 é suficientepara provocar a ruptura do diac D11, este gera um pulso que fazcom que o MOSFET M1 entre em condução. A tensão entredreno e “source” do MOSFET M1, é levada a zero,estabelecendo desta forma entre os pontos A e B, uma tensãocom valor igual ao do barramento. Isto é suficiente para iniciara oscilação no circuito ressonante, cuja freqüência édeterminada por Lr e Cp. As lâmpadas se comportam como umcircuito aberto, portanto, a tensão sobre elas cresce de formaoscilatória. Iniciado o processo de oscilação, os enrolamentossecundários do indutor ressonante LS1 e LS2 geram tensõesapropriadas para o comando dos MOSFETs. O diodo D6 inibea geração de pulsos adicionais de partida (Vieira,1995).

O diodo D5 evita a circulação de corrente na freqüência dechaveamento na ponte retificadora de diodos de entrada, alémde bloquear as oscilações entre o capacitor de filtro de entradaCf e o indutor boost Lb (Vieira,1995).

O circuito ressonante paralelo LrCp estabelece uma tensãoelevada durante o processo de ignição das lâmpadas, e mantéma corrente no valor nominal em regime permanente. Além

disso, este circuito define a freqüência de chaveamento, quedeve ser maior que a freqüência de ressonância paraproporcionar comutação sob tensão nula. A capacitância Cb

por ser bem maior do que Cp não apresenta influênciasignificativa na freqüência de oscilação do circuito. Entretanto,o capacitor Cb é o responsável pelo bloqueio do nível contínuode tensão e corrente no circuito ressonante.

3 PRINCÍPIO DE OPERAÇÃOO reator eletrônico proposto pode ser visto como sendocomposto por dois conversores independentes simplificados. Oprimeiro é obtido quando o circuito ressonante LC paralelo éconsiderado como uma resistência equivalente Ro. O conversorresultante é mostrado na Figura 2, o qual representa umconversor boost de duas chaves semicondutoras operandocomo estágio de pré-regulação.

C

vin

A

B

D5 Lb

G1Co

v -+

-

+

Vo

S2 G2

iM2

M1

Ro

oLb

i Lb

Figura 2 - Conversor boost de duas chaves semicondutoras.

As principais formas de onda do conversor boost de duaschaves semicondutoras são mostradas na Figura 3.

O segundo conversor é obtido quando a capacitância Co égrande o suficiente para ser considerado uma fonte de tensão.Desta forma, o conversor boost pode ser substituído por umafonte de tensão de alta freqüência, VSW, de amplitude pico-a-pico igual a Vo. O conversor resultante é mostrado na Figura 4,o qual representa um conversor ressonante LC paralelo. Esteconversor tem se mostrado muito atrativo para o uso emsistemas eletrônicos de iluminação, já que ele garante o valorapropriado de tensão para ignição das lâmpadas, e mantém acorrente de funcionamento de regime permanente no valoradequado.

B

A

C

M2

D7

D8

R3

LS2

Lr

R2D9

D10

LS1D11

D6

C1

vFL

Lp1 Lp2

Co

D5 Lb

R1Cf

D1

D2

D3

D4

VCA

F1 Lf

Cb

Cpy

y

y

M1

Figura 1 - Diagrama completo do reator eletrônico.

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vin

-(Vo-vin)

vLb

t

t

t

Ibm

Ibm

iLb

io

t1 t2 t3 = Tst0

tc td

Figura 3 - Corrente no indutor boost de duas chavessemicondutoras.

VSW

Lr

Cp R

Figura 4 - Conversor ressonante LC paralelo simplificado.

4 ANÁLISE MATEMÁTICAAs características relevantes do reator eletrônico são definidaspor: corrente de entrada, fator de potência e a distorçãoharmônica total (“THD”). Os principais parâmetros a seremdeterminados são: as indutâncias boost e ressonante.

4.1 Corrente na EntradaA corrente de pico no indutor boost durante o período dechaveamento, obtida da Figura 3, é dada por:

Iv t

Lbmin c

b

=. (1)

Os tempos de crescimento e decrescimento, são obtidos pelasseguintes equações:

tfc

s

= 1

2.

