Capitulo 01 traduzido

THEPODERELECTRONICSMANUAL

© 2002 por CRC Press LLC

Eletrônica Industrial SeriesEditor da Série

J. David Irwin, da Universidade Auburn

Títulos incluídos na série

Supervisionadas ou não Pattern Recognition:Extração de Características e Inteligência Computacional

Evangelia Micheli-Tzanakou, Universidade Rutgers

Acionamentos de motores de relutância comutado: Modelando,Simulação, análise, projeto, e Aplicações

R. Krishnan, Virginia Tech

O Manual de Eletrônica de PotênciaTimothy L. Skvarenina, Universidade Purdue

O Manual de Inteligência Computacional AplicadaMary Lou Padgett, da Universidade AuburnNicolaos B. Karayiannis, University of Houston

Lofti A. Zadeh, University of California, Berkeley

A Handbook of Applied NeurocontrolsMary Lou Padgett, da Universidade Auburn

Charles C. Jorgensen, NASA Ames Research CenterPaul Werbos, National Science Foundation


THE

PODERELECTRONICSMANUALEletrônica Industrial Series

Editado porTIMOTHY L. SKVARENINA

Universidade PurdueWest Lafayette, Indiana

CRC PRESSBoca Raton Londres New York Washington, DC

Biblioteca do Congresso de Dados de Catalogação na Publicação

O manual eletrônica de potência e / ou editado por Timothy L. Skvarenina.p. cm. - (Série eletrônica Industrial)

Inclui referências bibliográficas e índice.ISBN 0-8493-7336-0 (alq. Papel)1. eletrônica de potência. I. Skvarenina, Timothy L. II. Series.

TK7881.15 .P673 2001621,31 ¢ 7-DC21 2001043047

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Sem pretensão de obras do governo dos EUA originaisInternacional Standard Book Número 0-8493-7336-0

Biblioteca do Congresso Cartão do número 2001043047Impresso nos Estados Unidos da América1 2 3 4 5 6 7 8 9 0

Impresso em papel acid-free

Prefácio

IntroduçãoO controle de energia elétrica com dispositivos eletrônicos de energia tornou-se cada vez mais importante ao longoos últimos 20 anos. Novas classes inteiras de motores foram habilitados pela eletrônica de potência, e ofuturo oferece a possibilidade de um controlo mais eficaz da rede de energia elétrica usando o poder eleiçãoTronics. O Manual de Eletrônica de Potência é destinado a fornecer uma referência que é conciso eútil para os indivíduos, que vão desde estudantes em engenharia ao experiente, praticando profissionais.O manual abrange a vasta gama de tópicos que compõem o tema da eletrônica de potênciamisturando muitos dos tópicos tradicionais com as novas e inovadoras tecnologias que estão novanguarda dos avanços sendo feitos neste assunto. A ênfase foi colocada na práticaaplicação das tecnologias discutido para aumentar o valor do livro para o leitor e apermitir uma compreensão mais clara do material. As apresentações são deliberadamente um tutorial,e exemplos da utilização prática da tecnologia descrita foram incluídos.

Os contribuintes para este Handbook abrangem todo o globo e incluem algumas das maiores autoridadesem suas áreas de especialização. Eles são da indústria, governo e academia. Todos eles foramescolhido devido ao seu conhecimento íntimo de seus súditos, bem como a sua capacidade de apresentá-losde uma forma facilmente compreensível.

OrganizaçãoO livro está organizado em três partes. Parte I apresenta uma visão geral dos dispositivos semicondutoresque são utilizados, ou projectado para ser usado, em dispositivos electrónicos de potência. Parte II explica aoperação decircuitos usados em dispositivos eletrônicos de potência, e Parte III descreve um número de pedidos de podereletrônica, incluindo unidades motoras, aplicações de serviços públicos, e veículos elétricos.

O Manual de Eletrônica de Potência é projetada para fornecer tanto o jovem engenheiro e o experimentociada profissional com respostas para as questões que envolvem o amplo espectro de eletrônica de potênciatecnologia abordados neste livro. A esperança é que a cobertura tópica, assim como os numerososcaminhos para o seu acesso, irá atender de forma eficiente as necessidades do leitor.


Agradecimentos

Em primeiro lugar, gostaria de agradecer aos autores das seções individuais e os consultores editoriaispara a sua assistência. Obviamente, este manual não seria possível sem eles. Eu gostaria deagradecer a todas as pessoas que estiveram envolvidas na preparação deste manual no CRC Press, especialmenteNora Konopka e Christine Andreasen para a sua orientação e paciência. Por fim, a minha mais profunda valori-ciação vai para minha esposa Carol, que gentilmente me permite exercer atividades como esta, apesar datempo envolvido.


O Editor

Timothy L. Skvarenina recebeu seu BSEE e MSEE diplomas do Instituto de Tecno- Illinoisgia em 1969 e 1970, respectivamente, e seu Ph.D. em engenharia elétrica pela Universidade de Purdueem 1979. Em 1970, ele entrou para o serviço ativo com a Força Aérea dos Estados Unidos, onde atuou 21 anos,

aposentando-secomo tenente-coronel, em 1991. Durante sua carreira da Força Aérea, ele passou seis anos concepção, construção,e fiscalizar projetos de distribuição de energia elétrica para uma variedade de instalações. Ele também foi designadoparao corpo docente do Air Force Institute of Technology (AFIT) por 3 anos, onde ensinou epesquisado sistemas convencionais de energia e sistemas de energia pulsada, incluindo railguns, de alta potênciaswitches e geradores magnetocumulative. Dr. Skvarenina recebeu o Mérito da Força AéreaMedalha de Serviço por suas contribuições para o currículo AFIT em 1984. Ele também passou quatro anos com aStrategic Defense Initiative Escritório (SDIO), onde realizou e dirigido sistemas de larga escalaestudos de análise. Ele recebeu o Departamento de Defesa Superior Service Medal em 1991 por seucontribuições para SDIO.

Em 1991, Dr. Skvarenina se juntou ao corpo docente da Escola Superior de Tecnologia da Universidade dePurdue, ondeAtualmente, leciona cursos de graduação em máquinas elétricas e sistemas de energia, bem como a

graduação em engenharia de instalações. Ele é um membro sênior do IEEE; um membro daSociedade Americana para Educação em Engenharia (ASEE), Tau Beta Pi, e Eta Kappa Nu; e um registadaengenheiro profissional no estado do Colorado.

Dr. Skvarenina tem sido ativa em ambos IEEE e ASEE. Ocupou os cargos de secretário, vice-cadeira, e presidente do capítulo Central Indiana da Sociedade IEEE Power Engineering. No nacionalnível que ele é um membro da Comissão de Educação da Sociedade de Engenharia de Energia. Ele também temsidoactivo na sociedade IEEE Educação, servindo como editor associado das Operações sobre Educaçãoe cadeira co-programa para os de 1999 e 2003 Frontiers in Conferências de Educação. Para a sua actividadee contribuições para a Sociedade de Educação, recebeu a terceira medalha IEEE Millennium em 2000.

Dentro ASEE, Dr. Skvarenina tem sido um membro ativo da Conversão de Energia e Conservancyvação Division, servindo em uma série de escritórios, incluindo cadeira de divisão. Em 1999, ele foi eleito peloFiliação ASEE ao Conselho de Administração para um mandato de 2 anos como Presidente, Conselho interesseprofissionalIII. Em junho de 2000, ele foi eleito pelo Conselho de Administração como Vice-Presidente para a Profissão de jurosConselhos para o ano de 2000-2001.

Dr. Skvarenina é o principal autor de um livro didático, alimentação e comandos elétricos, publicado em2001. Ele é autor ou co-autor de mais de 25 trabalhos nas áreas de sistemas de energia, podereletrônica, sistemas de pulsado de alimentação e educação em engenharia.


Advisors Editorial

Mariesa CorvoUniversity of Missouri-RollaRolla, Missouri

Farhad NozariBoeing CorporaçãoSeattle, Washington

Scott SudhoffUniversidade PurdueWest Lafayette, Indiana

Annette von JouanneUniversidade do Estado de OregonCorvallis, Oregon

Oleg WasynczukUniversidade PurdueWest Lafayette, Indiana


Contribuintes

Ali Agah Keith Corzine Sam GuccioneSharifUniversityofTechnology Universidade de Wisconsin- Eastern Illinois UniversityTeerã, Irã Milwaukee Charleston, Illinois

Milwaukee, WisconsinAshish Agrawal Sándor HalászUniversity of Alaska Fairbanks Dariusz Czarkowski Universidade de BudapesteFairbanks, Alaska Universidade Politécnica de Tecnologia

Brooklyn, New York e EconomiaHirofumi Akagi Budapeste, HungriaTokyo Institute of Technology Alexander Domijan, Jr.Tóquio, Japão University of Florida Azra Hasanovic

Gainesville, Florida West Virginia UniversitySohail Anwar Morgantown, West VirginiaUniversidade Estadual da PensilvâniaMehrdad EhsaniAltoona, Pennsylvania Texas A & M University John Hecklesmiller

College Station, Texas Melhor Power Technology, Inc.Rajapandian Ayyanar Nededah, WisconsinUniversidade Estadual do ArizonaAli EmadiTempe, Arizona Illinois Institute of Technology Alex Huang Q.

Chicago, Illinois Virginia Polytechnic InstituteVrej Barkhordarian e da Universidade EstadualInternational Rectifier Ali Feliachi Blacksburg, VirginiaEl Segundo, Califórnia West Virginia University

Morgantown, West Virginia Iqbal HusainRonald H. Brown A Universidade de AkronUniversidade Marquette Wayne Galli Akron, OhioMilwaukee, Wisconsin Southwest Power Pool

Little Rock, Arkansas Amit Kumar JainPatrick L. Chapman Universidade de MinnesotaUniversidade de Illinois Michael Giesselmann Minneapolis, Minnesota

em Urbana-Champaign Texas Tech UniversityUrbana, Illinois Lubbock, Texas Attila Karpati

Universidade de BudapesteBadrul H. Chowdhury Tilak Gopalarathnam de TecnologiaUniversity of Missouri-Rolla Texas A & M University e EconomiaRolla, Missouri College Station, Texas Budapeste, Hungria


Philip T. Krein Michael E. Ropp Laura SteffekUniversidade de Illinois Sul Dakota State University Melhor Power Technology, Inc.

em Urbana-Champaign Brookings, Dakota do Sul Nededah, WisconsinUrbana, Illinois

Hossein Salehfar Roman StemprokDave Layden University of North Dakota University of North TexasMelhor Power Technology, Inc. Grand Forks, North Dakota Denton, TexasNededah, Wisconsin

Bipin Satavalekar Mahesh M. SwamyDaniel Logue University of Alaska Fairbanks Yaskawa Electric AmericaUniversidade de Illinois Fairbanks, Alaska Waukegan, Illinois

em Urbana-ChampaignUrbana, Illinois Karl Schoder Hamid A. Toliyat

West Virginia University Texas A & M UniversityJavad Mahdavi Morgantown, West Virginia College Station, TexasUniversidade Sharif

de Tecnologia Daniel Jeffrey Shortt Eric WaltersTeerã, Irã Universidade Cedarville PC Krause and Associates

Cedarville, Ohio West Lafayette, IndianaPaolo MattavelliUniversidade de Padova Timothy L. Skvarenina Oleg WasynczukPadova, Itália Universidade Purdue Universidade Purdue

West Lafayette, Indiana West Lafayette, IndianaRoger MensageiroFlorida Atlantic University Zhidong Canção Richard W. WiesBoca Raton, Florida University of Florida University of Alaska

Gainesville, Florida FairbanksIstván Nagy Fairbanks, AlaskaUniversidade de Budapeste Giorgio Spiazzi

de Tecnologia Universidade de Padova Brian Younge Economia Padova, Itália Melhor Power Technology, Inc.

Budapeste, Hungria Nededah, WisconsinAna Stankovic

Tahmid Ur Rahman Universidade Estadual de ClevelandTexas A & M University Cleveland, OhioCollege Station, Texas

Ralph StausKaushik Rajashekara Universidade Estadual da PensilvâniaDelphi Automotive Systems Reading, PensilvâniaKokomo, Indiana


Conteúdo

PARTE I Power Dispositivos Eletrônicos

1 Power Electronics1.1 Overview Kaushik Rajashekara1.2 Diodes Sohail Anwar1.3 Schottky Diodes Sohail Anwar1.4 Tiristores Sohail Anwar1,5 Poder Transístores bipolares de junçãoSohail Anwar1.6 MOSFETs Vrej Barkhordarian1,7 Geral de semicondutores de potência Chave RequisitosAlex Huang Q.1,8 Gate Turn-Off Tiristores Alex Huang Q.1,9 Bipolar de porta isolada TransistoresAlex Huang Q.1.10 Porta-Comutado Tiristores e Outros GTOs Hard-Conduzido Alex Huang Q.1.11 Comparação Teste de Switches Alex Huang Q.

PARTE II Poder Circuitos Eletrônicos e Controles

2 DC-DC2.1 Visão geral Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal2.2 Choppers Javad Mahdavi, Ali Agah, e Ali Emadi2.3 Buck Converters Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal2.4 Impulsione Converters Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal2,5 Cuk Converter Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal2.6 Buck-Boost Converters Daniel Jeffrey Shortt

3 AC-AC Conversão Sándor Halász3.1 Introdução3.2 Cicloconversores3.3 Conversores de Matrix

4 retificadores4.1 Retificadores monofásicos DescontroladaSam Guccione4.2 Retificadores não controladas e controladasMahesh M. Swamy4.3 Trifásico pulso modulação por largura de impulso-Type retificadoresAna Stankovic


5 Inversores5.1 Visão geral Michael Giesselmann5.2 DC-AC Conversão Attila Karpati5.3 Resonant Converters István Nagy5.4 Série-ressonante InversoresDariusz Czarkowski5.5 Resonant DC-Link Inversores Michael B. Ropp5.6 Auxiliar Resonant Comutado Pole Inversores

Eric Walters e Oleg Wasynczuk

6 Conversores Multinível Keith Corzine6.1 Introdução6.2 Multinível Voltage fonte de modulação6.3 Fundamentais multinível Converter Topologias6.4 Cascateou multinível Converter Topologias6.5 Exemplos Multinível Converter laboratório6.6 Conclusão

7 Estratégias de modulação7.1 Introdução Michael Giesselmann7.2 Seis Etapas Modulation Michael Giesselmann7.3 Modulação por Largura de Pulso Michael Giesselmann7,4 Injeção Harmonic Third para Tensão de Impulso de Sinais SPWM

Michael Giesselmann7,5 Geração de sinais PWM Usando microcontroladores e DSPs

Michael Giesselmann7.6 Tensão-acordo com a origem actual regulamentoMichael Giesselmann7.7 Controle de feedback de histereseHossein Salehfar7.8 Space-Vector Pulso Modulação por Largura

Hamid A. Toliyat e Tahmid Ur Rahman

8 Controle deslizante-Mode de comutada de fontes de alimentaçãoGiorgio Spiazzi e Paolo Mattavelli8.1 Introdução8.2 Introdução à Sliding-Mode Controle8.3 Noções básicas de Sliding-Mode Theory8.4 Aplicação de Controle deslizante-Mode para Princípio conversores CC-CC-Basic8,5 Deslizando-Modo de Controle de Buck conversores CC-CC8,6 Extensão para impulsionar e Buck-Boost conversores CC-CC8,7 Extensão para Cuk e SEPIC conversores CC-CC8,8 General-Purpose Sliding-Mode Implementação de Controle8,9 Conclusões


Aplicações Parte III e Considerações Sistemas

9 DC Motor Drives Ralph Staus9.1 DC Motor Básico9.2 Controle de velocidade DC9.3 DC Unidade Basics9.4 Drives Transistor PWM DC9,5 Drives SCR DC

10 Machines CA controlada como DC Machines(DC sem escovas Máquinas / Eletrônica) Hamid A. Toliyate Tilak Gopalarathnam10.1 Introdução10.2 Construção de Máquinas10.3 Motor Características10,4 conversor de poder eletrônico10.5 Posição Sensing10.6 Componentes de torque pulsante10,7 Torque velocidade Características10.8 Aplicações

11 Controle de Drives máquina de indução

Daniel Logue e Philip T. Krein11.1 Introdução11,2 Scalar Indução de controle da máquina11.3 Controle de Vetores de Máquinas de Indução11.4 Resumo

12 -Ímã permanente Drives máquina síncrona Patrick L. Chapman12.1 Introdução12.2 Construção de MSIP Sistemas de Acionamento12,3 Simulação e Modelo12.4 Controlar o MSIP12.5 Tópicos Avançados em Drives MSIP

13 Máquinas de relutância comutado Iqbal Husain13.1 Introdução13.2 Configuração de SRM13.3 Princípio básico de funcionamento13.4 Projeto13.5 Converter Topologias13,6 estratégias de controle13.7 Controle Sensorless13.8 Aplicações


14 Passo Motor Drives Ronald H. Brown14.1 Introdução14.2 Tipos e operação do Passo Motors14,3 passo do motor Models14,4 Controlo de Motores da etapa

15 Servo Drives Sándor Halász15.1 Drives DC15,2 Drives Motor de Indução

16 Uninterruptible Power Supplies Laura Steffek, John Hacklesmiller,Dave Layden, e Brian Young16.1 Funções UPS16.2 estáticas UPS Topologias16,3 UPSs Rotary16,4 alternativos AC e DC Fontes

17 Qualidade de Energia e Utility questões de interface17.1 Visão geral Wayne Galli17.2 Considerações sobre Qualidade de Energia Timothy L. Skvarenina17,3 Passive Harmonic Filtros Badrul H. Chowdhury17.4 Filtros Ativos para Condicionamento de potênciaHirofumi Akagi17,5 Fator de Potência Unitário RetificaçãoRajapandian Ayyanar e Amit Kumar Jain

18 Células fotovoltaicas e Sistemas Roger Mensageiro18.1 Introdução18.2 Fundamentos da célula solar18,3 utilitário interativo PV Applications18,4 sistemas autônomos PV

19 Flexível, confiável e inteligente Energia Elétrica Sistemas de DistribuiçãoAlexander Domijan, Jr. e Zhidong Canção19.1 Introdução19.2 O conceito de AMIGOS19.3 Desenvolvimento de FRIENDS19.4 As tecnologias eletrônicas avançadas de energia dentro de CCQ19,5 Significância de amigos19,6 Realização de AMIGOS19.7 Conclusões

20 Controladores de Fluxo de Potência da UnificaçãoAli Feliachi, Azra Hasanovic, e Karl Schoder20.1 Introdução20.2 Fluxo de Potência em uma Linha de Transmissão


20,3 UPFC Descrição e Operação20,4 UPFC Modeling20,5 Control Design20.6 Estudo de caso20.7 ConclusãoReconhecimento

21 Veículos mais-elétrico Ali Emadi e Mehrdad Ehsani21,1 Aircraft Ali Emadi e Mehrdad Ehsani21,2 Veículos Terrestres Ali Emadi e Mehrdad Ehsani

22 Princípios de Magnetics Roman Stemprok22.1 Introdução22,2 Natureza de um campo magnético22,3 Eletromagnetismo22,4 Magnetic densidade de fluxo22,5 circuitos magnéticos22,6 Magnetic intensidade do campo22,7 equações de Maxwell22,8 indutância22.9 Considerações Práticas