(2)

tI L

V vdbm b

o in

=−.

( )

(3)

Devido ao filtro de alta freqüência de entrada, a corrente narede de alimentação pode ser obtida a partir do valor médio dacorrente do indutor boost, de acordo com a seguinte equação(Lui & Lin,1989):

( )iV

L fCAo

b s

θ α θα θ

=−

8 1. .

.sen

.sen

(4)

onde:

α =V

Vp

o

(5)

sendo:

Vp - Tensão de pico de entrada;

Vo - Tensão do barramento CC.

4.2 Potência de EntradaA potência de entrada é obtida pela seguinte equação:

( ) ( )P v i din CA CA= ∫1

0π

θ θ θπ

. .(6)

onde:

( ) ( )v VCA pθ θ= .sen (7)

Substituindo as equações (4) e (7) em (6) resulta em:

PV

L fdin

o

b s

=−

∫

2 2 2

08 1. . .

.sen

.senπα θ

α θθ

π (8)

4.3 Indutância BoostA indutância boost é obtida da equação (8), considerando que apotência de saída é dada por Po = η.Pin, onde η é o rendimentodo reator eletrônico. A indutância boost normalizada é definidapor:

L

k Pdb

o

=−

∫1

1

2 2

0

α θα θ

θπ

.sen

.sen

(9)

onde:

kV

fo

s

=η

π.

. .

2

8

(10)

A indutância boost normalizada como uma função de α, comPo como parâmetro, obtida pela equação (9) é mostrada naFigura 5.

Lb/k

Po = 20W

110W

80W

40W

α

0,04

0,03

0,02

0,01

0,1 0,2 0,50,40,30

Figura 5 - Indutância boost normalizada em função de α,com Po como parâmetro.

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4.4 Fator de PotênciaO fator de potência é definido por:

FPP

V Iin

CA CArms rms

=.

(11)

Considerando que a tensão de entrada não possui componentesharmônicos, o fator de potência pode ser dado por:

FP

d

d

=−

−

∫

∫

2 1

1

2

0

2

0

π

α θα θ

θ

α θα θ

θ

π

π.

.sen

.sen

.sen

.sen

(12)

O fator de potência em função de α, dado pela equação (12), émostrado na Figura 6.

FP

1

0,998

0,996

0,994

0,9920,1 0,2 0,3 0,4 0,5

α

Figura 6 - Fator de potência em função de α.

4.5 Distorção Harmônica Total (“THD”)Com fator de deslocamento unitário, a distorção harmônicatotal pode ser definida por:

THDFP

FP= −11 2.

(13)

A distorção harmônica total (“THD”) em função de α, dadapela expressão (13), é mostrada na Figura 7.

α

THD(%)

0,50,40,30,20,1

12

10

8

6

4

2

Figura 7 - Distorção harmônica total (“THD”) em função de α.

4.6 Parâmetros RessonantesO circuito ressonante LC paralelo, mostrado na Figura 4, é umfiltro passa-baixa de segunda ordem, que pode ser descritopelas seguintes equações (Kazimieczuk e Szaraniec, 1993):

fL C

or p

= 1

2π .

(14)

ZL

Cor

p

=(15)

QR

ZLo

=(16)

f fQ

r oL

= −112

, para QL ≥ 1(17)

onde:

fo - freqüência natural de oscilação;

Zo - impedância característica;

QL - fator de qualidade na freqüência natural;

fr - freqüência ressonante.

O circuito ressonante LC paralelo é alimentado por uma ondaquadrada de amplitude Vo/2. Sua componente fundamental,obtida pela análise de Fourier, é dada por:

( )vV

f tos1

22=

..sen . .

ππ

(18)

O circuito ressonante LC paralelo pode ser projetado paraoperar na freqüência natural de oscilação fs = fo. Nestafreqüência, a amplitude da componente fundamental da tensãosobre o capacitor e a corrente na lâmpada são, respectivamentedados por (Kazimieczuk e Szaraniec, 1993):

VV Q

Co L

p=

2. .

π(19)

IV

Zlampo

o

=2.