23 Simulação Computacional de Eletrônica de PotênciaMichael Giesselmann23.1 Introdução23.2 Código Qualificação e Validação do Modelo23.3 Conceitos Básicos-Simulação de um conversor Buck23.4 Técnicas Avançadas de Simulação de um full-ponte (H-Bridge) Converter23.5 Conclusões


EUElectronic PowerDevices

1 Power Electronics Kaushik Rajashekara, Sohail Anwar, Vrej Barkhordarian,Alex Huang Q.Visão geral • • Diodos Schottky Diodes • Tiristores • Poder de Junção BipolarTransistores • MOSFETs • Geral de semicondutores de potência Chave Requisitos • PortãoTurn-Off Tiristores • bipolar de porta isolada Transistores • GATE-Comutado Tiristorese outros Hard-Driven GTOs • Comparação Teste de Switches


1

Eletrônica de PotênciaKaushik Rajashekara 1.1 Visão global

Thyristor e Triac • Gate Turn-Off Thyristor • ReverseDelphi Automotive SystemsRealização Tiristor (RCT) e assimétrico silício

Sohail Anwar Retificador Controlado (ASCR) • Transistor Alimentação • FonteUniversidade Estadual da Pensilvânia MOSFET • Duplas-Gate Bipolar Transistor (IGBT) •

Thyristor MOS-Controlada (MCT)Vrej Barkhordarian 1.2 DiodesInternational Rectifier Características• Classificações principais para Diodes • Retificador

Circuits • O teste de um Poder Diode • Proteção do PoderAlex Huang Q.Diodes

Virginia Polytechnic Institutee da Universidade Estadual 1.3 Schottky Diodes

Características• Especificações de dados • Teste de SchottkyDiodes

1.4 TiristoresAs noções básicas de retificadores Silicon-controlados (SCR) •Características• SCR turn-off Circuitos • SCRClassificações • O DIAC • O Triac • A Silicon-ControlledAlterne • The Gate Folha Thyristor • Dados turn-off para umThyristor típica

1,5 Poder Transístores bipolares de junçãoAs características Volt-Ampere de uma polarização BJT • BJT • BJTPerdas de Energia • BJT Testing • Proteção BJT

1.6 MOSFETsCaracterísticas estáticos• DinâmicoCaracterísticas• Aplicações

1,7 Geral de Energia Semiconductor InterruptorRequisitos

1,8 Gate Turn-Off TiristoresGTO Atacante Condução • GTO Turn-Off and ForwardBloqueio • GTO Prático Turn-Off Operação • DinâmicoAvalanche • Non-Uniform de desligamento Processo entre GTOCélulas• Resumo

1,9 Bipolar de porta isolada TransistoresIGBT Estrutura e Funcionamento

1.10 Porta-Comutado Tiristores e OutrosGTOs Hard-ConduzidoUnity Gain Turn-Off GTOs Operação • Hard-Conduzido

1.11 Comparação Teste de SwitchesTester pulso utilizada para a caracterização • Os dispositivos usados paraComparação • Verificação Ganho Unitário • Portão unidadeCircuits • Perda Atacante Condução Caracterização •Testes de comutação • Conclusões Discussão • Comparação


1.1 Visão global

Kaushik Rajashekara

A era moderna da eletrônica de potência começou com a introdução de tiristores no final dos anos 1950. Agora hávários tipos de dispositivos de energia disponíveis para aplicações de alta potência e de alta freqüência. O maisdispositivos de energia notáveis são porta tiristores turn-off, poder transistores Darlington, MOSFETs de potência eisolados-gate transistores bipolares (IGBTs). Dispositivos semicondutores de potência são o mais importantefuncionalelementos em todas as aplicações de conversão de energia. Os dispositivos de energia são utilizados principalmentecomo muda para converterpoder de uma forma para outra. Eles são usados em sistemas de controle de motores, fontes de alimentaçãoininterrupta,de alta tensão de transmissão DC, fontes de alimentação, aquecimento por indução, e em muitos outros deconversão de energiaaplicações. A avaliação das características básicas destes dispositivos de energia é apresentado nesta seção.

Thyristor e TriacO thyristor, também chamado de retificador controlado de silício-(SCR), é basicamente um de quatro camadas detrês junção pnpndispositivo. Ele tem três terminais: ânodo, cátodo, e portão. O dispositivo está ligado através da aplicação de umpulso curtodo outro lado da porta, e cátodo. Uma vez que o dispositivo é ligado, o portão perde seu controle para desligar odispositivo.O desvio é conseguido através da aplicação de uma tensão inversa entre o ânodo e cátodo. O símbolo thyristore as suas características voltampere são mostrados na Fig. 1.1 . Existem basicamente duas classificações detiristores: grau conversor e inversor série. A diferença entre um conversor de nível e uma inverter-tiristor grau é o tempo de desligar baixa (da ordem de alguns microssegundos) para o último. O converter-tirístores são de grau tipo lento e são utilizados em aplicações de comutação naturais (controlado) ou de fase.

FIGURA 1.1 (A) símbolo Thyristor e (b) as características volt-ampere. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência:Avaliação, Tecnologia e Aplicações, p. 5. © 1992 IEEE. Com a permissão.)


Figura 1.2 (A) símbolo Triac e (b) as características volt-ampere. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência:Avaliação, Tecnologia e Aplicações, p. 5. © 1992 IEEE. Com a permissão.)

Tiristores Inverter-grade são usados em aplicações de comutação forçada como choppers DC-DC eInversores DC-AC. Os tiristores inversor de grau são desligados por forçando a corrente a zero com umcircuito de comutação externa. Isto exige componentes de comutação adicionais, resultando, assim, emperdas adicionais no inversor.

Tiristores são dispositivos altamente robustos em termos de correntes transitórias, di / dt e dv / dt capacidade. Oqueda de tensão directa de tiristores é de cerca de 1,5 a 2 V, e até mesmo com correntes mais altas, da ordem de1000 A,que raramente excede 3 V. Enquanto a tensão direta determina a perda de energia on-estado do dispositivo emqualquerdado atual, a perda de poder de comutação torna-se um fator dominante que afeta a junção do dispositivotemperatura nas freqüências de operação. Devido a isso, a comutação de frequências máxima possívelusando tiristores são limitados em comparação com outros dispositivos de energia considerados nesta seção.

Tiristores ter I 2 t suportar capacidade e podem ser protegidos por fusíveis. A atual onda nonrepetitivecapacidade de tiristores é cerca de 10 vezes a sua raiz classificado mean square (RMS) atual. Eles devem serprotegidospor redes de amortecimento para / dt dv e di / dt efeitos. Se o especificado dv / dt for excedido, pode começar tiristorescondução sem aplicar um pulso portão. Em aplicações de conversão CC para CA, é necessário utilizar umdiodo antiparalelo de classificação semelhante em cada thyristor principal. Tiristores estão disponíveis até 6000 V,3500 A.A triac é funcionalmente um par de tiristores conversor de grau ligados em antiparalelo. O símbolo triace características voltampere são mostrados na Fig. 1.2 . Devido à integração, o triac tem má reaplicadodv / dt , pobre portão sensibilidade da corrente ao ligar, e maior tempo de turn-off. Triacs são utilizadosprincipalmente na faseaplicações de controle, tais como em reguladores de corrente alternada para iluminação e controle de ventilador eem relés de corrente alternada de estado sólido.

Gate Turn-Off Thyristor

O GTO é um dispositivo de comutação de energia que pode ser ativado por um curto pulso de corrente de porta evirouoff por um impulso de porta inversa. Esta porta de amplitude de corrente inversa é dependente da corrente do ânodoserdesligada. Assim, não há necessidade de um circuito de comutação externo para desligá-lo. Porque turn-offé fornecido por ignorando transportadoras directamente para o circuito de porta, o seu tempo de desligação é curto,dando assim maiscapacidade de operação de alta frequência do que tiristores. O símbolo GTO e características turn-offsão mostrados na Fig. 1.3 .

GTOs têm o I 2 t suportar capacidade e, consequentemente, podem ser protegidos por fusíveis semicondutores.Para confiáveloperação de GTOs, os aspectos críticos são design adequado do circuito portão turn-off e o amortecedor

circuito. Um GTO tem um ganho de corrente pobre de desligamento da ordem de 4 a 5. Por exemplo, um A-2000corrente de picoGTO pode exigir tão elevada como 500 A de corrente de porta inversa. Além disso, um GTO tem a tendência paratrancar atemperaturas acima de 125 ° C. GTOs estão disponíveis até cerca de 4500 V, 2500 A.


Figura 1.3 (A) símbolo GTO e (b) as características de desligamento. (De Bose, BK, Modern Power Electronics: ava-liação, Tecnologia e Aplicações, p. 5. © 1992 IEEE. Com a permissão.)

Tiristor (RCT) e assimétrico Reverse-RealizaçãoRetificador Controlado-Silicon (ASCR)Normalmente, em aplicações de inversor, um díodo em antiparalelo está ligado ao tiristor para comu-tação / fins libertários. Em ensaios clínicos randomizados, o diodo é integrado com um thyristor comutação rápida emumúnico chip de silício. Assim, o número de dispositivos de alimentação pode ser reduzida. Esta integração trazdiante uma melhoria substancial das características estáticas e dinâmicas, bem como o seu circuito globaldesempenho.

As ECAs são projetados principalmente para aplicações específicas, tais como unidades de tração. O antiparalleldiodo limita a tensão inversa entre o tiristor de 1 a 2 V. Além disso, por causa da recuperação inversacomportamento dos diodos, o tiristor pode ver muito alto reaplicado dv / dt quando o diodo se recupera de suatensão reversa. Isto requer o uso de grandes redes RC amortecimento para suprimir transientes de tensão. Como oescala de aplicação de tiristores e diodos estende em freqüências mais altas, a sua taxa de recuperação reversatorna-se cada vez mais importante. Altas autoliquidação recuperação resulta em dissipação de alta potência durantecomutação.

A ASCR tem a frente semelhante bloqueando capacidade de um thyristor inverter-grade, mas tem um limitadobloqueio (cerca de 20 a 30 V) capacidade de reverter. Ele tem uma queda de tensão no estado de cerca de 25%menos do que umathyristor inverter-grade de uma classificação similar. A ASCR apresenta um tempo de turn-off rápido; assim podetrabalhar emuma frequência superior a uma SCR. Uma vez que o tempo de desligação é para baixo por um factor de cerca de 2,o tamanho docomponentes comutadores podem ser reduzidos para metade. Devido a isso, as perdas de comutação também serábaixo.Porta-assistida técnicas de turn-off são usados para reduzir ainda mais o tempo de desligamento de um ASCR. Oaplicação de uma tensão negativa para o portão durante a abertura de fora ajuda a evacuar carga armazenada nodispositivoe ajuda os mecanismos de recuperação. Isto, na verdade, reduzir o tempo de turn-off por um fator de até 2sobre o dispositivo convencional.


Figura 1.4 Um de dois estágios Darlington transistor com diodo de bypass. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência:Avaliação, Tecnologia e Aplicações, p. 6. © 1992 IEEE. Com a permissão.)

Transistor de potênciaTransistores de potência são utilizados em aplicações que vão de alguns a várias centenas de kilowatts e comutaçãofrequências até cerca de 10 kHz. Transistores de potência usadas em aplicações de conversão de energia sãogeralmentenpn tipo. O transistor de potência é ligado através do fornecimento de corrente de base suficiente, e esta unidadebase tempara ser mantida durante todo o seu período de condução. Ela é desativada por retirar a unidade de base efazendo a tensão de base ligeiramente negativo (dentro - V BE (max) ). A tensão de saturação do dispositivo énormalmente de 0,5 a 2,5 V e aumenta à medida que a corrente aumenta. Assim, as perdas do estado aumentarmaisque proporcionalmente com a corrente. O transistor de estado de perdas são muito mais baixos do que as perdas doestadoporque a corrente de fuga do dispositivo é da ordem de poucos mA. Por causa da relativamente maiortempos de comutação, a perda de comutação aumenta significativamente com a freqüência de comutação.Transistores de potência podebloco só para a frente tensões. A avaliação de tensão de pico inverso destes dispositivos é tão baixa quanto 5 a 10V.Transistores de potência não têm I 2 t suportabilidade. Em outras palavras, elas podem absorver muito poucoenergia antes de avaria. Por isso, eles não podem ser protegidos por fusíveis semicondutores, e, assim, umamétodo de protecção electrónico tem que ser utilizado.

Para eliminar as actuais exigências de base elevado, configurações Darlington são comumente usados. Eles sãodisponível em monolítica ou em embalagens isoladas. A configuração básica de Darlington é mostradoesquematicamentena Fig. 1.4 . A configuração de Darlington apresenta uma vantagem específica na medida em que podem aumentarconsideravelmentea corrente comutada pelo transistor para uma determinada unidade de base. O V CE (sat) para o Darlington égeralmentemais do que a de um único transistor de classificação semelhante com o aumento da perda de potência no estadocorrespondente.Durante a mudança, a junção coletor reversamente polarizada pode apresentar efeitos de degradação hot spots quesãoespecificada pela inversão de viés área segura operacional (RBSOA) e voltada para o viés de área de operaçãosegura (FBSOA).Os dispositivos modernos com altamente interdigited vigor geometria da base emissor atual distribuição maisuniformee, portanto, melhorar consideravelmente os efeitos de degradação secundárias. Normalmente, a mudança bemconcebidorede ajuda restringe o funcionamento do dispositivo, bem dentro da SOA.

MOSFETMOSFETs de potência são comercializados por fabricantes diferentes com as diferenças na geometria interna e comnomes diferentes, tais como Megamos, HEXFET, SIPMOS e TMOS. Eles têm características únicas que fazem-os potencialmente atractivo para aplicações de comutação. Eles são, essencialmente, e não para a tensãodispositivos às correntes, ao contrário de transistores bipolares.

O portão de um MOSFET é isolado electricamente a partir da fonte por uma camada de óxido de silício. O portãoconsome apenas uma corrente de fuga minuto na ordem dos nano amperes. Por isso, o circuito de comando deporta é simplese perda de potência no circuito de controle do portão é praticamente desprezível. Embora no estado estacionário oportão chamavirtualmente nenhuma corrente, isto não é tão sob condições transientes. A fonte porta-a-porta e-to-dreno


Figura 1.5 Poder MOSFET símbolo circuito. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia,e Aplicações, p. 7. © 1992 IEEE. Com a permissão.)

capacitâncias têm que ser carregada e descarregada de forma adequada para se obter a desejada velocidade decomutação, ecircuito a unidade deve ter uma impedância de saída suficientemente baixo para suprir a carga necessária edescarregando correntes. O símbolo circuito de um MOSFET de alimentação está representado na fig. 1.5 .

MOSFETs de energia são dispositivos de suporte da maioria, e não há tempo de armazenamento dos portadoresminoritários. Assim,eles têm ascensão e queda vezes excepcionalmente rápidos. Eles são dispositivos essencialmente resistivas

quando ligado,enquanto que os transistores bipolares apresentam uma forma mais ou menos constante V CE (sat) ao longo da gamade funcionamento normal. Poderdissipação em MOSFETs é Id 2 R DS (on) , e em bipolares é I C V CE (sat) . A baixas correntes, por conseguinte, um poderMOSFET pode ter uma perda de condução mais baixa do que um dispositivo bipolar comparável, mas com correntesmais altas,a perda de condução vai superar a dos bipolares. Além disso, o R DS (em) aumenta com a temperatura.

Uma característica importante de um MOSFET de energia é a ausência de um efeito de repartição secundária,que éapresentar em um transistor bipolar, e como resultado, tem um desempenho de comutação extremamente robusto.

EmMOSFETs, R DS (sobre) aumenta com a temperatura, e assim a corrente é automaticamente desviado deo hot spot. A junção corpo de drenagem aparece como um diodo antiparallel entre fonte e dreno. Assim,MOSFETs de potência não vai apoiar tensão na direção inversa. Embora este diodo inverso é relativamenterápido, que é lento em comparação com o MOSFET. Dispositivos recentes têm um tempo de recuperação diodo tãobaixo quanto100 ns. Uma vez que os MOSFETs não pode ser protegido por fusíveis, uma técnica de protecção electrónico temque ser utilizado.Com o avanço da tecnologia MOS, MOSFETs robustos estão substituindo o convencionalMOSFETs. A necessidade de ruggedize MOSFETs de energia está relacionada com a confiabilidade do dispositivo.Se um MOSFET está operandodentro de sua faixa de especificação em todos os momentos, as suas chances de falhar catastroficamente sãomínimas. No entanto,se a sua classificação máxima absoluta é excedido, probabilidade de falha aumenta drasticamente. Sob realcondições de funcionamento, um MOSFET pode ser submetido a transientes de tanto externamente a partir dobarramento de energiafornecendo o circuito ou a partir do circuito em si, devido, por exemplo, para chutes indutivos que vão além daclassificações máximas absolutas. Tais condições são prováveis em quase todas as aplicações, e na maioria doscasos sãoalém do controle do designer. Dispositivos robustos são feitos para ser mais tolerante para transientes desobretensão.Robustez é a capacidade de um MOSFET para operar em um ambiente de tensões elétricas dinâmicas,sem activar qualquer dos parasitas transistores de junção bipolar. O dispositivo robusto pode suportarníveis mais elevados de recuperação diodo dv / dt e estático dv / dt.

Duplas-Gate Bipolar Transistor (IGBT)O IGBT tem as características de alta impedância de entrada e de alta velocidade de um MOSFET com acondutividadecaracterística (baixa tensão de saturação) de um transistor bipolar. O IGBT é ligado através da aplicação de umpositivotensão entre o portão e emissor e, como no MOSFET, ele está desligado, fazendo o sinal de portazero ou ligeiramente negativa. O IGBT tem uma queda de tensão muito menor do que um MOSFET de classificaçõessemelhantes.


Figura 1.6 (A) IGBT Nonpunch-through, (b) Circuito de soco-through IGBT, (c) IGBT equivalente.

A estrutura de um IGBT é mais como um thyristor e MOSFET. Para um dado IGBT, existe um valor crítico decorrente de coletor que irá causar uma grande queda de tensão suficiente para ativar o tiristor. Assim, o dispositivofabricante especifica o coletor de corrente admissível de pico que pode fluir sem trava-up ocorrendo. Láé também uma fonte de tensão de porta correspondente que permite que este fluxo de corrente que não deve serexcedido.Como o MOSFET de energia, o IGBT não apresentam o fenômeno repartição secundária comumpara transistores bipolares. No entanto, deve-se tomar cuidado para não exceder a dissipação de potência máxima eespecificado temperatura máxima da junção do dispositivo em todas as condições de garantia fiáveloperação. A tensão no estado do IGBT é fortemente dependente da tensão da porta. Para obter um baixono estado de tensão, uma tensão suficientemente elevada porta deve ser aplicada.

Em geral, IGBTs pode ser classificado como um soco-through (PT) e nonpunch-through (TNP) estruturas, comomostrado na Fig. 1.6 . No PT IGBT, um N + camada tampão é normalmente introduzido entre a P + substrato ea N - camada epitaxial, de modo que todo o N - região de flutuação está esgotada quando o dispositivo de bloqueio éo estado desligadotensão, e na forma de campo elétrico no interior do N - região deriva está perto de uma forma retangular. Porque ummais curto N - região pode ser utilizado no IGBT vazada, um melhor equilíbrio entre a tensão para a frentecair e tempo de desligamento pode ser alcançado. PT IGBTs estão disponíveis até cerca de 1200 V.

IGBTs de alta tensão são realizados através de um processo nonpunch-through. Os sensores são construídos emum N -substrato wafer, que serve como o N - região deriva base. Experimental NPT IGBTs de até cerca de 4 kV

têm sido relatados na literatura. IGBTs NPT são mais robustos do PT IGBTs, particularmente sob curtocondições de circuito. Mas NPT IGBTs ter uma queda de tensão direta maior do que os IGBTs PT.

O PT IGBTs não pode ser tão facilmente paralelo como MOSFETs. Os factores que inibem a partilha de correnteIGBTs ligados em paralelo são (1) on-estado desequilíbrio atual, causada por V CE (sat) distribuição e principalcircuito de fiação de distribuição de resistência, e (2) desequilíbrio de corrente no turn-on e turn-off, causada pelacomutação diferença de horário dos dispositivos ligados em paralelo e distribuição indutância fiação do circuito.O TNP IGBTs pode ser comparado por causa de sua propriedade coeficiente de temperatura positivo.


Figura 1.7 Secção transversal da célula típica e circuito esquemático para P-MCT. (De Harris Semiconductor, Guia do Usuáriode MOS Thyristor controlada. Com a permissão.)

Thyristor MOS-Controlada (MCT)O MCT é um novo tipo de dispositivo semicondutor de potência que combina as capacidades de tensão thyristore atual com MOS fechado turn-on e turn-off. É um de alta potência, de alta freqüência, baixa de conduçãogota e um dispositivo robusto, o que é mais provável de ser utilizado no futuro para média e alta potênciaaplicações. Uma estrutura da secção transversal de um p -type MCT com o seu esquema de circuito é mostrado naFig. 1.7 .O MCT tem uma estrutura tipo thyristor com três cruzamentos e pnpn camadas entre o ânodo ecátodo. Na prática um MCT, cerca de 100.000 células semelhantes à mostrada estão em paralelo para alcançar odesejada classificação atual. MCT está ligado por um impulso negativo de voltagem na porta em relação ao ânodo,desligou-se por um pulso de tensão positiva.

O MCT foi anunciada pelo R & D Center General Electric em 30 de novembro de 1988. HarrisSemiconductor Corporation desenvolveu duas gerações de p -MCTs. Gen-1 p -MCTs estão disponíveis em65 A / 1000 V e 75 A / 600 V com corrente controlável pico de 120 A. Gen-2 p -MCTs estão sendo desenvolvidosem faixas de corrente e tensão semelhantes, com muito maior capacidade de ativar-se e velocidade de comutação.A razão para o desenvolvimento de um p -MCT é o facto de a densidade de corrente que pode ser desligado é dois

ou três vezes maior que a de um n -MCT; mas n -MCTs são os necessários para muitos práticoaplicações.A vantagem de um MCT sobre IGBT é a sua baixa queda de tensão. n -tipo MCTs será esperado para

tem uma queda de tensão directa semelhante, mas com uma melhoria de polarização inversa área de operaçãosegura e interrupçãovelocidade. MCTs têm tempos relativamente baixos de comutação e tempo de armazenamento. O MCT é capaz dealta correntedensidades e tensões de bloqueio nos dois sentidos. Uma vez que o ganho de potência de um MCT é extremamenteelevada,Pode ser accionada directamente a partir de portas lógicas. Um MCT tem alta di / dt (da ordem de 2500 A / μ s) e altadv / dt (da ordem de V / 20.000 μ s) de capacidade.

O MCT, por causa de suas características superiores, mostra uma enorme possibilidade para aplicações taiscomo acionamentos de motores, fontes de alimentação ininterrupta, compensadores estáticos, e alta potência depotência ativacondicionadores de linha.

Os dispositivos atuais e futuras de semicondutores de potência direção do desenvolvimento é mostrado na Fig. 1.8.Capacidade de operação de alta temperatura e baixa operação de queda de tensão para a frente pode ser obtida se

o silícioé substituída por material de carboneto de silício para a produção de dispositivos de energia. O carbureto de silíciotem uma banda maiorgap do que o silício. Assim, poderiam ser desenvolvidos dispositivos de tensão de ruptura superior. Dispositivos decarbeto de silíciotêm excelentes características de comutação e as tensões de bloqueio estáveis a temperaturas mais elevadas. Maso silíciodispositivos de carboneto ainda estão nos primeiros estágios de desenvolvimento.


Figura 1.8 Semicondutores de potência direção do desenvolvimento de dispositivos atuais e futuros. (A partir de Huang, AQ,recentesdesenvolvimentos de dispositivos semicondutores de potência, VPEC Seminário Proceedings, pp. 1-9. Com a permissão.)

ReferênciasBose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia e Aplicações, IEEE Press, New York, 1992.Harris Semiconductor, Guia do Usuário de MOS Controlled Thyristor.Huang, AQ, os desenvolvimentos recentes de dispositivos semicondutores de potência, em VPEC SeminárioProceedings,Setembro de 1995, 1-9.Mohan, N. e T. Undeland, Eletrônica de Potência: Conversores, Applications, and Design, John Wiley & Sons,

Nova Iorque, 1995.Wojslawowicz, J., transistores robustos emergindo como porta-estandartes de potência MOSFET, Technics Poder

Magazine, Janeiro de 1988, 29-32.

Maiores informaçõesPássaro, BM e KG King, An Introduction to Power Electronics, Wiley-Interscience, New York, 1984.Sittig, R. e P. Roggwiller, dispositivos semicondutores para Condicionamento de potência, Plenum, New York, 1982.Temple, VAK, avanços na tecnologia thyristor MOS controlada e capacidade, Power Conversion,

544-554, outubro de 1989.Williams, BW , Eletrônica de Potência, dispositivos, aplicações e controladores, John Wiley, New York, 1987.

1.2 Diodes

Sohail AnwarDiodos de potência desempenhar um papel importante em circuitos de eletrônica de potência. Eles são utilizadosprincipalmente como descontroladarectificadores para converter monofásico ou trifásico de tensão AC para DC. Eles também são utilizados parafornecer um caminhopara o fluxo de corrente em cargas indutivas. Os tipos mais comuns de materiais semicondutores utilizados paraconstruir diodossão silício e germânio. Diodos de potência são geralmente construídos usando silício porque diodos de silício podeoperar a corrente mais alta e a temperaturas mais elevadas do que os diodos de derivação de germânio. O símbolopara umadíodo semicondutor é dada na Fig. 1.9 . A tensão terminal e atual são representados como V d e I d ,respectivamente. A Figura 1.10 apresenta a estrutura de um diodo. Ele tem um ânodo (A) e terminal de um cátodo(K)terminal. O díodo é construído por junção de duas peças de material semicondutor p -typee um n --type para formar um pn -junction. Quando o terminal de ânodo é positiva em relação ao cátodoterminal, o pn -junction torna-se polarizado diretamente e o diodo conduz a corrente com um relativamente baixoqueda de tensão. Quando o terminal de cátodo é positiva em relação ao terminal de ânodo, o pn -junctiontorna-se inversa-tendenciosa e o fluxo de corrente é bloqueada. A seta no símbolo de diodo na Fig. 1.9 mostraa direcção do fluxo de corrente convencional, quando o díodo conduz.


CaracterísticasAs características tensão-corrente de um diodo são mostrados na Fig. 1.11 . Em Aa região para a frente, o diodo começa a conduzir quando a voltagem do ânodo éaumentaram em relação ao cátodo. A tensão actual começa onde I d

para aumentar rapidamente é chamado a tensão do joelho do diodo. Para uma silício+díodo, a tensão de joelho é de aproximadamente 0,7 V. Acima da voltagem de joelho,Vdpequenos aumentos na tensão do diodo produzir grandes aumentos no diodo _corrente. Se a corrente do díodo é muito grande, o calor excessivo irá ser gerado,que pode destruir o diodo. Quando o diodo é inversa-tendenciosa, diodocorrente é muito pequeno para todos os valores de voltagem inversa menos do que o diodotensão de ruptura. Na repartição, a atual diodo aumenta rapidamente Kpara pequenos aumentos na tensão do diodo.

Figura 1.9 Símbolo Diode.Principais avaliações para Diodes

AAs Figuras 1.12 e 1.13 mostram folhas de dados típicos para diodos de potência.Média Máxima Corrente em avanço EUdA corrente média máxima para a frente (I f (avg) max ) é a corrente de um diodopode lidar com segurança quando polarizado. Diodos de potência estão disponíveis em+

Pratings de alguns amperes para várias centenas de ampères. Por exemplo, Vdo diodo de potência D 6 descrito na ficha de especificação de dados ( Fig 1.12 )N _pode lidar com até 6 A no sentido progressivo, quando utilizado como um retificador.Tensão inversa de pico

A tensão de pico inverso (PIV) de um diodo é a tensão máxima inversaque pode ser ligado através de um díodo sem avaria. O pico Ktensão inversa também é chamado de pico de tensão reversa ou de ruptura reversatensão. As classificações de PIV de diodos de força se estende a partir de alguns volts paraFigura 1.10 Estrutura de diodo.vários milhares de volts. Por exemplo, o diodo de potência D 6 tem uma classificação de PIVde até 1600 V, como se mostra na fig. 1.12 .

FIGURA 1.11 Diode tensão-corrente característica.


FIGURA 1.12 Diodo de dados de folha-avaliações. (De USHA, na Índia. Com a permissão.)


FIGURA 1.13 Curvas de dados Diode folha-característico.


FIGURA 1.14 Circuito Basic for retificador de meia-onda.

V

V

FIGURA 1.15 entrada e tensão de saída formas de onda para o circuito da Fig. 1.14 .

Corrente Máxima SurgeO I FSM (máximo onda forward) avaliação é a corrente máxima que o diodo pode manipular como umtransitória ocasional ou a partir de uma falha no circuito. O I FSM classificação para o diodo de potência D 6 é de até190 A, comomostrado na Fig 1.12 .Temperatura máxima da junção

Este parâmetro define a temperatura máxima da junção de um diodo que pode suportar sem falha.A temperatura máxima da junção para o diodo de potência D 6 é de 180 ° C.

Circuitos retificadoresCircuitos retificadores produzir uma tensão contínua ou corrente de uma fonte AC. O diodo é um componenteessencialdestes circuitos. A Figura 1.14 apresenta um circuito rectificador de meia-onda usando um diodo. Durante a metadepositivaciclo da tensão da fonte, o diodo é polarizado diretamente e conduz para v s ( t ) > E f . O valor de E f paragermânio é de 0,2 V, e para o silício é de 0,7 V. Durante o meio ciclo negativo de v s ( t ), o diodo é reversatendenciosa e não conduz. A tensão v L ( t ) através da carga de R L é mostrado na Fig. 1.15 .

O circuito retificador de meia-onda produz uma corrente pulsante direto que utiliza apenas o meio ciclo positivoda tensão da fonte. O rectificador de onda completo mostrada na Fig. 1.16 usa ambos os meios ciclos de tensão dafonte.Durante o meio ciclo positivo de v s ( t ), os diodos D 1 e D 2 são polarizado diretamente e conduta. Diodos D 3 eD 4 são reverse-tendenciosa e não realizam. Durante o meio ciclo negativo de v s ( t ), os diodos D 1 e D 2 sãoreverse-tendenciosa e não conduzem, ao passo que os diodos D 3 e D 4 são polarizado diretamente e conduta. Otensão v L ( t ) através da carga de R L é mostrado na Fig. 1.17 .


D 1D 4

Eu carregars (T)

D 3 D 2

FIGURA 1.16 Circuito Basic for retificador de onda completa.

V

V

FIGURA 1,17 de entrada e tensão de saída formas de onda para o circuito da Fig. 1.16 .

Testando um diodo de potênciaUm ohmímetro pode ser usado para testar diodos de potência. O ohmímetro está ligado de modo que o diodo éforwardertendenciosa. Isso deve lhe dar uma leitura baixa resistência. Inverter as pontas ohmímetro deve dar uma muito altaresistência ou até mesmo uma leitura infinita. A resistência muito baixa leitura em ambos os sentidos indica umcurto-circuitodiodo. Uma alta resistência de leitura em ambas as direcções indica um diodo aberto.

Protecção dos diodos de potênciaUm diodo de potência devem ser protegidos contra sobrecarga de corrente, sobre a tensão, e transientes.

Quando um diodo é inversa-tendencioso, ele age como um circuito aberto. Se a tensão de polarização inversaultrapassa o colapsotensão, uma grande corrente de fluxo de resultados. Com esta alta tensão e alta corrente, dissipação de energia no

junção do diodo pode exceder o seu valor máximo, destruindo o diodo. Para a protecção de diodo, que é umprática usual para escolher um diodo com uma tensão nominal de pico inversa que é 1,2 vezes maior do que o

tensão esperada durante condições normais de funcionamento.As classificações actuais para os díodos são com base nas temperaturas máximas de junção. Como medida desegurança,Recomenda-se que a corrente do díodo ser mantido abaixo deste valor nominal. Transientes elétricos pode causar

voltagens mais altas do que o normal através de um diodo. Para proteger um diodo dos transientes, um circuito sérieRCpode ser ligado através do diodo para reduzir a taxa de variação da tensão.


1.3 Schottky Diodes

Sohail AnwarColagem de um metal, tal como alumínio ou platina, para n -type silício constitui um díodo Schottky. O Schottkydiodo é muitas vezes utilizado em circuitos integrados para aplicações de comutação de alta velocidade. Umexemplo de um altoaplicação de comutação de velocidade é um detector em freqüências de microondas. O díodo Schottky tem umvoltage-corrente característica semelhante à de um silício pn -junction diodo. O Schottky é um subgrupo do TTLfamília e é desenhado para reduzir o tempo de propagação dos chips TTL IC padrão. A construçãodo díodo de Schottky é mostrado na Fig. 1.18a , e o seu símbolo é mostrado na Fig. 1.18b .

CaracterísticasAs características de baixo ruído do diodo Schottky tornam ideal para aplicação em monitores de potência debaixo nível de freqüência de rádio, detectores de alta freqüência, e Doppler misturadores de radar. Um dos principaisvantagens do díodo de Schottky barreira é a sua baixa queda de tensão directa em comparação com a de um silíciodiodo. No sentido inverso, tanto a tensão de ruptura e a capacitância de um diodo de barreira Schottkycomportar-se muito parecidos com os de uma junção passo unilateral. No one-sided junção etapa, o dopingnível do semicondutor determina a tensão de ruptura. Por causa do raio finito nas bordasdo diodo e por causa da sua sensibilidade à limpeza da superfície, a tensão de ruptura é sempre um poucomenor do que as previsões teóricas.

Especificações de DadosA folha de especificação de dados para um DSS 20-0015B diodo de potência Schottky é fornecido como um exemplonoAs Figs. 1,19 e 1,20 . Especificações irá variar dependendo da aplicação e do modelo do díodo de Schottky.

Ensaios de diodos SchottkyDuas maneiras de testar os diodos usar um voltímetro ou um multímetro digital. O voltímetro deve serdefinido para a escala de baixa resistência. Um único diodo ou retificador deve ler uma baixa resistência,normalmente, 2 / 3 escalaa partir da resistência na direcção para a frente. No sentido inverso, a resistência deve ser quaseinfinito. Não deve ler próximo de 0 Ω nas direções em curto ou abertos. O diodo vai resultar em uma maior

Metálico

A n + K A

SiO 2

Kdo tipo n

p-tipo de substrato

(A) (B)

FIGURA 1.18 Diagrama (um) e um símbolo (b) do díodo Schottky.


Poder Schottky Retificador I FAV = 20 AV RRM = 15 VV F = 0,33 V

Dados preliminares

TO-220 ACV RSM V RRM Tipo A C

V VC

15 15 DSS 20-0015B A C (TAB)

A = ânodo, C = Cathode, TAB = Cathode

Símbolo Condições Máximo ClassificaçõesCaracterísticasPacote padrão ¥ Internacional

I FRMS 35 A Muito baixo V FI FAVM T C = 135 C; retangular, d = 0,5 20 A Perdas extremamente baixos de comutação

Low I RM -ValoresI FSM T VJ = 45¡C; t p = 10 ms (50 Hz), seno 350 A Epoxy cumpre UL 94V-0E AS I AS = tbd A; G = 180 H; T VJ = 25¡C; não repetitiva tbd mJ

I AR V A = 1,5 V RRM typ .; f = 10 kHz; repetitivo tbd A AplicaçõesRetificadores no poder da modalidade do interruptor(Dv / dt) cr tbd V / ssuprimentos (SMPS)

T VJ -55 ... + 150 C Diodo roda livre em baixa tensãoT VJM 150 C conversoresT stg -55 ... + 150 C

P tot T C= 25 ° C 9 0 W VantagensM d binário de montagem 0,4 ... 0,6 Nm Operação de circuito de alta confiabilidade

Picos de baixa tensão para reduzidaPeso típico 2 g circuitos de proteção

Baixo nível de ruído de comutaçãoBaixas perdas

Símbolo Condições Valores característicostip. máx.

Dimensões ver outlines.pdfI R T VJ = 25¡CV R = V RRM 10 mAT VJ = 100¡CV R = V RRM 200 mA

V F I F = 20 A; T VJ = 125¡C 0.33 VI F = 20 A; T VJ = 25¡C 0,45 VI F = 40 A; T VJ = 125 ¡C 0,43 V

R thJC 1.4 K / WR thCH 0,5 K / W

Teste de pulso:Largura de Pulso = 5 ms, ciclo de trabalho <2,0%Dados de acordo com a IEC 60747 e por diodo salvo indicação em contrário

IXYS reserva-se o direito de alterar limites, condições e dimensões.

FIGURA 1.19 Folha de especificação de dados para um DSS 20-00105B poder Schottky diode (frente). (Cortesia de IXYS.)


100 1000 10000mA T VJ = 150¡C

A pF

I R 100 125¡CI F

C T

100¡C

10 10 100075¡CT VJ =150¡C125¡C 50¡C25¡C

1

25¡C

T VJ = 25¡C1 0,1 1000.0 0,2 0,4 0.6V 0 2 4 6 8 10 12 14 V 0 2 4 6 8 10 12 14 V

V F V R V RFigo. 1Tensão máxima para a frente Figo. 2Typ. valor de corrente inversa I I Figo. 3Typ. junção capacitância C T

cair características contra reverso tensão V R contra reverso tensão V R

40 14 10000W

A 12P (AV)A30 10I F (AV) d = 0,5 DC I FSM

8 d =20 DC 1000

0,56 0.330,25

4 0,1710 0,08

2

0 0 1000 40 80 120 ¡C 160 0 5 10 15 20 25 30 A 10 100 1000 s 10000

T C I F (AV) t PFigo. 4Média em diante eu atual F (AV) Figo. 5Perda de poder para a frente

em função da temperatura caso T C características

2

1D = 0,5

K / W0.330,25Z thJC0,17

0,08 Pulso Único

0,1

DSS 20-0015B0,01

0,0001 0,001 0,01 0,1 s 1 10t

Figura 1.20 Folha de especificação de dados para um DSS 20-00105B poder Schottky diode (reverso).

leitura da escala de resistência como resultado da sua queda de tensão menor. O que está a ser medido é aresistênciaa um baixo ponto atual particular; Não é a resistência efectiva em um circuito rectificador de energia.