.π(20)

Quando as lâmpadas fluorescentes estão desligadas, elaspodem ser consideradas como um circuito aberto. Portanto, ofator de qualidade na partida é muito alto. Como mostrado pelaequação (19), a tensão sobre as lâmpadas será elevada osuficiente para fazê-las partir. Em regime permanente, ocircuito ressonante LC paralelo opera acima da freqüênciaressonante (fs > fr) proporcionando comutação sob tensão nula(“ZVS”).

A potência das lâmpadas, obtida da equação (20), é:

PR I R V

Zo

lamp o

o

= =. . .

.

2 2

2 22

2

π

(21)

5 PROCEDIMENTO DE PROJETOUm procedimento de projeto do reator eletrônico, bem comoum exemplo prático, é apresentado a seguir:

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5.1 Dados de Entrada- tensão de entrada: VCA = 127V +/- 10%, 60Hz

- freqüência de chaveamento: fs = 40kHz

- potência de saída: Po = 72W

- corrente nominal da lâmpada fluorescente: Iop = 0,36A

- rendimento: η > 90%.

As lâmpadas fluorescentes utilizadas são do tipo F40WT12,cujas características são especificadas para operação sem“starter” e freqüência acima de 20kHz (NBRIEC00081, 1997).

Quando as lâmpadas fluorescentes são acionadas em altasfreqüências há um aumento de sua eficácia luminosa deaproximadamente 10%, ou seja, elas produzem a mesmaquantidade de lúmens com uma potência 10% menor (Wood,1989). Tendo como objetivo a economia de energia elétrica, econsiderando que foram utilizadas duas lâmpadas de 40Wligadas em série, a potência de saída assumida foi de Po = 72W.

5.2 Seleção da Tensão de BarramentoComo este reator eletrônico sempre opera como um conversorboost no modo descontínuo com razão cíclica constante, atensão Vo deve ser maior que o dobro da tensão de pico deentrada. Para a tensão eficaz da rede de alimentação de 127V,correspondente a 179V de pico, a tensão de barramentoescolhida foi de Vo = 380V. A freqüência de chaveamento édeterminada pelo circuito ressonante LrCp, portanto, a tensãodo barramento CC variará de acordo com a tensão de entrada.Para a tensão eficaz máxima de entrada de 140V,correspondente a 195V de pico, a tensão do barramento poderáatingir a Vomax = 430V.

5.3 Parâmetros α e k, Fator de Potência eDistorção Harmônica Total (“THD”)

Para a condição nominal de operação (Vpnom = 179V e fs =40kHz), pode-se obter a partir da equações (5) e (10): α = 0,47e k = 0,132.

Das Figuras 6 e 7 obtém-se: FP=0,993 e THD=11,52%.

5.4 Indutância Boost

A partir da Figura 5, com α = 0,47 e k = 0,132, pode-se obter:Lb = 1,31mH

5.5 Parâmetros RessonantesA resistência equivalente das lâmpadas é: R = Po/(Iop)

2 =587,75Ω. Da equação (21) resulta: Zo = 488,74Ω. Para fs = fo, eusando as equações (14)e (15) obtém-se: Cp = 8,12nF, Lr =1,94mH. A partir das equações (16) e (17) obtém-se: QL = 1,2 efr = 22,11kHz.

6 RESULTADOS EXPERIMENTAISUm protótipo foi construído para atender às especificações deprojeto. O diagrama completo é mostrado na Figura 1, cujosprincipais parâmetros e componentes são:

- Lb = 1mH, 120 espiras no núcleo carretel, modelo CNF-15/13,5/8-73-IP6 - Thornton;

- Lr = 2mH, 120/7/7 espiras no núcleo carretel, modeloCNF-28/25-100-IP6 - Thornton;

- Lf = 1mH, 120 espiras no núcleo carretel CNF-15/13,5/8-73-IP6 - Thornton;

- Diodos retificadores de entrada, D1 - D4 e D6, 1N4004;

- Diodo rápido, D5: SK3GF04 (Semikron);

- Diac, D11: DB3

- M1, M2: IRF 840 (International Rectifier);

- Co = 220µF/450V (eletrolítico);

- Cp = 10nF/630V (polipropileno);

- Cf = 0,56µF/250V (polipropileno).