O multímetro digital geralmente têm um modo de teste de diodo. Quando utilizar este modo, um diodo de silíciodeve ler-se entre 0,5-0,8 V na frente e aberto no sentido inverso. A germâniodíodo será na gama de 0,2 a 0,4 V, no sentido para a frente. Ao utilizar a gama de resistência normal,esses diodos normalmente irá mostrar aberto para qualquer junção de semicondutores desde o voltímetro não seaplicatensão suficiente para atingir o valor da queda para a frente.


1.4 Tiristores

Sohail AnwarTiristores são quatro camadas pnpn dispositivos semicondutores de potência. Estes dispositivos alternar entrerealizaçãoe não condutor estados em resposta a um sinal de controle. Tiristores são usados em circuitos de temporização,motor ACcontrole de velocidade, dimmers de luz, e circuitos de comutação. Pequenas tiristores também são usados comofontes de pulso paragrandes tiristores. A família thyristor inclui o retificador controlado de silício-(SCR), o DIAC, o Triac,o interruptor controlado por silício (SCS), ea thyristor portão turn-off (GTO).

As noções básicas de retificadores Silicon-Controlados (SCR)O SCR é o controlador de energia eléctrica mais utilizada. Um SCR é às vezes chamado de pnpndiodo porque ele conduz corrente elétrica em uma única direção. Figura 1.21a mostra o símbolo SCR.Ela tem três terminais: o ânodo (A), o cátodo (K), e a porta (G). O ânodo e o cátodosão os terminais de alimentação e porta é o terminal de controle. A estrutura de um SCR é mostrado naFigo. 1.21b .

Quando o SCR é polarizado diretamente, ou seja, quando o ânodo de um SCR é feita mais positiva com respeitopara o cátodo, os dois ultraperiféricas pn -junctions são polarizado diretamente. O meio pn -junction é reversapolarizado e a corrente não pode fluir. Se uma pequena corrente de porta é agora aplicada, voltada para o meioinfluencia pn -junção e permite que uma corrente muito maior a fluir através do dispositivo. O SCR permanece ON mesmo se oportãoatual é removido. SCR fecho ocorre apenas quando a corrente de ânodo torna-se inferior a um nível chamadoCorrente de retenção ( I H ).

Características

A característica voltampere de um SCR é mostrado na Fig. 1,22 . Se a polarização direta é aumentada para otensão breakover frente, V FBO , o SCR é ligado. O valor da tensão máxima de ruptura é controladopelo actual portão I G . Se o portão catódicos pn -junction é polarizado diretamente, o SCR é ligado a um menortensão breakover do que com o portão aberto. Como mostrado na Fig. 1,22 , a tensão máxima de ruptura diminuicomum aumento da corrente de porta. Em uma corrente de baixa portão, o SCR é ligada a uma tensão ânodo para afrente mais baixa.Em uma corrente de porta superior, o SCR é ligada a um valor ainda mais baixo de tensão do ânodo para a frente.

Quando o SCR é reversamente polarizado, há uma pequena corrente de fuga reversa ( I R ). Se a polarizaçãoinversa éaumentada até que a tensão atinge a tensão de ruptura reversa ( V ( BR ) R ), a corrente inversa irá aumentar

acentuadamente. Se a corrente não está limitada a um valor seguro, o SCR pode ser destruída.

(Ânodo)

A

G

(Portão)

K(Cátodo)

(A) (B)

FIGURA 1.21 (A) O símbolo SCR; (B) a estrutura SCR.


Condução de envioregião (no estado)

+ IA EU > I > IG2 G1 G0

Segurando corrente (I)H EUG2 I G1 EUG0Vazamento Reversacorrente (I R )

- V AK + VAK

Breakover AvançadoTensão (V FBO )Reversa máxima Bloqueio reverso Atacante bloqueio

Tensão (V (BR) R ) região região (fora do Estado)

Ruptura reversa

- EUA

FIGURA 1.22 Características de SCR.

FIGURA 1,23 Um SCR circuito turn-off.

SCR Turn-Off CircuitsSe um SCR é polarizado diretamente e um sinal de porta é aplicada, o dispositivo é ligado. Uma vez que a correntede ânodo éacima I H , o portão perde o controle. A única maneira de desligar o SCR é fazer com que o terminal negativo ânodocom respeito ao cátodo ou para diminuir a corrente ânodo abaixo eu H . O processo de desvio é chamado SCRcomutação. A Figura 1.23 mostra um circuito de comutação SCR. Este tipo de método é chamado de comutação


Comutação linha AC. A corrente de carga I L flui durante o meio ciclo positivo da fonte de tensão. OSCR é polarizada inversa, durante o meio ciclo negativo da fonte de tensão. Com uma corrente de porta zero, oSCR se desligará se o tempo de desligamento do SCR é menor do que a duração do meio ciclo.

SCR ClassificaçõesA folha de dados para um tiristor típico segue esta seção e inclui as seguintes informações:

Surge Classificação da corrente ( I FM ) -A onda classificação atual ( I FM ) de um SCR é a corrente de pico ânodo umSCR pode segurar por um curto período.

Travamento corrente ( I L ) -A corrente mínima ânodo deve fluir através do SCR, a fim de que ele fiqueEM inicialmente após o sinal de porta é removido. Esta corrente é chamada de travamento corrente ( I L ).

Corrente de retenção ( I H ) -Depois da SCR está presa em um certo valor mínimo de corrente de ânodo énecessária para manter a condução. Se a corrente de ânodo é reduzida abaixo desse valor mínimo, oSCR será desligado.

Peak repetitivo tensão inversa ( V RRM ) -A tensão máxima instantânea que uma SCR pode semsuporte, sem discriminação, no sentido inverso.

Adiante pico repetitivo de bloqueio de tensão ( V DRM ) -O tensão máxima instantânea que o SCRpode bloquear na direção de avanço. Se o V DRM classificação for excedido, o SCR vai realizar semuma tensão de porta.

Nonrepetitive Pico de tensão inversa ( V RSM ) -A tensão máxima reversa transitória que o SCR podesuportar.

Gate máxima Corrente de acionamento ( I GTM ) -O corrente máxima portão DC permitido virar o SCR ON.Portão mínima Voltagem de acionamento ( V GT ) mínimo -A tensão DC porta-cátodo necessário para acionar

o SCR.Portão mínima Corrente de acionamento ( I GT ) -O mínimo atual portão DC necessário virar o SCR ON.

O DIACA DIAC é um de três camadas, de baixa tensão, interruptor de semicondutores de baixa corrente. O DIAC símbolo émostrado naFigo. 1.24a . O DIAC estrutura é mostrada na Fig. 1.24b . O DIAC pode ser comutada do OFF aoON estado para cada polaridade da tensão aplicada.

A característica voltampere de um DIAC é mostrado na Fig. 1,25 . Quando ânodo 1 torna-se mais positivoÂnodo do que 2, uma pequena corrente de fuga flui até que a tensão máxima de ruptura V BO é atingido. Além V BO , o

Ânodo 1 Ânodo 1

N11P

N2

P2 N3

Ânodo 2 Ânodo 2(A) (B)

FIGURA 1.24 (A) O símbolo DIAC; (B) a estrutura DIAC.


EU

V EUBRBO VEU VBOBR

FIGURA 1.25 As características do DIAC.

MT1

N NP

NG

PN N

MT MT 21

Portão MT2(A) (B)

FIGURA 1.26 (A) O símbolo Triac; (B) a estrutura Triac.

DIAC irá realizar. Quando ânodo 2 é feita em relação mais positiva para ânodo 1, um fenômeno semelhanteocorre. As tensões breakover para o DIAC são quase a mesma em magnitude, em qualquer direcção. DIACssão comumente usados para acionar tiristores maiores, como SCRs e Triacs.

O TriacO Triac é um interruptor de três terminais de semicondutores. Ele é acionado em condução, tanto no forwarde as direcções inversas de um sinal de porta de uma maneira semelhante à acção de um SCR. O símbolo Triacé mostrado na Fig. 1.26a e o Triac estrutura é mostrada na Fig. 1.26b .

A característica voltampere do Triac é mostrado na Fig. 1.27 . A tensão máxima de ruptura do Triacpode ser controlada pela aplicação de um sinal positivo ou negativo para o portão. Assim que a magnitudeo sinal de porta aumenta, a tensão máxima de ruptura diminui. Uma vez que o Triac é no estado ON, o portãosinal pode ser removido e o Triac permanecerá ligada até a principal corrente cai abaixo de exploraçãoatual ( I H valor).

O interruptor comandado pelo SiliconA SCS é uma de quatro camadas pnpn dispositivo. O símbolo SCS é mostrado na Fig. 1.28a ea estrutura SCS émostrado na Fig. 1.28b . O SCS tem dois portões rotulados como o portão ânodo (AG) eo portão cátodo (KG).Um SCS pode ser ligada através da aplicação de um impulso de porta negativa na porta ânodo. Quando o SCSestá no estado ON, ele pode ser desligado através da aplicação de um pulso positivo no portão ânodo ou umpulso negativo no portão cátodo.


EU

Terminal Principal(Positivo)

V EUBR H VEU VH BR

Principal Terminal 2(Negativo)

FIGURA 1.27 As características Triac.

A Ânodo (A)

AGÂnodo Portão(AG)

Cathode PortãoKG (KG)

K Cátodo (K)(A) (B)

FIGURA 1.28 (A) O símbolo SCS; (B) a estrutura SCS.

AnódioA

G Portão

K Cátodo(A) (B)

FIGURA 1.29 (A) O símbolo GTO; (B) a estrutura GTO.

O Gate Turn-Off ThyristorO GTO é um interruptor de semicondutores que liga por um sinal de porta positiva. Ele pode ser desligadopor um sinal de porta negativo. O símbolo GTO é mostrado na Fig. 1.29a e a estrutura é mostrada na GTOFigo. 1.29b . A tensão GTO e classificações atuais são inferiores aos dos SCRs. O GTO tempo de desligamentoé menor do que a do SCR. O turn-no tempo é o mesmo que o de um SCR.

Ficha de Dados para um Thyristor típicaFiguras 1.30 a 1.35 são as folhas de dados para um tiristor típico.


FIGURA 1.30 Página 1 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.)




FIGURA 1.32 Page 3 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.)







1,5 Poder Transístores bipolares de junção

Sohail AnwarTransistores de junção bipolar Energia (BJTs) desempenham um papel vital em circuitos de alimentação. Como amaioria dos outros dispositivos de energia,transistores de potência geralmente são construídos usando silício. O uso de silício permite a operação de um BJTemmaior correntes e temperaturas de junção, o que leva ao uso de transistores de potência em aplicações AConde gamas de até várias centenas de quilowatts são essenciais.

O transistor de potência faz parte de uma família de dispositivos de três camadas. As três camadas ou terminaisde um transistorsão a base, colector e emissor. Efectivamente, o transistor é equivalente a ter dois pn -diode

junções empilhados em direcções opostas umas às outras. Os dois tipos de um transistor são denominados npn ePNP . O npn de transistor do tipo tem uma classificação superior à corrente-tensão do que o PNP e é preferido para amaioriaaplicações de conversão de energia. A maneira mais fácil de distinguir um npn transistor do tipo de um PNP é do tipoem virtude de o símbolo esquemático ou circuito. O PNP tipo tem uma ponta de flecha no emissor que apontapara a base. A Figura 1.36 apresenta a estrutura e o símbolo de um pnp transistor do tipo. O npn -tipotransistor tem uma ponta de seta apontando para fora a partir da base. A Figura 1.37 apresenta a estrutura e osímbolode um npn de transistor do tipo.

Quando utilizada como um interruptor, o transistor controla a alimentação da fonte para a carga através dofornecimento suficientecorrente de base. Esta pequena corrente a partir do circuito de condução através da junção base-emissor, o qual

deve ser mantido,se transforma no caminho coletor-emissor. Removendo a corrente do circuito base-emissor e a base fazendotensão voltas ligeiramente negativos desligar o interruptor. Mesmo que o caminho de base-emissor só pode utilizaruma pequenaquantidade de, o caminho de corrente colector-emissor é capaz de transportar uma corrente muito mais elevada.


I CColetor C

C

P +B N B V CEBase P -I B

l E

EEmitter E

(A) (B)

FIGURA 1.36 pnp estrutura transistor (a) e símbolo do circuito (b).

Coletor

Base

Emitter

(A) (B)

FIGURA 1.37 npn estrutura transistor (a) e símbolo do circuito (b).

As características Volt-Ampere de um BJTAs características voltampere de um BJT são mostrados na Fig. 1.38 . Transistores de potência tem excepcionalcaracterísticas como um interruptor ideal e eles são usados principalmente como interruptores. Neste tipo deaplicação, elesfazer uso da ligação de emissor comum, mostrada na Fig. 1,39 . As três regiões de operação para umtransistor que devem ser tidas em consideração são o corte, a saturação, e a região activa. Quando ocorrente de base ( I B ) é igual a zero, a corrente de colector ( I C ) é insignificante e o transistor é conduzido para oponto de corteregião. O transistor é agora no estado OFF. O coletor-base e base-emissor junções são reversatendenciosa na região de corte ou estado OFF, e o transistor se comporta como um interruptor aberto. A corrente debase( I B ) determina a corrente de saturação. Isto ocorre quando a corrente de base é suficiente para conduzir atransistor em saturação. Durante a saturação, tanto junções são polarizado diretamente e o transistor atuacomo uma chave fechada. A tensão de saturação aumenta com um aumento na corrente e é normalmente entre0,5 a 2,5 V. A região activa do transistor é utilizado principalmente para aplicações de amplificação e deve serevitada para operação de comutação. Na região ativa, a junção coletor-base é revertida tendenciosa ea junção base-emissor é polarizado diretamente.


Ic Tensão de saturação Vce (sat)

AtivoSaturaçãoRegião(ON)

VceCutoff (OFF) Fugaatual

FIGURA 1.38 BJT VI característica.

FIGURA 1.39 Polarização de um transistor.

BJT PolarizaçãoQuando é utilizado um transistor como um interruptor, o circuito de controlo fornece a corrente de base necessária. Oactualda base determina o estado do interruptor transistor ON ou OFF. O colector e o emissor dotransistor formar os terminais de alimentação do interruptor.

A linha de carga de DC representa todos os possíveis pontos de operação de um transistor e é mostrado na Fig.1.40 .O ponto de funcionamento é que a linha de carga e a corrente de base se cruzam e é determinada pelos valores

de V CC e R C .No estado ON, o ponto de funcionamento ideal ocorre quando a corrente de colector I C é igual a V CC / R C e

V CE é zero. O ponto de operação real ocorre quando a linha de carga cruza a corrente de base na saturaçãoponto. Isto ocorre quando a corrente de base é igual à corrente de saturação ou I B = I B (sat) . Neste ponto, ocorrente de coletor é máxima eo transistor tem uma pequena queda de tensão através do coletor-emissorterminais chamado a tensão de saturação V CE (sat) .

No estado OFF, ou ponto de corte, o ponto de funcionamento ideal ocorre quando o coletor de corrente I C é zeroe a voltagem de colector-emissor V CE é igual à tensão de alimentação V CC . O ponto de operação real, emo estado OFF, ocorre quando a linha de carga cruza a corrente de base ( I B = 0). No ponto de corte, ocoletor de corrente é a corrente de fuga. Através da aplicação de lei tensão Kirchoff 's em torno do circuito de saída,

otensão coletor-emissor ( V CE ) pode ser encontrado.Os pontos de operação entre a saturação e corte constituem a região ativa. Quando estiver operando

na região ativa, a dissipação de energia de alta ocorre devido aos relativamente altos valores de corrente de coletor


Saturação(ON)

FIGURA 1.40 Linha de carga DC.

I C e coletor-emissor de tensão V CE . Para um funcionamento satisfatório, um pouco maior do que a base mínimaatual irá garantir uma saturada ON estado e irá resultar em redução da virada no tempo e dissipação de energia.

Perdas de Energia BJTOs quatro tipos de perdas de potência transistor são as perdas do estado e OFF-estatais e transformá-ON etransformá-OFFcomutação perda. OFF-estado perdas transistor são muito mais baixos do que perdas do estado desde a corrente defugado dispositivo é dentro de poucos mA. Essencialmente, quando um transístor está no estado de desligado, qualquerque seja ovalor da tensão coletor-emissor, não há corrente de coletor. Perdas de comutação dependem de comutaçãofreqüência. A maior frequência de comutação possível do transistor é limitado pelas perdas resultantes dataxa de comutação. Em outras palavras, quanto maior a frequência de comutação, mais a perda de potência notransistor.Testing BJTO teste do estado de um transistor pode ser feito com um multímetro. Quando um transistor é polarizadodiretamente,a regiões base-emissor base-coletor e deve ter uma baixa resistência. Ao inverter-tendenciosa, a base-regiões colector e base-emissor deve ter uma alta resistência. Ao testar a resistência entreo colector e o emissor, a leitura da resistência deve resultar numa muito mais elevada do que polarização directabase-coletor e resistência base-emissor. No entanto, transistores de potência falhas podem aparecer em curtoquandomedir a resistência em todo o coletor e emissor, mas ainda passar os dois testes de junção.

Proteção BJTTransistores deve ser protegido contra as altas correntes e tensões para evitar danos no dispositivo. Uma vez queelessão capazes de absorver muito pouca energia antes de avaria, fusíveis semicondutores não pode protegê-los.Térmicocondições são de vital importância e pode ocorrer durante a comutação de alta frequência. Alguns dos maistipos comuns de protecção BJT são proteção de sobrecorrente e sobretensão. Proteção eletrônicatécnicas também são freqüentemente utilizados para proporcionar a proteção necessária para transistores.

Proteção de sobrecorrente desliga a quando a tensão coletor-emissor e coletor do transistoratual chegar a um valor pré-definido. Quando o transistor está no estado ON, um aumento no colector-emissortensão provoca um aumento da corrente de colector e, por conseguinte, um aumento da temperatura da junção.Uma vez que o BJT tem um coeficiente de temperatura negativo, o aumento de temperatura provoca um decréscimonaresistência e resulta em uma corrente de colector ainda maior. Esta condição, chamada de feedback positivo,poderiaeventualmente, levar à fuga térmica e destruir o transistor. Um desses métodos de proteção de sobrecorrentelimita a corrente de base durante uma falha externa. Com a corrente de base limitada, a corrente do dispositivo serálimitadas no ponto de saturação, no que diz respeito à corrente de base, e o dispositivo irá ter algum valor dea tensão. Esta característica torna o transistor de fora, sem ser danificado e é usado para fornecer


Jul 2000

LM195 / LM395Ultra Transistores energia confiável

dade, é necessário inserir uma resistência em série com 5.0kDescrição Gerala liderança de base para evitar possíveis seguidor de emissor oscilação

O LM195 / LM395 são rápidos poder monolítico cir-, integrado ções. Embora o dispositivo é geralmente estável como um emissor se-cuitos com proteção completa de sobrecarga. Estes dispositivos,inferior, o resistor elimina a possibilidade de problemas semque atuam transistores de potência como de alto ganho, ter incluído nodesempenho degradante. Finalmente, uma vez que tem uma boa alta fre-o chip, limitação de corrente, uma limitação da potência, e excesso térmicoresposta qüência, recomenda bypassing abastecimento.a proteção da carga tornando-os praticamente impossível destruirPara aplicações de baixa potência (com menos de 100 mA), referem-se aoa partir de qualquer tipo de sobrecarga. No transistor padrão TO-3LP395 Ultra Reliable transistor de potência.pacote de energia, o LM195 vai entregar correntes de carga em ex-cesso de 1.0A e pode alternar 40V de 500 ns. O LM195 / LM395 estão disponíveis no padrão A-3, Kovar

TO-5, e TO-220 pacotes. O LM195 está classificado para operaçãoA inclusão de limitação térmico, uma característica não disponível facilmenteção de 55 C a 150 C e o LM395 de 0 C acapaz em projetos discretos, fornece proteção praticamente absoluta125 C.ção contra sobrecarga. Dissipação de energia excessiva ou inade-equiparar dissipação de calor faz com que o circuito de limitação térmica paradesligar o dispositivo que impeça o aquecimento excessivo. CaracterísticasO LM195 oferece um aumento significativo em termos de fiabilidade, bemn limitante interna térmicacomo simplificar os circuitos de energia. Em algumas aplicações, onden Maior do que a corrente de saída 1.0Aproteção é extraordinariamente difícil, como reguladores de comutação,n 3.0 A corrente de base típicolâmpada ou solenóide motoristas onde a dissipação de energia normal én 500 ns tempo de comutaçãobaixo, o LM195 é especialmente vantajoso. saturação 2.0V nO LM195 é fácil de usar e apenas algumas precauções devem n Base de Dados pode ser conduzido até 40V sem danosser observados. Coletor excessiva à tensão do emissor pode de-n Diretamente interface com CMOS ou TTLSTROY o LM195 como com qualquer transistor de potência. Quando o de-n 100% elétrico burn-invice-é usado como um seguidor de emissor com baixa impedância fonte

Circuito simplificado

1.0 Amp lâmpada pisca-pisca

DS006009-16

DS006009-1

FIGURA 1.41 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 1). (Da National Semiconductor. Com a permissão.)


Esquemas de Ligação

TO-3 do metal pode empacotar TO-220 embalagem plástica

DS006009-3

Case é Emitter

DS006009-2 Top ViewVista inferior Número de Pedido LM395T

Número de Pedido LM195K / 883 Veja NS Package Número T03BVeja NS Package Número K02A

(Nota 5)

TO-5 do metal pode empacotar

DS006009-4

Vista inferiorNúmero de Pedido LM195H / 883

Veja NS Package Número H03B(Nota 5)

FIGURA 1,42 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 2). (Da National Semiconductor. Com a permissão.)


As classificações máximas absolutas (Nota 1)Base de dados de Voltagem do emissor (Reverse) 20VSe forem necessários dispositivos especificados militar / aeroespacial,Corrente do coletor Internamente Limitadaentre em contato com o escritório National Semiconductor Vendas /Dissipação de energia Internamente LimitadaDistribuidores de disponibilidade e especificações. Faixa de temperatura operacional

Collector a Voltagem do emissor LM195 55 C a 150 CLM195 42V LM395 0 ° C a 125 C

LM395 36V Faixa de temperatura de armazenamento 65 C a 150 C

Coletor de Base Voltage Temperatura ChumboLM195 42V (Solda, 10 seg.) 260 C

LM395 36VBase de dados de Voltagem do emissor (Forward)

LM195 42VLM395 36V

Pré-condicionamento100% burn-in Em Limite térmica

Características elétricas(Nota 2)

Parâmetro Condições LM195 LM395 UnidadesMin Typ Max Min Typ Max

Collector-Emitter Tensão operacional I Q ≤ I C ≤ I MAX 42 36 V(Nota 4)Base de dados para o emissor Tensão de ruptura0 ≤ V CE ≤ V Cemax 42 36 60 VCorrente do coletor

TO-3, TO-220 V CE ≤ 15V 1.2 2.2 1.0 2.2 ATO-5 V CE ≤ 7.0V 1.2 1,8 1.0 1,8 A

Tensão de saturação I C ≤ 1.0A, T Um = 25 C 1,8 2.0 1,8 2.2 V

Base de dados de corrente 0 ≤ I C ≤ I MAX 3.0 5 3.0 10 A0 ≤ V CE ≤ V Cemax

Quiescent Corrente (I Q ) V ser = 02.0 5 2.0 10 mA

0 ≤ V CE ≤ V Cemax

Base de dados de Voltagem do emissor I C, = 1.0A, T A = 25 C 0,9 0,9 VTempo de comutação V CE = 36V, R G = 36 Ω ,

500 500 nsT A = C 25Resistência Térmica Junction a TO-3 Package (K) 2.3 3.0 2.3 3.0 C / WCase (Nota 3) TO-5 Package (H) 12 15 12 15 C / W

TO-220 Package (T) 4 6 C / WNota 1: »absolutos classificações máximas ... indicam limites além dos quais danos no dispositivo podem ocorrer. Classificações de operação indicar condições para as quais o dispositivo éfuncional, mas não garantem a limites de desempenho específicos.

Nota 2: Salvo disposição em contrário, estas especificações são aplicáveis para55 C ≤ T j ≤ 150 C para o LM195 e 0 C ≤ 125 C durante a LM395.

Nota 3: Sem um dissipador de calor, a resistência térmica do pacote de TO-5 é de cerca de 150 C / W, ao passo que o pacote de TO-3 é 35 C / W.

Nota 4: Selecionado dispositivos com maior degenerescência disponível.

Nota 5: Consulte RETS195H e RETS195K desenhos de LM195H militar e versões LM195K para especificações.



Características de desempenho típica (para K e T Pacotes)

Características Colecionador Curto-circuito corrente Corrente de polarização

DS006009-33 DS006009-34 DS006009-35

Corrente quieta Base de Voltagem do emissor Base de dados de corrente

DS006009-36 DS006009-37 DS006009-38

Tensão de saturação Tempo de Resposta Tempo de Resposta

DS006009-39 DS006009-40 DS006009-41



Características de desempenho típica (para K e T Pacotes) (continua)

10V Função de Transferência 36V Função de Transferência

DS006009-7 DS006009-8

Transcondutância Pequeno Frequency SignalResposta

DS006009-9

DS006009-10



Diagrama esquemático



Aplicações típicas

1.0 Amp Voltage Follower

DS006009-12

* tântalo Sólidos

Poder PNP Time Delay

DS006009-13

* Protege contra a unidade de base excessivo** Necessário para a estabilidade DS006009-14

1.0 MHz oscilador

DS006009-15



Aplicações típicas (Continuação)

1.0 Amp regulador negativo

DS006009-17

† tântalo Sólidos

Regulador 1.0 Amp tensão positiva

DS006009-18

† tântalo Sólidos




Rápido opticamente isolada Mudar Opticamente isolada transistor de potência

DS006009-19 DS006009-20

CMOS ou TTL Lamp interface Dois Terminal limitador de corrente 40V Interruptor

DS006009-22

DS006009-23DS006009-21 * Unidade de tensão 0V a ≥ 10V ≤ 42V

6.0V Shunt Regulador com Crowbar Dois Terminal 100 mA reguladores de corrente

DS006009-25DS006009-24




Low Level Power Switch Power One-Shot

DS006009-26

Ligue = 350 mVDesligue = 200 mV

DS006009-27

T = R1CR2 = 3R1R2 ≤ 82k

Seguidor de Emissor Alta impedância de AC Seguidor de Emissor

DS006009-28

* necessidade de estabilidade DS006009-29

Seguidor rápido

DS006009-30

* Previne armazenamento com unidade onda quadrada tempo de queda rápida




Potência Op Amp

DS006009-31

* Ajuste de 50 mA de corrente de repouso† tântalo Sólidos

6.0 Amp Output Variable Regulator Switching

DS006009-32

* Sessenta vira ferida em Arnold Tipo A-083081-2 núcleo.** Quatro dispositivos em paralelo† tântalo Sólidos



Dimensões físicas polegadas (milímetros), salvo indicação em contrário

TO-5 do metal pode empacotarNúmero de Pedido LM195H / 883NS Package Número H03B

TO-3 do metal pode empacotarNúmero de Pedido LM195K / 883NS Package Número K02A



Dimensões físicas polegadas (milímetros), salvo indicação em contrário (Continuação)

TO-220 embalagem plásticaNúmero de Pedido LM395T

NS Package Número T03B

VIDA POLÍTICA DE APOIO

PRODUTOS nacional não são autorizados para usar componentes AS CRÍTICAS EM APOIO A VIDADispositivos ou sistemas sem a aprovação expressa e por escrito do Presidente e GERALCONSELHO NACIONAL Semiconductor Corporation. Tal como aqui utilizado:

1. Os dispositivos de suporte de vida ou sistemas são dispositivos ou2. Um componente crítico é qualquer componente de uma vidasistemas que, (a) são destinados ao implante cirúrgico dispositivo de suporte ou sistema cuja falha na execuçãopara dentro do corpo, ou(B) apoiar ou sustentar a vida, e pode ser razoavelmente esperado para causar o fracasso decuja falha na execução, quando devidamente utilizado em o dispositivo de suporte de vida ou de sistema, ou de afectar a suaacordo com as instruções de utilização fornecidas na ou eficácia.rotulagem, pode ser razoavelmente esperado para resultar em umaprejuízo significativo para o utilizador.

National Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor National SemiconductorCorporação Europa Asia Pacific Cliente Japan Ltd.Americas Fax: +49 (0) 180-530 85 86 Grupo de Resposta Tel: 81-3-5639-7560Tel: 1-800-272-9959 Email: [email protected] Tel: 65-2544466 Fax: 81-3-5639-7507Fax: 1-800-737-7018 Deutsch Tel: +49 (0) 69 9508 6208 segurançaFax: 65-2504466Email: [email protected] Inglês Tel: +44 (0) 870 24 0 2171 Email: [email protected]

www.national.com FranÕais Tel: +33 (0) 1 41 91 8790

O Nacional não assume qualquer responsabilidade pela utilização de qualquer circuito descrito, não há licenças de patentes circuito estão implícitas e Nacional se reserva o direito de a qualquer momento sem aviso prévio para mudar disse circuitos eespecificações.


proteção em conversores de baixo consumo de energia, limitando a corrente durante uma falha externa. Outrosmétodos deproteção de sobrecorrente para faltas mais graves usar um interruptor de curto-circuito, ou interruptor de shunt, emparalelo com atransistor. Quando é detectada uma falha, um circuito externo ativa o interruptor de curto-circuito em paralelo,proporcionandoum caminho alternativo para a corrente de falta.

Proteção contra sobretensão é usado para proteger um transistor de alta tensão. Quando um transistor está naEstado OFF, tensões de colector-base da polarização inversa pode causar colapso avalanche. Break-Avalanchepara baixo ocorre quando a tensão inversa ultrapassa o limite de tensão inversa da região do colector-base. Altocoletor-base tensões da polarização inversa pode facilmente danificar o transistor. Um método simples paraassegurarproteção de sobrecorrente de um transistor é conectar um diodo antiparallel através do transistor.

A maioria dos transistores de potência são incapazes de bloquear tensões reversas superiores a 20 tensões V.reverso podefacilmente danificar o transistor e, portanto, eles não devem ser utilizados em aplicações de controlo de corrente

alternada, semuma manobra inversa díodo ligado entre o emissor e do colector.A ficha de dados típico para um transistor de potência é fornecida em Figs. 1,41 por 1,53 .


1.6 MOSFETs

Vrej BarkhordarianO transistor de metal-óxido-semicondutor de efeito de campo (MOSFET) é o mais vulgarmente utilizado activadispositivo no integrados (VLSI) circuitos muito grande escala. A Figura 1.54 mostra o esquema do dispositivo,corrente-características de tensão, características de transferência e símbolo do dispositivo para um MOSFET. É umdispositivo lateral eembora muito adequado para a integração em circuitos integrados, tem sérias limitações em níveis de energiaelevados.O design de alimentação MOSFET baseia-se no transistor de efeito de campo original e, desde a sua invenção nainício dos anos 1970, passou por várias etapas evolutivas. O processamento de MOSFETs de potência é muitosemelhante ao de circuitos VLSI de hoje, embora a geometria do dispositivo é significativamente diferente do

Fonte Campo PortãoPortão Escorracontato óxido óxido contato metalização

n + drenon + Fonte t boi

p-Substrato

Canal da Mancha eu

(A)

l D l D

V GS > V τ

V GS = V τ00 V DS

00 V GSV τ

(B) (C)

l D

D

SB(Canal ou

G substrato)

S

(D)

FIGURA 1.54 (A) Diagrama esquemático, (b) as características corrente-voltagem, (c) características de transferência, e (d)dispositivosímbolo para um n -canal modo de melhoramento MOSFET.


desenho utilizado nestes circuitos. MOSFETs de potência são comumente usados como alterna no poder eletrônicoaplicações.

A invenção do MOSFET poder foi conduzida em parte pelas limitações dos transistores de potência bipolaresque, até recentemente, eram os dispositivos de escolha em aplicações de eletrônica de potência. Embora não sejaabsolutamente possível definir os limites operacionais de um dispositivo de alimentação, que irá livremente referem-se adispositivo de alimentação como qualquer dispositivo que seja capaz de comutar, pelo menos 1A. O transistor bipolaré uma potênciadispositivo de corrente controlada e uma grande corrente de accionamento de base tão elevada quanto um quinto dacorrente de colector estánecessária para manter o dispositivo no estado ligado. Além disso, as correntes mais elevados de unidade de basereversa são necessários para obterrápido turn-off. Apesar do estado muito avançado de fabricação e reduzir os custos de poder bipolartransistores, essas limitações têm feito o desenho do circuito unidade de base mais complicado e, portanto, maiscaro. Existem mais dois limitações ao poder transistor bipolar. Em primeiro lugar, ambos os electrões efuros de contribuir para a condução em BJTs. Presença de furos com o seu tempo de vida superior faz com que otransportadorvelocidade de comutação para ser várias ordens de magnitude mais lenta do que para um MOSFET de tamanhosemelhante etensão nominal. Em segundo lugar, os BJTs sofrem de fuga térmica. A queda de tensão directa de um BJTdiminui com o aumento da temperatura fazendo com que o desvio de corrente para um único dispositivo quandovários dispositivossão paralelo. MOSFETs de potência, por outro lado, são dispositivos portador majoritário com nenhumatransportadora minoriainjecção. Eles são superiores aos BJTs em aplicações de alta freqüência de comutação, onde as perdas de energiasãoimportante e pode resistir a aplicação simultânea de alta tensão e corrente sem sofrerfalha destrutiva devido à segunda avaria. MOSFETs de energia também pode ser comparado facilmente uma vezque oforward queda de tensão aumenta com o aumento de temperatura, garantindo uma distribuição uniforme da correnteentre todos os componentes. No entanto, a alta desagregação tensões ( > ~ 200V) a queda na tensão de estado doMOSFET de potência torna-se maior do que a de um dispositivo bipolar de tamanho similar com uma classificaçãosemelhante tensão,tornando-o mais atractivo para usar o transistor de potência bipolar à custa de pior alta-frequênciaperformance. Figura 1.55 mostra as actuais limitações de corrente-tensão de MOSFETs de potência e BJTs.Novos materiais, estruturas e técnicas de processamento são esperados para empurrar para fora destes limites aolongo do tempo. Arelativamente novo dispositivo que combina as vantagens do MOSFET de alta frequência com o baixo on-queda de tensão estado de alta tensão BJTs é o transistor-isolados-gate bipolar (IGBT).

2000

1500

Bipolartransistores

1000

MOS500

01 10 100 1000

Corrente máxima (A)

FIGURA 1.55 Limitações de corrente e tensão de MOSFETs e BJTs.


Fonte Portão Polysiliconóxido portão Fonte

metalização

p + região do corpo p +DCanais

p n +n +

Deriva Região - epilayernG

p + substrato S(100)

Escorrametalização Escorra

FIGURA 1.56 Diagrama esquemático para um n -canal MOSFET poder e o símbolo do dispositivo.

Metal

C gsm LTOC GS2

C GDn - C GS1 n -ChR

JFETp - R B BJT

C DS

R EPI

n - epilayer

n - substrato

FIGURA 1.57 A origem dos componentes parasitas para um MOSFET de potência.

MOSFETs utilizados em circuitos integrados são dispositivos laterais de porta, fonte e dreno sobre toda a partesuperior dee o dispositivo com o fluxo de corrente ter lugar num trilho paralelo à superfície. Embora este projeto empresta

próprio para integração, não é adequado para aplicações de dispositivos discretos de energia, devido a grandesdistâncias requeridasentre a fonte e dreno, a fim de manter o isolamento. Tendo todos os três terminais como a superfície superiorfaz a metalização e isolamento dos terminais mais complicadas do ponto de vista do processamento.O MOSFET duplo difusa verticais resolve este problema, utilizando o substrato do dispositivo, como odrenar terminal. Figura 1.56 mostra o diagrama esquemático e o símbolo de circuito para um n poder -canalMOSFET. Quando um desvio positivo maior que o limiar de tensão é aplicada à porta, o silíciosuperfície na região do canal é invertido e uma corrente passa a fluir entre a fonte e dreno. Paratensões de porta de menos do que V + inversão da superfície não ocorre no canal e o dispositivo permanece no offestado. A corrente neste dispositivo flui horizontalmente ao longo do canal invertido em primeiro lugar e, em seguida,verticalmenteentre o dreno e fonte. O termo "duplo-difundidos" refere-se a dois implantação iónica consecutivoetapas usando o poli como uma máscara. Para um n dispositivo -canal, as regiões formadas por casal e implantedifusão subseqüente são os primeiros p -tipo para definir o canal e, em seguida, n -tipo para definir a fonte. O p -corpo do implante é realizada num passo separado. Os termos "deriva corpo" e "corpo-drain" diodos são usadosalternadamente para denotar o p - n junção formada por este p implante -Body e região de flutuação.

Figura 1.57 mostra a origem física dos componentes parasitas em um n -canal poder MOSFET.A JFET parasitária aparecer entre os dois implantes corporais restringe o fluxo de corrente quando o esgotamento


Fonte FonteS G S

Portão

PortãoÓxidoóxidon +

p

Canal da Manchaepilayer n-

Fluxo de elétrons

n + substrato(100)

D Escorra

(A) (B)

FIGURA 1.58 Diagrama esquemático do (a) V-groove trincheira MOSFET mostrando o apinhamento atual no ápice e(B) O projeto V-groove truncado.

larguras dos dois díodos adjacentes do corpo se estender para a região de desvio com o aumento da tensão dedreno.Poly linha de largura e a resistividade camada epi sob o poli são dois parâmetros de projeto importantes paraminimizando o efeito JFET. O BJT parasitário pode tornar o dispositivo suscetível a dispositivo indesejada volume denegóciose em avaria prematura. A resistência de base R B tem que ser minimizados através de um projeto cuidadoso dodoping e distância sob a região de origem. Estes dois componentes e as resistências parasitas sãodiscutido nas próximas seções. Existem várias capacidades parasitárias associadas com a potênciaMOSFET, conforme mostrado na Fig. 1,57 . C GS é a capacitância devida à sobreposição da fonte e do canalregiões, junto à porta de polissilício e é independente da voltagem aplicada. G GD é composta de duas partes. Oprimeira parte é a capacitância associada com a sobreposição da porta de polissilício e o silício por baixona região do JFET. A segunda parte é a capacitância associada com a região de depleção imediatamentesob o portão. C GD é uma função não-linear de tensão, e foi discutido no "terísticas Dinâmicoseção cas ". Finalmente, C DS é a capacitância associada com o diodo corpo-drift e varia inversamentecom a raiz quadrada da polarização de dreno-fonte.