As formas de ondas experimentais foram obtidas para: VCA =127V, ICA = 0,615A, fs = 40kHz e Vo = 380V. As tensões ecorrentes na freqüência da rede de alimentação são mostradasnas Figuras 8 e 9. A tensão e a corrente de entrada, quedemonstram o alto fator de potência deste reator eletrônico, sãomostradas na Figura 8. A tensão de entrada retificada vin e acorrente do indutor boost, apresentando uma envoltória de120Hz, são mostradas na Figura 9. As formas de onda dosMOSFETs mostrando a comutação sob tensão nula (“ZVS”)podem ser vistas na Figura 10. A Corrente ressonante e astensões de alta freqüência são mostradas na Figura 11. Ascorrentes ressonantes do circuito LC paralelo em função datensão rms de entrada são mostradas na Figura 12. A tensão deignição sobre as lâmpadas pode ser vista na Figura 13. Ascaracterísticas experimentais obtidas foram: η = 93%, FP =0,99, Fator de Crista = 1,4 e “THD” = 12%.

vCA

iCA

Figura 8 - Tensão e corrente de baixa freqüência: tensão deentrada vCA (50V/div) e corrente de entrada iCA (0.5A/div);

escala de tempo: 2ms/div.

vin

iLb

Figura 9 - Tensão e corrente retificadas: vin (50V/div) ecorrente no indutor boost iLb (0.5A/div); escala de tempo:

2ms/div.

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vM1

iM1

(a)

vM2

iM2

(b)

Figura 10 - Comutação dos MOSFETs:(a) vM1 (100V/div) e iM1 (0.5A/div), (b) vM2 (100V/div) e iM2

(1A/div); escala de tempo: 5µs/div.

vM1

iLr

(a)

vLF

iLr

(b)

Figura 11 - Corrente ressonante iLr (0.5A/div) e as tensões dealta freqüência: (a) vM1 (100V/div), (b) vLF (100V/div); escala

de tempo: 5µs/div.

200

300

400

500

600

700

110 115 120 125 130 135

VCA (V)

I (m

A)

ILF

ICp

I Lr

Figura 12 - Correntes ressonantes em função da tensão deentrada: ILr - corrente da indutância ressonante, ILF - corrente

das lâmpadas fluorescentes e ICp - corrente no capacitorparalelo;

Figura 13 - Tensão de ignição sobre as lâmpadas fluorescentes(250V/div); escala de tempo: 100ms/div.

7 CONCLUSÃO

Um reator eletrônico com alto fator de potência e baixo custo,baseado em um único estágio de processamento de potência foiapresentado neste artigo. Isto foi possível permitindo que oestágio de correção do fator de potência e o circuito ressonanteLC compartilhem as duas chaves semicondutoras do reatoreletrônico.

Foi utilizada uma topologia com um número mínimo decomponentes para reduzir o custo. O circuito de comando éauto-oscilante, e utiliza o próprio indutor ressonante para geraros sinais de comando dos MOSFETs, o que o torna muitosimples e de baixo custo.

O alto fator de potência foi obtido pelo conversor boostoperando no modo de condução descontínua com razão cíclicaconstante, onde a corrente de entrada acompanha de forma bemaproximada a onda senoidal da tensão de entrada. Este modode operação na topologia apresentada é assegurado quando atensão do barramento CC é igual ou maior que o dobro datensão de pico CA da entrada.

Os resultados experimentais foram apresentados para duaslâmpadas fluorescentes de 40W conectadas em série. Aoperação foi feita em 40kHz com o reator eletrônico ligado àrede de alimentação de 127V eficazes, 60Hz, considerandouma variação de tensão de entrada +/- 10%. Os resultadosexperimentais obtidos confirmam a realização de comutaçõessob tensão nula, o que se refletiu no elevado rendimento doconversor que foi de 93%. Além disso, o reator apresentou:fator de potência = 0,99, “THD” = 12% e fator de crista = 1,4.A densidade de potência apresentada pelo protótipoimplementado foi de 0,68W/cm3.

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