Atualmente dois projetos de MOSFETs de potência. Estes são geralmente referidos como o quadro planar eos projetos da trincheira. A concepção planar já foi introduzida nos esquemas das figs. 1,56 e1.57 . Duas variações do MOSFET trincheira são mostrados na Fig. 1.58 . O dispositivo V-groove éfabricado por decapagem uma ranhura no silício após o passo de difusão dupla. O uso de um anisotrópicaresultados de corrosão nos lados da ranhura para estar a um ângulo de 54,7 ° para a superfície da bolacha. StopsGravuraquando os lados do sulco, que são planos, alcançar um ao outro. O óxido de porta e poli portão ou metalizaçãoCrescem-se então na ranhura seguido por metalização fonte. Crowding corrente no ápice daV-groove reduz capacidade de manipulação atual. Em um projeto de V-groove truncado, o etch é anisotrópicaparado antes de atingido este ponto. A tecnologia trincheira tem a vantagem de uma maior densidade de células,masé mais difícil de fabricar em comparação com o dispositivo planar.

Características estáticosUma das características importantes do MOSFET de potência é a impedância de entrada muito alta que simplificao circuito de comando de porta e reduz o custo. Ele é um dispositivo controlado por tensão, com a o fluxo de correntede porta durante. operação Figura 1.59 mostra I - V características de um modo de melhoramento (normalmente off) MOSFET depotência.As folhas de dados contêm gráficos típicos que podem ser utilizados para determinar se o dispositivo está no estadode totalmenteou na região de corrente constante para um dado valor de polarização de porta e dreno de corrente. Efeito datemperatura sobretensão de limiar (cerca de 6 mV redução / C) e a diferença entre os valores típicos de parâmetros eos máximos devem ser tidos em conta.


257

PORTÃOTENSÃO

20

6

15

5

10 I DS vs V DS LOCUS

4

5 3

2

100 5 10 15

DRENAGEM DE TENSÃO (volts)

FIGURA 1.59 Características corrente-tensão de um MOSFET de potência.

Tensão de ruptura

Esta é a tensão de dreno em que o corpo-drift diodo reversamente polarizada se rompe e uma significativaa corrente começa a fluir entre a fonte e dreno pelo processo de multiplicação avalanche, enquanto ogate e fonte estão em curto. Tensão de ruptura, BV DSS , normalmente é medido a uma corrente de drenode 250 μ A. Para tensões de drenagem abaixo BV DSS e sem viés no portão, nenhum canal é formado sob aportão na superfície e a tensão de dreno é totalmente suportado pelo corpo deriva-reversamente polarizada pnjunção.Há dois fenômenos relacionados que podem ocorrer em dispositivos mal concebidos e processados. Estes sãosoco-through e chegar-through.

Punch-through é observada quando a região de depleção do lado da fonte do corpo-drift pn -junctionatinge a região de origem a tensões de drenagem abaixo da tensão nominal da avalanche dispositivo. Isto forneceum percurso de corrente entre a fonte e dreno e faz com que uma característica de discriminação macio, comomostrado na Fig. 1,60 .A fuga de corrente entre fonte e dreno é denotada por I DSS . A seleção cuidadosa e otimizaçãodo perfil de dopagem usados na fabricação de um MOSFET de energia é, portanto, muito importante. Figura 1.61apresenta um perfil típico de difusão para um MOSFET. A concentração à superfície do corpo e difusãoo comprimento do canal (distância entre os dois pn -junctions formados pela fonte de difusão e o canaldifusão) irá determinar se vazada irá ocorrer ou não. Há trade-offs a serem feitas entreon-resistência R dson que exige comprimentos mais curtos de canal e evitar perfurar-through, que exigecomprimentos de canal mais longos. Uma equação aproximada dando a largura da região de depleção como umafunção de silício


I D

Macio

Afiada

BV DSS V DS

FIGURA 1.60 Características ruptura de um MOSFET que mostra a potência do ideal (sustenido) e não-ideal (macios)comportamentos.

10 26

10 25 n +

10 24

10 23

p Região de superfície

10 22 Ao longo trilho transportador

n

Epilayer10 21

(N-)

Escorra derivaFonte Canal da Mancharegião10 20

0 1 2A distância ao longo do canal ( μ m)

FIGURA 1.61 Perfil de dopagem típica de um MOSFET, numa direcção paralela à superfície do dispositivo. Limiartensão é determinada pela concentração de pico transportadora na região de canal.

fundo doping é dada por:

4 e s KT N AW ≈ --------------- ln------ (1,1)q 2 N A neu

onde e s é permissividade semicondutores, K é a constante, Boltzmann T é a temperatura em K , q é eletrônicocarga, N Um fundo é doping, e n i é a densidade de portadores intrínseca.


PORTÃO

N +SOURCE

R CH R UmR SOURCE P-BASER J

R D

N + SUBSTRATER sub

DRENAGEM

FIGURA 1.62 A origem das resistências internas de um MOSFET.

Além disso, a dose implante canal mais alto é benéfico do ponto punch-através de vista, pois o esgotamentolargura será menor, mas o R dson vai sofrer com mobilidade reduzida transportadora. O desenho da dopagemperfil envolve a escolha de canais e implantes fonte doses, tempos de difusão e temperaturas que dãouma tensão de limiar, minimizando simultaneamente concebido R dson e eu DSS . Otimizando estes desem-parâmetros Mance com fabricação em mente é um dos desafios de design de alimentação MOSFET.

O fenómeno alcance-through, por outro lado, ocorre quando a região de depleção no mandrillado do corpo-drift pn -junction atinge a interface epilayer-substrato antes da avalanche ocorreno epi. Uma vez que a ponta entra na depleção de substrato elevada concentração de transportador, um aumentoadicionaltensão de dreno fará com que o campo eléctrico para alcançar rapidamente o valor crítico de 2 × 10 5 V / cm, a qualavalanche começa.

Outros fatores que afetam a tensão de ruptura de MOSFETs de potência para uma determinada camada epitaxialincluemdesign de rescisão, o espaçamento da célula (largura da linha poli) e curvatura da região de depleção diodo corpo

emo epi que é uma função da profundidade de difusão. MOSFETs de potência são projetados de tal forma queavalanchecolapso ocorre na área ativa pela primeira vez.

On-Resistência

A resistência no estado ligado de um MOSFET de alimentação é constituído por vários componentes, comomostrado na Fig. 1,62 .

R dson = R fonte + R ch + R Um+ R J+ R D + R sub+ R wcml (1,2)

onde

R fonte = resistência da fonte de difusãoR ch = resistência canalR Um = resistência acumulação

R J = o "JFET" componente de resistência da região compreendida entre as duas regiões corporaisR D = desvio resistência regiãoR sub = a resistência de substrato; bolachas com resistividades de até 20 m Ω -cm são utilizados para alta tensão

dispositivos e menos de 5 m Ω -cm para dispositivos de baixa tensãoR wcml = soma de resistência do fio de ligação, entre em contato com resistência entre a fonte e dreno de

metalizaçãoe as contribuições de silício, resistência metalização, e leadframe; estes são normalmentedesprezível em dispositivos de alta tensão, mas pode tornar-se significativo em dispositivos de baixatensão


Regime de tensão: 50 V 100 V 500 V

Acondicionamento

R wcml Metalização

Fonte

R Ch Canal da Mancha

JFETregião

R EPI

Epitaxialcamada

Substrato

FIGURA 1.63 Contribuições relativas para R dson em dispositivos com diferentes classificações de tensão.

A Figura 1.63 apresenta o importância relativa de cada um dos componentes para R dson sobre o espectro detensão.Como pode ser visto, com tensões elevadas a R dson é dominado pela resistência epi e o componente JFET. Este

componente é maior em dispositivos de alta tensão em função do maior ou menor resistividade transportadora fundoconcentração no epi. Em tensões mais baixas, o R dson é dominado pela resistência e o canalcontribuições do contato de metal para semicondutores, metalização, fios de ligação, e leadframe. Ocontribuição substrato torna-se mais significativa para dispositivos menores tensão de ruptura.

TranscondutânciaEste parâmetro é uma medida da sensibilidade de corrente de dreno para mudanças na polarização de porta-fonte eédefinida como:

Δ I Dgfs = ---------- V ds constante (1,3)Δ V gs

ou seja, o gradiente da I d vs. V gs gráfico. Na região de saturação, g fs é dada por:

Wg fs = μ C boi ----- ( V gs V th) (1,4)L

Este parâmetro está normalmente indicado para um V gs que dá uma drenagem de corrente igual a cerca demetade dovalor máximo classificação atual e para a V DS que garante uma operação na região de corrente constante. Com

mobilidade μ fixo para uma dada semicondutor, os parâmetros de projecto de um influenciando transcondutânciaMOSFET são largura portão W , comprimento do canal L , e óxido de porta espessura t boi e, portanto, C boi . WidthGate é operímetro total porta de polissilício da estrutura celular e aumenta em proporção com a área activa quantoos aumentos de densidade celular. A densidade celular tem aumentado ao longo dos anos, a partir de cerca de meiomilhão por metro quadradopolegadas em 1980, para cerca de 8 milhões de euros para MOSFETs planas e cerca de 12 milhões de euros para atecnologia trincheira emo tempo presente. O fator limitante para densidades celulares ainda mais altos é o controle do processo defotolitografiae resolução que permite que os contactos de ser submetido ao metalização fonte no centro das células.


Comprimento de canal reduzida é benéfico para ambas g fs e on-resistência, com soco-through como um trade-off.O limite inferior de este comprimento é definido pela capacidade de controlar o processo de dupla difusão e é emtorno1 a 2 μ m hoje. Finalmente, as reduções na espessura do óxido portão dar maior C boi e superior g fs . A reduçãoem óxido de espessura irá reduzir V th a menos que a dose implante canal é aumentada, o que, por sua vez fará comque uma maiorR dson . Em última análise, o limite inferior de t boi é definido pela classificação máximo da porta-fonte de tensão. Este é± 30 V paradispositivos de alta tensão e ± 20 V para dispositivos de nível de lógica de menor tensão utilizados em aplicaçõeseletrônicas portáteis.Limite de TensãoIsto é definido como o eléctrodo de porta viés mínimo necessário para inverter fortemente a superfície sob o polie formam um canal de condução entre a regiões de drenagem e fonte. V th geralmente é medido em umacorrente de dreno-fonte de 250 μ A. Um valor de 2-4 V para dispositivos de alta tensão com mais grossas óxidos deporta evalores lógicos compatíveis com de 1 a 2 V para dispositivos de baixa tensão com mais finas são óxidos de portacomum. ComMOSFETs de potência constatação crescente uso em eletrônicos portáteis e comunicações sem fios, ondeenergia da bateria é um prêmio, a tendência é de valores menores de R dson e V th . Qualidade óxido de porta eintegridade tornam-se questões importantes como a espessura do óxido de porta é reduzida para alcançar maisbaixos V th . Um apro-imate expressão para V th é dada por:

4 e s KTN A ln ( N A / n i )2 KTV th ≈ -------------------------------------------------- ---+ ----------ln (N A / n i) (1,5)(e boi / t boi) q

onde e boi e t ox são permitividade e óxido de espessura e os outros parâmetros são definidas na Eq. (1.1).Os métodos de processamento utilizado e sua influência sobre a química da superfície de silício pronunciei

efeitos sobre a V th . Fixa e de superfície e de interface cargas móveis, bem como encargos no ato óxido de portaparaalterar o valor de V ° em relação ao valor pretendido. Portanto, o controle destas cargas no processo énecessária para a obtenção consistente V th valores em produção. Além disso, a presença de cargas móveisdistânciaa partir do óxido de porta e óxido / interface de silício pode encontrar o seu caminho para a superfície do dispositivoao longo da vidado dispositivo e causar uma mudança gradual em V th . Por exemplo, iões de sódio no óxido de baixa temperatura(LTO) ou na metalização pode causar uma mudança na V th alterando a distribuição de carga na interface.Testes de vida acelerados são utilizados pelos fabricantes para avaliar novos processos e também para monitorar Vth turnona produção. Monitoramento e controle de contaminação do equipamento de sala limpa são rotineiramenterealizado por meio de medições de capacitância-tensão de diodos de teste.

Em dispositivos reais, V th é alterada pelas funções de metal e de trabalho de semicondutores desiguais.Denotando oaltura da barreira entre o metal e o óxido de silício como φ B , a diferença de função de trabalho é dada por:

q φ ms= q φ B + q χ o - ( q χ + E g / 2+ q ψ B) (1,6)

onde ψ B é a diferença de potencial entre os níveis de Fermi em intrínsecos e de semicondutores; χ eχ o são os semicondutores e de óxido de afinidades eletrônicas e E g é a energia de semicondutores band-gap.

Tendo em conta este efeito e também os diversos encargos fixos e móveis que podem alterar o valorde V th da que foi dada acima, a expressão para V th torna-se:

Q s + Q ss + Q I + Q FCV th = φ ms+ 2 ψ B- ---------------------------------------------- (1,7)C machado

onde

Q s = carga de superfície, que é uma função do potencial de superfície e determina canal condutividadeQ ss = carga estado da interface (normalmente 10 10 10 12 cm - 2 ); causada por ligações erráticas no semicondutor

superfície, estes podem carregar e descarregar com as mudanças no potencial de superfícieQ I = cobrar devido aos íons móveis no óxidoQ FC = carga de superfície fixa na interface de silício-óxido de


100

10

T J = 150 o C

T J = 25 o C1

V GS = 0V0,1

0.0 0,5 1.0 1,5 2.0 2,5V SD , Voltage Source-to-Drain (V)

FIGURA 1.64 Características de tensão para a frente-de drenagem de fonte (corpo) diodo típico.

Vale ressaltar que o sucesso dos dispositivos de silício reside em parte na baixa densidade destes Interfaceestados, que é devido à existência de óxido nativo em silício, em oposição a outros semicondutores taiscomo GaAs onde um óxido tal nativo não existe e camadas de óxido devem ser depositados com várias ordensde magnitude maiores densidades de estado de interface.

Diode tensão de avanço (V F ou V SD )Esta é a queda máxima garantida para a frente do diodo corpo-dreno em um valor especificado da fonte. corrente Figura 1.64 mostra um típico I - V . característica para este diodo em duas temperaturas p -Channeldispositivos têm maiores valores de V F devido à maior resistência de contato entre o metal e p do silicone emcomparaçãocom n silício do tipo. Os valores máximos de 1,6 V para dispositivos de alta tensão ( > 100 V) e os valores de 1,0 Vparadispositivos de baixa tensão ( < 100 V) são comuns.

Dissipação de energiaA dissipação de potência máxima admissível que irá aumentar a temperatura do chip para o máximo permitindocapaz quando a temperatura do invólucro é mantida a 25 ° C é um parâmetro importante e é dada por:

T j max - 25Pd = ---------------------- (1,8)R thJC

onde T j max é a temperatura máxima admissível do pn junção no dispositivo (normalmente 150 ou175 ° C) e R thJC é a junção de causar impedância térmica do dispositivo.

Características dinâmicasComutação e Transient Response

Quando o MOSFET é utilizada como um interruptor, a sua função básica é a de controlar a corrente de drenagem, oportãotensão. A Figura 1.65 apresenta as características de transferência e um modelo de circuito equivalentefrequentemente utilizado para oanálise do desempenho de comutação MOSFET. Para uma discussão detalhada sobre este tema, consulte oCapítulo 4 do Grante Gower (1989). O que se segue é um resumo dos pontos importantes.

O desempenho de um dispositivo de comutação é determinado pelo tempo necessário para estabelecer asmudanças de tensãoentre capacitâncias e transformações actuais indutâncias. R L é a resistência distribuída do portão e

é aproximadamente inversamente proporcional à área activa. Valores de cerca de 20 Ω -mm 2 são comuns para o


I D

declive = g fs

V GS

(A)

D

L D

C GD

D '

G R G Body-drenoL ' I D diodoCDS

S 'C GS

L S

S

(B)

FIGURA 1.65 (A) As características de transferência e (b) um diagrama de circuito equivalente mostrando o parasita MOSFETcomponentes que têm o maior efeito sobre a velocidade de comutação.

produto de R G e área ativa para portões de silício policristalino. L S e L D são fonte e dreno de chumbo e indutânciassão em torno de algumas dezenas de NH. A origem física das capacitâncias C GS , C GD , e C DS foram discutidosna introdução deste capítulo sobre o esquema dispositivo mostrado na Fig. 1.57 . Os valores típicosde entrada ( C iss ), saída ( C oss ) e transferência (reverso C rss ) capacitances dadas nas folhas de dados são usados porprojetistas de circuitos como um ponto de partida para determinar os valores dos componentes do circuito. Oscapacitances folha de dadossão definidos em termos das capacitâncias do circuito equivalente como:

C iss = C GS + C GD , C DS em curtoC rss = C GD

C oss = C DS + C GD

A capacitância porta-dreno C GD é uma função não-linear de tensão e é o parâmetro mais importanteuma vez que fornece um circuito fechado de realimentação entre a saída e a entrada do circuito. C GD é tambémchamado de


R D

V DS

V GS DUT

R G - V DD+

- 10 V

Largura de pulso _ 1 μ sDever Fator _ 0,1%

t d (em) t r t d (off) t fVGS

10%

90%

VDS

FIGURA 1.66 A comutação de circuitos de teste tempo e resultando V GS e V DS formas de onda.

Miller capacitância, uma vez que faz com que o total de capacitância de entrada dinâmica para se tornar maior doque a somadas capacitâncias estáticas.

Figura 1.66 mostra um circuito de teste típico tempo de comutação. Também são mostrados os componentes daascensão ecaem vezes com referência aos V GS e V DS formas de onda. Vire-on delay, t d (on) , é o tempo necessário para carregar

a capacitância de entrada do dispositivo antes de a condução da corrente de escoamento pode começar. Da mesmaforma, o atraso de desligamentot d (largo) é o tempo necessário para descarregar a capacitância após o portão está desligado.

Carga da Porta

Embora os valores de capacitância de entrada são úteis, eles não fornecem resultados precisos quando se comparaocomutação performances de dois dispositivos de diferentes fabricantes. Efeitos do tamanho do dispositivo e

transcon-condutância fazer tais comparações mais difícil. Um parâmetro mais útil do ponto de design de circuitosde vista é a carga portão, em vez de capacitância. A maioria dos fabricantes incluem ambos os parâmetros na suafolhas de dados. A Figura 1.67 mostra uma forma de onda de carga porta típica e do circuito de teste. Quando oportão éligado à tensão de alimentação, V GS começa a aumentar até atingir V ° , altura em que a corrente de drenocomeça a fluir eo C GS começa a cobrar. Durante o período de t 1 a t 2 , C GS continua a cobrar, o portãotensão continua a aumentar e a corrente de dreno aumenta proporcionalmente. No tempo t 2 , C GS estácompletamente carregadae a corrente atinge o dreno de corrente predeterminado I D e permanece constante, enquanto a tensão de drenocomeça a cair. Com referência ao modelo de circuito equivalente do MOSFET mostrado na Fig. 1,67 , o que podese observar que com C GS totalmente carregada no t 2 , V GS torna-se constante e a unidade atual começa a carregar aMiller capacitância C GD . Isso continua até que o tempo t 3 . Note-se que o tempo de carga para a capacitância Millerémaior do que para a fonte de portão capacitância C GS , devido à rápida evolução da tensão de drenagem entret 2 formiga t 3 (atual = C dV / dt ). Uma vez que ambos os capacitances C GS e C GD estão totalmente carregadas, atensão da porta


V DD

I D D

C DG D

G

I D S C GS S

TESTE DO CIRCUITO

(A)

O GS O GD

V L

PORTÃOV G (TH)

TENSÃO

'0' 1 «2 «3 «4

DRENAGEMTENSÃO fuga de corrente

V DDI D

ONDA

(B)

FIGURA 1.67 (A) circuito de teste de carga Gate e (b) resultante de porta e de drenagem de formas de onda.

V GS começa de novo a aumentar até atingir a tensão de alimentação no tempo t 4 . A carga gate ( Q GS + Q GD )correspondente ao tempo t 3 é a carga mínimo necessário para ligar o dispositivo. Bom circuitoprática de projeto determina o uso de uma tensão de porta maior do que o mínimo necessário para a mudançae, por conseguinte, a carga de porta utilizada nos cálculos é Q L correspondente a t 4 .

A vantagem da utilização de carga de porta é que o projectista pode facilmente calcular a quantidade de correntenecessáriado circuito de unidade para ligar o dispositivo em um período de tempo desejado; desde Q = CV e I = C dV / dt

então Q = tempo × atual. Por exemplo, um dispositivo com uma carga portão de 20 nC pode ser ativado em 20 μ sSe umcorrente de 1 mA é fornecido à porta ou pode ligar em 20 ns, se a corrente de porta é aumentada para 1 A.Estes cálculos simples não teria sido possível com valores de capacitância de entrada.

dV / dt CapabilityIsto também é chamado o pico de diodo e recuperação é definida como a velocidade máxima de aumento de dreno-fontetensão permitida. Se essa taxa for excedido, então a tensão entre os terminais do porta-fonte pode tornarmaior do que a tensão de limiar do dispositivo, obrigando o dispositivo no modo de condução de corrente e


DRENAGEM

DI 1C GD C DB

APLICADANPN RAMP

I 2 BIPOLAR TENSÃOG TRANSISTOR

R G R BC GS

S

SOURCE

FIGURA 1.68 Modelo de circuito equivalente de um MOSFET que mostra a potência dos dois mecanismos possíveis para dV / dt -turn-on induzido. (De Baliga, BJ, modernos dispositivos de potência, © 1987 John Wiley & Sons, Inc., New York. Reproduzidocom permissão de John Wiley & Sons, Inc.)

sob certas condições, pode ocorrer uma falha catastrófica. Há dois possíveis mecanismos pelos quais adV / dt induzida turn-on pode ter lugar. A Figura 1.68 mostra o modelo de circuito equivalente de um MOSFET depotência,incluindo o BJT parasitária. O primeiro mecanismo de dv / dt turn-on induzida torna-se ativa através doação de feedback do portão fuga de capacitância C GD . Quando uma rampa de tensão aparece em toda a drenagemeterminais de fonte do dispositivo, uma corrente I 1 flui através do portão de resistência R G por meio do gatewaydrenar capacitância C GD . R L é a resistência total de portão no circuito e a queda de tensão que é dado por:

V GS = I 1 R G

dV (1,9)= R G C GD -------

dt

Quando a tensão da porta V GS excede a tensão de limiar do dispositivo V ° , o dispositivo é forçado a entrarcondução. O dV / dt capacidade para esse mecanismo é assim definido por:

dV V th-------= --------------- (1.10)dt R G CGD

É claro que a baixa V th dispositivos são mais propensas a dV / dt transformar-on. O coeficiente de temperaturanegativo deV th é de especial importância em aplicações em ambientes de alta temperatura estão presentes. Além disso, portãoimpedância do circuito tem de ser escolhida com cuidado, a fim de evitar este efeito. C GD é um dispositivo internoparâmetro e é determinada pela área de sobreposição entre a porta de poli silício e óxido de porta e espessura.Maiores espessuras de óxido portão reduzir C GD e também aumentar V th , tanto vantajoso dV / dt classificação, comodesde que a maior V th é aceitável na aplicação.

O segundo mecanismo para o dV / dt transformar-on em MOSFETs é através do BJT parasitário, como mostradonaFigo. 1.69 . A capacitância associada com a região de depleção do diodo corpo estendendo-se para a deriva

região é denotado como C DB e aparece entre a base do BJT e a drenagem do MOSFET. Estecapacitância dá origem a uma corrente I 2 , que flui através da resistência de base R B , quando uma rampa de tensãoaparece entre os terminais de dreno-fonte. Com analogia com o primeiro mecanismo, o dV / dt capacidade deeste mecanismo é dada por:

dV V BE-------= --------------- (1.11)dt R B C DB


SOURCE PORTÃO

N + AL N +

R S

C DB

DRENAGEM

FIGURA 1.69 Origem física dos componentes parasitárias BJT que pode causar dV / dt induzida por transformar-on no poderMOSFET. (De Baliga, BJ, modernos dispositivos de potência, © 1987 John Wiley & Sons, Inc., New York. Reproduzido compermissão de John Wiley & Sons, Inc.)

Se a tensão que se desenvolve através R B é superior a cerca de 0,7 V, em seguida, a junção base-emissor éAtacante-BJT tendenciosa e o parasita está ligado. Sob as condições de altas dV / dt valores e grandes de R B , a rupturatensão para baixo do MOSFET serão limitadas a de que a tensão de ruptura à base aberta do BJT. Sea tensão de dreno aplicado é maior do que a tensão de ruptura à base aberta, então o MOSFET entraráavalanche e pode ser destruído se a corrente não está limitada externamente.

Aumentando dV / dt , por conseguinte, é necessário reduzir a capacidade de resistência de base R B , aumentandoo corporegião de dopagem e reduzindo a distância que a corrente I 2 tem a fluir lateralmente antes de ser recolhido pela

metalização fonte. Tal como no primeiro modo, o BJT relacionada dV / dt se torna pior à capacidade maiortemperaturas desde R B aumenta e V BE diminui com o aumento da temperatura.

AplicaçõesA seguir, são dois dos principais mercados onde MOSFETs de potência estão encontrando cada vez maisaplicaçõescomo quer controlados por interruptores lógico ou analógico.

Comunicação Eletrônica e sem fio portátil

Com os recentes avanços nos produtos eletrônicos portáteis, baixo R dson , montagem de superfície nível lógico poderMOSFET estão experimentando demanda explosiva. Um computador portátil, por exemplo, usa MOSFETs depotêncianos conversores AC-DC, o DC-DC conversores e reguladores de tensão, chaves de gerenciamento de carga,circuito carregador de bateria, e de proteção da bateria inversa. Os recursos necessários de MOSFETs nestes rentecátions são de tamanho pequeno, baixa dissipação de energia e pouca resistência para a vida útil da bateria.Reduçãode ambas as perdas de condução e comutação são considerações importantes na concepção de MOSFETsdestinadasneste mercado.

Automotivo

Breakers contato mecânico têm sido quase sempre substituído por dispositivos semicondutores em circuitos deignição emcarros modernos. Um dispositivo semicondutor adequado deve ser capaz de bloquear a tensões elevadas em umgraveambiente onde surtos de tensão de linha são comuns devido à abertura e fechamento das chaves e oconexão e desconexão de cargas indutivas durante a manutenção e conexões soltas. Bipolartransistores com a sua susceptibilidade à quebra secundário não são adequados ao passo que MOSFETs depotência comcapacidade avalanche são ideais. Transientes de tensão são presas pela avalanche do MOSFETsem a necessidade de utilizar quaisquer circuitos de proteção externos.


Em veículos de bateria de 12 V os MOSFETs mais utilizados são classificados em 50 ou 60 V repartição tensãoas idades. O guarda-borda significativa é necessária a fim de evitar a falha do dispositivo devido ao alternadorprodução de altas tensões depois de derramar uma carga pesada.

As outras características do poder MOSFETs que os tornam adequados para as aplicações automóveis sãoelevadosdV / dt ratings, desempenho de alta temperatura, robustez e alta confiabilidade. Nível Logic, montagem em superfície

dispositivos com baixo R dson recentemente encontrado aplicação neste domínio. A menor pegada de montagens desuperfícieoferece economias de espaço e a inferior R dson acaba com a necessidade de dispositivos em paralelo para reduzir osobre-resistência.Este, por sua vez se traduz em menos contagens de dispositivos e dissipadores de calor, que reduz o custo total.

Além do controle de ignição, MOSFETs de potência são utilizados em sistemas (ABS) de freio anti-lock, eletrôniconumerosas aplicações de controle de motor direcção assistida (EPS) de sistemas, sacos de ar, suspensãoeletrônica, etais como vidros elétricos, bancos elétricos, ventilador do radiador, limpadores, bomba de combustível, etc.

Referências

Baliga, BJ 1987. Devices poder moderno, John Wiley & Sons, New York.Grant, DA e Gower, I. 1989. Poder MOSFETs-Teoria e Aplicações, John Wiley & Sons, New York.International Rectifier de 1995, Manual-Notas de aplicação de HEXFET Poder MOSFET Designer e confiável

Dados de habilidade, Internacional Retificador, em El Segundo, CA.

Oxner, ES 1982. FETs de potência e suas aplicações, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ.Sze, SM 1981. Física de dispositivos semicondutores, John Wiley & Sons, New York.

1,7 Geral de semicondutores de potência Chave Requisitos

Alex Huang Q.Um interruptor de semicondutor de potência é um componente que pode conduzir uma corrente quando écomandadoON ou bloquear uma tensão quando é comandado OFF através de um controle. Esta mudança de condutividade étornada possível em um semicondutor por estruturas de dispositivos especialmente arranjadas que controlam otransporte transportadoraportation. O tempo que demora para alterar a condutividade também é reduzida para o nível microssegundoem comparação com o nível de um milésimo de segundo interruptor mecânico. Ao empregar este tipo de switch, umcorretamentesistema elétrico projetado pode controlar o fluxo de energia elétrica, moldando a eletricidade em desejadoformas.

Os parâmetros que descrevem o desempenho de um sistema de conversão de energia incluem fiabilidade,eficácia,tamanho e custo. O interruptor de alimentação desempenha um papel importante na determinação dessas

performances de nível de sistema[1]. Para facilitar a análise, um conversor Buck simples mostrado na fig. 1.70a (conversor buck) e 1.70b(As formas de onda de comutação) é utilizado como um exemplo. Existem dois interruptores SW e D F no circuito. Ofinalidade deste circuito é o de fornecer energia proveniente de uma fonte de energia com uma tensão mais elevadaV CC para a cargacom uma tensão mais baixa V O requisito. Quando o SW interruptor de alimentação está ligada, a energia é entreguea partir dofonte V CC através de interruptor SW, indutor L para a carga. Quando a tensão de saída for suficientemente elevada,estaligação de energia será encerrado desligando SW. Energias armazenadas em G e C S irá manter a cargatensão. As formas de onda típicas de circuito estão representadas na Figs. 1.70a e b suas formas de onda decomutação. Ocircuito tem quatro modos de funcionamento diferentes: (1) ( t 0 - t 1 ) SW off e D F on; (2) ( t 1 - t 3 ) SW transformar-one D Fdesligar; (3) ( t 3 - t 4 ) SW on e D F off; (4) ( t 4 - t 6 ) SW turn-off e D F transformar-on.

Geralmente, os seguintes parâmetros são importantes para um interruptor de semicondutores concebido pelopoderaplicações de conversão:

1. capacidade de transporte de corrente máxima2. capacidade máxima de bloqueio de tensão3. queda de tensão para a frente durante ON e sua dependência da temperatura4. A corrente de fuga durante OFF5. capacidade térmica


SW L+ V SW - V 0

I SWV ccI L+

D F C OI D R L

(A)

Controle

I L

I LI SW

V CC

V SW

V CCV D

I LI D

t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6Mudar transformar-on Mudar turn-offDiode turn-off Diode turn-on

(B)

FIGURA 1.70 (A) conversor Buck e (b) as formas de onda de comutação.

6. Mudando tempos de transição durante tanto transformar-on e turn-off7. Capacidade de ficar dV / dt quando o interruptor estiver desligado ou durante o turn-off8. Capacidade de ficar dI / dt quando o interruptor é ON ou durante turn-on9. controlável dI / dt ou dV / dt capacidade durante a transição de comutação

10. Capacidade para resistir tanto de alta corrente e tensão simultaneamente11. perdas de comutaçãoExigência de potência 12. Controle e complexidade do circuito de controle

Os itens acima podem ainda ser divididos em três categorias: parâmetros estáticos, dinâmicos e de controle.Itens 1 a 5 referem-se ao desempenho estática de um switch. Ambos ratings de corrente e tensão descrever ocapacidade de potência de um interruptor. Para uma determinada aplicação, os dispositivos com maior corrente etensãoclassificações são mais robustos para sobrecorrente transitória e de tensão devido a transições de comutação decircuitos ou falhas,aumentando a confiabilidade de nível de sistema. Para o conversor buck, a corrente nominal do SW quando estáligado


é igual à corrente do indutor de saída. No entanto, SW vai experimentar maior corrente de pico duranteo período de turn-on entre t 2 e t 3 devido ao diodo D F recuperação reversa. Quando a carga R L está em curto ouD F é falha em curto, SW vai observar uma corrente de falta muito maior.

Baixa queda de tensão direta e chumbo fuga de corrente para uma menor perda de energia, o que é bom doeficiência energética e do ponto de vista de gestão térmica. Entre t 0 e t 1 , SW está ligado e o seu poderdissipação é ( I L V F ), onde V F é a queda de tensão directa de SW. Entre t 3 e t 4 , SW está desligado e seu poderdissipação é ( V CC I LKG ), onde eu LKG é a corrente de fuga de SW. Boa capacidade térmica, que refere-se aa resistência térmica do dispositivo até à temperatura ambiente e a temperatura máxima, o dispositivo pode suportar,permite que o dispositivo funcione a sua máxima potência nominal em vez de ser limitado pelo gerenciamentotérmico.Itens 6 a 11 estão relacionadas com o comportamento dinâmico de um switch. Tempos de transição curtos são

obrigatóriospara aumentar a frequência de comutação e reduzir as perdas de comutação. A última é causada pela sobreposiçãodecorrente e tensão na chave. Para o conversor buck, o tempo de transição turn-on de SW é ( t 3 - t 1 )e o tempo de transição turn-off é ( t 6 - t 4 ). A corrente / tensão do interruptor se sobrepõe; daí, a sua comutaçãoas perdas são aproximadamente proporcionais aos tempos de comutação. Item 7 descreve o externo dV / dt imu-dade do dispositivo. Num sistema, o comutador está geralmente exposta a um ambiente electromagnético complexo.No entanto, o estado e o funcionamento do interruptor só deve ser controlado por seu comando de controleem vez de o meio ambiente. Quando a chave está no estado OFF ou durante a operação de turn-off, o comutadordeve ficar OFF ou continuar seu processo de desligamento não importa o que o externo dV / dt em toda a sua ânodoecátodo (ou coletor / emissor) é. Da mesma forma, há uma dI / dt exigência quando o detector está ligado ou durantea transição turn-on. Dispositivos com um tamanho de célula grande, como o portão turn-off (GTO) thyristor têmmenorDI / dt limitações por causa do longo tempo necessário para a atual distribuição uniforme.

Embora uma boa interruptor deve ser capaz de resistir a variações de tensão e de corrente dinâmica graves,deveriatambém ser capaz de fornecer o sistema com um ruído electromagnético aceitável. Isto requer a controlável

dI / dt e dv / dt capacidades de a chave [2]. Um típico turn-on operação de um interruptor em um podersistema de conversão está associada a um turn-off processo de outro switch (ou diodo). A dl / dt é geralmentedeterminada pelo turn-on interruptor e compartilhado pelo interruptor de turn-off , que pode não ser capaz de suportara alta dI / dt . Por exemplo, um diodo tem um problema de turn-off e alto turn-off dI / dt pode superestimar-lo.No conversor buck, o turn-off do diodo D F é acompanhado com o turn-on de SW de partidado t 1 . A queda dI / dt da D F do é igual à do aumento dI / dt da SW. Depois de t 2 , D F entra na suaprocesso de recuperação reversa, a atravessar o seu mais alto poder instante antes de sua atual finalmente vai parazero.Para proteger esses dispositivos associados de forma eficaz, o máximo turn-on dI / dt deve ser limitado. Da mesmaforma,Numa operação típica de um interruptor num circuito de conversão de energia de desligar está associado com umprocesso de ligar novamentede outro switch (ou diodo). O dv / dt é geralmente determinada pelo interruptor turn-off e compartilhado peloative o interruptor, o que pode não ser capaz de suportar a elevada dV / dt . O máximo dV / dt do ativochave deve ser limitada para proteger os interruptores associados. Ambos dV / dt e dI / dt controles normalmenterequeremum dispositivo de possuir uma área de operação segura polarizado diretamente (FBSOA) [3]. O FBSOA define ummáximo V -I região em que o dispositivo pode ser comandado para funcionar com alta tensão e de corrente simultânea.A corrente do dispositivo pode ser controlada através da sua porta (ou base) e o comprimento da operação é apenaslimitado pela sua limitação térmica. Dispositivos com FBSOA normalmente têm uma região activa em que odispositivocorrente é determinada pelo nível do sinal de controlo, como é mostrado na Fig. 1.71 . Deve notar-se, no entanto,que dI / dt controle na prática, significa retardar o processo transitório e aumentando o turn-on perda.

Durante um processo típico de turn-off indutivo, a tensão de um interruptor vão subir e seu atual diminuirá.Durante a transição, o dispositivo observa tanto de alta voltagem e corrente elevada simultaneamente. Figura 1.72descreve a trajetória de corrente-tensão típica de um processo de desligar indutiva, como é o caso no corçocircuito mostrado na fig. 1.70a e b , entre t 4 e t 6 no domínio do tempo. A corrente do dispositivo permanececonstante enquanto que a sua tensão sobe. Sua corrente começa a diminuir uma vez que sua tensão atinge o seuvalor nominal.O pico de tensão é provocada por o dI / dt e indutância parasita no circuito de comutação de corrente. NoI - V plano do dispositivo, a curva que define a tensão máxima e de limite de corrente dentro do qualo dispositivo pode desligar com segurança, é referida como área de operação segura, a tendenciosa-reverse(RBSOA) [4] dodispositivo. Obviamente, o RBSOA de um dispositivo deve ser maior do que toda a sua possível turn-off I - Vtrajetórias.Dispositivos sem uma grande RBSOA bastante precisa de um circuito externo (como um circuito de comutação

suave auxiliar


EU

I G4 (Ou V G4 ) ou além

I G3 (ou V G3 )

I G2 (ou V G2 )

I G1 (ou V G1 )

V

FIGURA 1.71 Atacante IV característica de um dispositivo e sua definição FBSOA (área sombreada). O controlo dodispositivo pode ser de corrente ou tensão.

EUsem snubber

Eu nom

com amortecedor

VV NOM

FIGURA 1.72 Vire-off IV trajetórias de um dispositivo sob condição típica carga indutiva com e sem volume de negóciosamortecedor off.

ou um dV / dt snubber) para moldar o seu turn-off I - V trajetórias para um menor de garantir a segurança turn-offoperação. Dispositivos com snubbers turn-off pode, portanto, sobreviver com um RBSOA muito menor. No entanto,um dV / dt amortecedor aumenta o número de componentes do sistema, por conseguinte, o tamanho e o custo dosistema. O volume de negóciosoff operação realizada sem a ajuda de um amortecedor é chamado snubberless turn-off ou disco turn-off,Considerando um processo com a ajuda de um amortecedor é chamado snubbered ligar-desligar.

Durante a transição turn-on, um interruptor também vai observar tanto de alta tensão e alta corrente simul-amente. Figura 1.73 retrata a trajetória típica tensão-corrente de um processo de turn-on indutivo comoé o caso no circuito mostrado na bola Fig. 1,70 entre t 1 e t 3 no domínio do tempo. A tensão dodispositivo permanece constante, enquanto suas corrente aumenta até atingir o nível de corrente nominal dodispositivo. Osuperação corrente é devido à recuperação inversa de um diodo associado (ou um interruptor). Um dispositivo semum grande o suficiente FBSOA necessita de um circuito de amortecimento externa para ajudar a sua I - V trajectória,como é mostrado na Fig.1,73 . A tensão sobre o dispositivo pode ser significativamente reduzida com o amortecedor de tara. No entanto, umvolume de negóciosno circuito de amortecimento também aumenta o componente contagem, tamanho e custo de um sistema.


EUsem snubber

Eu nom

com amortecedor

VV NOM

FIGURA 1.73 Vire-on IV trajetórias de um dispositivo sob uma condição típica carga indutiva.

EUdispositivo sem capacidade de limitação de corrente

I LIM

dispositivo com capacidade de limitação de corrente

Eu nom

V

FIGURA 1.74 Atacante IV características dos dois tipos de dispositivos com e sem auto-limitação de corrente capacidade.

Artigo 10 define a capacidade de um switch para suportar a alta potência instantânea. No entanto, estacapacidadedurante turn-on e turn-off será diferente para um dispositivo semicondutor por causa da diferença de

distribuição transportadora livre. RBSOA é principalmente utilizado para descrever a capacidade de desactivação deum dispositivo, enquantoFBSOA é usado para medir a sua capacidade de turn-on. FBSOA, como sugere seu nome, também é usado paramedira capacidade de um dispositivo para suportar a alta tensão e alta corrente CC e sob condições de curto-circuito.

Um curto-circuito de carga é uma ameaça para o dispositivo que está ligado ou é ligar em um circuito típico. Atemporáriocarregar curto pode introduzir uma corrente extremamente elevada que gera alta dissipação de potência instantânea,

levandopara a falha do interruptor. Para proteger eficazmente o interruptor sob uma condição de curto-circuito, a habilidadepara limitar a sua corrente máxima, para uma dada tensão de CC é necessária. Neste caso, a potência de picoinstantâneo é 2( V CC I LIM ), enquanto que para um dispositivo sem essa capacidade é (/ r ), onde V CC é a tensão de CC, que LIM é aV CClimitação da corrente máxima do aparelho, e r é a resistência efetiva de um dispositivo enquanto ele estiver ligado.Uma vez que r é normalmente baixa em um dispositivo prático, o poder instantâneo de um dispositivo sob uma cargade curto-circuito. sem a limitação máxima atual é muito maior Figura 1.74 mostra a I - V características duranteo estado ON para dispositivos com ou sem a capacidade de auto-limitação de corrente.


A capacidade de um interruptor de corrente para limitar o seu valor máximo, independentemente da tensãoaplicada é um eficazmétodo para limitar o seu poder imediato. Um dispositivo com capacidade FBSOA normalmente tem auto-limitação

de correntecapacidade e, consequentemente, pode sobreviver a uma falha de curto-circuito para um curto período de tempocomo determinado pela sua térmicalimitação [5].

Referências

1. M. Nishihara, diversidade eletrônica de potência, apresentado no IPEC '90, 1990, 21-28.2. R. Chokhawala et al., As considerações Portão de unidade para módulos IGBT, apresentados na IAS 92, 1992,

1186-1195.3. BJ Baliga, Tendências em dispositivos semicondutores de potência, Electron Devices IEEE Trans., 43 (10) 1717-1731,1996.4. DY Chen, G. Carpenter, e FC Lee, RBSOA caracterização de dispositivos GTO, em PESC '93 Record,

24 Anual IEEE 1993, 489-495.5. HC Eckel et al., Otimização do desempenho turn-off de IGBT em mais e curto circuito

atual, na 5ª Conferência Europeia sobre Eletrônica de Potência e Aplicação Rec., 1993, 317-322.

1,8 Gate Turn-Off Tiristores

Alex Huang Q.O primeiro interruptor de alimentação semicondutores que foi colocado em uso foi o retificador controlado de silício(SCR) [1]inventado em 1950. O SCR é um dispositivo trava-up com apenas dois estados estáveis: ligado e desligado. Não faztem FBSOA. Ele pode ser mudado de OFF para ON emitindo um comando em forma de um pequeno gatewaydesencadeando actual. Isto irá iniciar um processo de feedback positivo que acabará por ligar o dispositivo.O SCR tem um bom trade-off entre a sua queda de tensão para a frente e tensão de bloqueio por causa da fortemodulação condutividade fornecidas pelas injeções de ambos os elétrons e buracos. Além disso, a estruturade um SCR é muito simples do ponto de vista do fabrico, pois a sua porta pode ser colocada em um pequenoregião. O tamanho de um único SCR pode, portanto, ser facilmente ampliado para aumentar a capacidade decorrente dadispositivo sem muitos problemas de processamento. Há 8,0 kA / 10,0 kV SCR comercialmente disponíveisque usam um 6-em. wafer de silício para a condução de corrente. No entanto, SCRs não pode ser desligado atravésde suacontroles de portão.

Por causa da limitação da controlabilidade turn-off do SCR, o portão turn-off (GTO) thyristor[2] foi posteriormente desenvolvida. Como o seu nome indica, um GTO é um dispositivo que pode ser desligadoatravésseu controle portão. A sua estrutura básica é muito semelhante ao de um SCR. No entanto, muitos dedos de portasão colocadosna GTO circundante seu cátodo. Durante uma operação de turn-off, o mecanismo de trava-up pode ser quebradoatravés do controle do portão. A GTO é, portanto, um dispositivo com controle de portão completo e semelhantecorrente alta-tensãoclassificação de um SCR. Até o momento, o GTO tem a maior potência e melhor trade-off entre obloqueio de tensão e a perda de condução de qualquer interruptor totalmente controlável. No entanto, o desempe-dinâmicomance de GTOs é pobre. A GTO é lento em ambos virar-on e turn-off. Falta-lhe FBSOA e tem pobreRBSOA por isso requer snubbers para controlar dV / dt durante a transição turn-off e dI / dt durante turn-ontransição.

O tiristor GTO foi um dos primeiros interruptores semicondutores de potência com controle de portão completo. Eletem servido muitas aplicações de potência que variam de baixa potência (abaixo de 100 W) em seus primeiros anosde altapoder-se a centenas de megawatts. A GTO state-of-the-art pode ser fabricada em uma pastilha de silício do tamanhocomo 6 em. e pode ser avaliado até 6,0 kA e 6,0 kV [3]. Esta classificação é muito maior do que as classificações dequalqueroutros dispositivos totalmente controlável.

Os parâmetros estáticos GTO são excelentes: baixa perda de condução devido à sua transportadora dupla faceminoriainjeção, alta tensão de bloqueio, e de baixo custo, devido à sua fabricação em larga wafer único. No entanto, a sua

desempenho dinâmico é pobre. Os requisitos de um dV / dt snubber durante turn-off operação, um dI / dt


snubber durante turn-on operação, e mínima dentro e fora vezes fazer o GTO difícil de usar. Paramelhorar o desempenho dinâmico do GTO, mantendo seu bom desempenho estático, uma melhorcompreensão do mecanismo da GTO é necessário. Nesta seção, o princípio de funcionamento básicodo GTO, as suas vantagens e desvantagens, e o mecanismo que determina o seu desempenho estáresumido e discutido. Um novo conceito de condução de portão, ou seja, turn-off de ganho unitário, é entãointroduzida.As vantagens deste método de condução especial são analisados e discutidos. Abordagens Finalmente, conhecidostodosque fazem uso desta técnica de condução especial estão resumidas.

GTO Atacante ConduçãoFigura 1.75a ilustra a estrutura da célula e do perfil de doping de um GTO alta potência típica. Figura 1.75bmostra o modelo GTO com dois transistores; e Fig. 1.75c é uma fotografia de um 4-in. GTO junto com seu portãoliderar. A estrutura é uma de três terminais, quatro camadas pnpn estrutura com uma levemente dopado n - tensão debloqueiocamada no centro [4]. O eléctrodo externo sobre a p + camada é chamado o ânodo onde o actualnormalmente flui para dentro do dispositivo. O eléctrodo externo no n + camada é chamado o cátodo de ondea corrente flui normalmente fora. O eletrodo no interno p camada ( p -base) é chamado o portão, queé usado para controle.

O princípio de funcionamento de um GTO pode ser compreendida através do seu modelo de circuito equivalentemostrado nasFigo. 1.75b . A pnp transistor representa as três camadas superiores do GTO, enquanto o npn transistor

Anódio Doping Perfil

P +J1I A

N-(A)

J2PI GI K J3N +

PortãoCátodo

anódio

(B)

portão

cátodo (C)

FIGURA 1.75 (A) a estrutura da célula GTO e seu perfil de doping; (B) O modelo GTO com dois transistores; (C) uma fotografiade um 4-in. GTO, juntamente com a sua liderança portão.


FIGURA 1.76 Vire-on e atual processo-sustentável em um GTO.

FIGURA 1.77 O fluxo de corrente em um GTO com corrente de comando portão.

representa o fundo três camadas do GTO. Uma vez que o n - camada serve como a base da pnp e ocolector do npn , e o interno p camada serve como a base do npn e o colector do pnp ,os dois transistores são de acoplamento cruzado. Esta estrutura tem dois estados estáveis: ON e OFF, que sãodeterminada pelo seu controle do portão. Quando uma corrente é injectada no GTO a partir da sua porta de entradapara o seu cátodo, onpn estrutura está ligada e seu coletor de corrente flui do ânodo da GTO através J 1 junção.Desde J 1 é a junção emissor do pnp estrutura, a corrente de colector do pnp é, em seguida, a base decorrente do npn . Por conseguinte, os dois transistores de fornecer correntes de base uns aos outros, formando umapositivarealimentação entre eles até que atinjam um estado de auto-sustentação comumente conhecido como trava-up oufechada.Sob a condição de travado, injecções transportadora minoria de alto nível estão disponíveis a partir do ânodo para ocátodo, com todos os três pn junções polarizado diretamente. Por conseguinte, existe uma alta condutividade doânodo para ocátodo, permitindo que a corrente flua elevada a partir do ânodo para o cátodo. A Figura 1.76 ilustra este turnno processo.

No nível de silício, o turn-on de junção J 3 resulta na injeção de elétrons na p -base região.Estes electrões se difundem através da p -base e são recolhidas principalmente pela junção inversamente polarizadoJ 2 . Paramanter a continuidade da corrente, junção J 1 irá fornecer uma corrente através da injecção de orifícios na n -

região. Parte destes furos vai difundir através da n - região e são recolhidos por junção J 2 , resultando em

mais injeção eletrônica da junção J 3 . Quando ambos os transistores operam com um ganho de corrente suficiente,umamecanismo de feedback positivo é suficiente para resultar numa trava-se.

Deixe o ganho de corrente de base comum de pnp e npn ser α pnp e α npn , respectivamente. Normalmente, α pNPP

é menor do que α NPN desde o PNP é uma estrutura em toda a base. O fluxo de corrente no interior de um GTO estáilustrado naFigo. 1.77 . Na junção J 2 , a corrente devido à injeção lado cátodo é α npn I K ; a corrente devido ao lado do ânodo


injecção é α pnp I A ; e a corrente de fuga é I L . De acordo com a lei de Kirchhoff,

I A = α pnp I A + α npn I K + I L (1.12)

e

I A = I K - I L (1.13)

Combinando estas equações,

I A = ( α pnp I L + I L ) / (1- α pnp α npn ) (1,14)

Esta equação mostra que a estrutura do tiristor pode manter a sua corrente de ânodo, por si só uma vez que asomado ganho de corrente de base comum ( α PNP + α npn ) de ambos os transistores se aproxima da unidade. Para um

GTO, α npné projetado baixo e é normalmente dependendo I G para garantir a sua capacidade de transformar-off portão. Esteserádiscutido mais tarde. Com esta capacidade de auto-sustentação, o portão de um GTO não precisa fornecer umagrande quantidade deatual e não precisa estar muito perto de seu cátodo como é necessário em um transistor de junção bipolarProjeto (BJT). A dimensão de uma célula típica GTO mostrado na Fig. 1.75 é de 100 a 150 μ m de largura. Isto émuito grande em comparação com a micron e / ou mesmo processo utilizado para submicron modernas e osMOSFETsporta isolada transistores bipolares (IGBTs). O projeto de tamanho de célula grande é custo-efetivo e torna possívelpara fabricar grandes dispositivos single-die para aumentar a sua capacidade atual. A state-of-the-art GTO morrer étão grandecomo 6-in. de diâmetro, com uma capacidade de corrente de desligar de até 6,0 kA [3]. A Figura 1.75c mostra umgrandeGTO fabricados pela ABB. O GTO mostrada é fabricada com um 4-in. bolacha de silício que consiste de milharesde células, como a mostrada na Fig. 1,75 e embalado em um chamado pacote press-pack ou hóquei-puck.

A estrutura de grandes células na GTO introduz um problema espalhando corrente durante o turn-ontransição de um GTO. Quando uma corrente de porta é injectado, a tesão ocorre primeiro na proximidade do portãocontato. A área de condução, em seguida, se espalha por todo o resto da zona do cátodo. Isto pode sercaracterizadopor uma velocidade de propagação da chama da velocidade de escoamento [5]. Medidas experimentais [6]demonstraramuma velocidade de escoamento típico de 5.000 cm / s. Esta velocidade depende também dos parâmetros deconcepção GTO, ogate transformar-on corrente de injeção, e sua dI G / dt .

Devido a essa velocidade de escoamento, é preciso tempo para toda a célula GTO para ligar. Para evitar asobrecargaa parte da célula que é ligada em primeiro lugar, a taxa de aumento da corrente do ânodo deve ser limitada. Este

define o turn-on máximo dI / dt de prescrição de uma GTO.As principais vantagens do GTO são a sua baixa queda de tensão para a frente e capacidade de bloqueio de altatensão.Estes podem ser entendidos como os principais benefícios de sua dupla face mecanismo de injeção de portadores

minoritários.Para GTO de alta tensão, uma grossa e levemente dopado n é necessário -base (ver Fig. 1.75 ). A tensão para afrentegota, neste caso, é determinado, principalmente, pela queda de tensão resistivo na região de bloqueio de tensãoondeportadores minoritários desempenham um papel importante.

Figura 1.78a mostra a distribuição dos portadores minoritários no n - região de um GTO e Fig. 1.78b mostrao caso de um IGBT (ver Seção 1.9). Para o mesmo design tensão de bloqueio, os seus n - regiões devem terespessura semelhante e dopagem. Uma vez que existe apenas um transistor na estrutura IGBT, portadoresminoritáriosapenas pode ser injectado a partir de um dos lados; por conseguinte, a modulação da condutividade na n - região émais fracodo que a do GTO. No GTO, uma vez que existem dois transistores, portadores minoritários pode ser injectado apartir deambas as extremidades, fazendo uma distribuição de plasma mais uniforme em toda a área. Para um de 4.5 kVstate-of-the-artGTO, a sua queda de tensão para a frente a uma densidade de corrente de 50 A / cm 2 pode ser tão baixo como 2,0V [7] se uma constantegate presentes de injeção de corrente. A Figura 1.79 mostra as características apresentadas no estado de um GTOstate-of-the-artfabricado pela ABB [7]. A queda de tensão para a frente em 2000 A é de apenas cerca de 1,5 V para este GTO de4,5 kV.Este resultado é típico de um GTO baixa perda de condução.


anódioanódio

portãoportão

cátodocátodo

(A) (B)

portão

n +

p Nível de Plasma p p n - p+ +

n +

atual atual

FIGURA 1.78 Distribuição em estado de portador minoritário na região de bloqueio de tensão para (a) GTO e (b) IGBT.

GTO de desligamento e bloqueio em avançoSe o portão GTO está retirando atual do GTO, a injeção de corrente no npn base seráreduzida. Uma vez que este é reduzido abaixo de um certo nível, a corrente de colector do npn , e por conseguinte, abase decorrente do pnp , também diminuirá, levando à redução pnp corrente de colector. Isto será ainda maisreduzir a corrente de base do npn , uma vez que é a diferença entre a corrente de colector do pnp ea corrente de porta deslizante. Este processo de feedback positivo acabará por desligar o GTO.

Figura 1.80 mostra o fluxo de corrente no interior do GTO quando seu portão está retirando atual para desligar odispositivo. A atual unidade de base necessária para manter a condução de corrente no npn transistor é (1 - α npn ) I K .A corrente de excitação de base disponível para o npn de transistor neste caso é ( α pnp I A - I L ). Assim, a condiçãopara transformarfora do GTO através do controle do portão é dada por:

α pnp I A - I G< (1 - α npn ) I K (1,15)

Desde

I K = I A - I G (1.16)

a condição para desligar o GTO é

( α PNP + α npn - 1)I G> --------------------------------------- I A (1,17)α npn


FIGURA 1.79 Características no estado de 5SGT 40L4502, a 4 kA, GTO de 4,5 kV a partir ABB.

I G

Portão I AI LN P N P

I K α NPN I KAnódio

α PNP I ACátodo

J3 J2 J1

FIGURA 1.80 O fluxo de corrente dentro do GTO quando seu portão está retirando atual.

A relação entre a corrente ânodo para a corrente de porta em que o nível de um GTO é desligado é definida comoaturn-off ganho. A partir da Eq. (1,17), o ganho máximo de desligar [4] pode ser expressa como:

I A α npnβm ≡ ----= ---------------------------------- (1,18)I G α PNP + α npn - 1

Um grande ganho de turn-off é normalmente desejável reduzir as exigências actuais do controlador de portão. Ainferior ( α PNP + α npn valor) é necessária para garantir um ganho turn-off razoável. É também importante realçarque α NPN em Eq. 1.18 não é uma constante; normalmente diminui quando actual portão I G aumenta.

Quando um GTO é OFF, junção seu J 2 é inverter tendenciosa e pode suportar uma alta tensão aplicada entreseu ânodo e cátodo, tal como mostrado na Fig. 1.81a . Se a junção J 3 é inverter tendenciosa ou em curto pelo portão


PortãoEm

E-campo AnódioN P N P

Cátodo

J3 Δ x J1J2

V AK- +

(A)

PortãoEm

N P N E-campo P Anódio

Cátodo

J3 J2 Δ x J1

V AK+ -

(B)

FIGURA 1.81 Perfil campo elétrico quando um GTO está bloqueando a frente (a) e tensão reversa (b).

condutor, a tensão máxima para a frente bloqueando BV AK do GTO é determinado pela quebra avalanchecapacidade do pnp transistor sob a condição-base aberta [8]. Esta tensão pode ser expressa como:

BV AK = (1 - α pnp ) 1 / nBV j2 (1,19)

onde α PNP é o ganho de corrente de base comum do PNP estrutura em níveis baixos atuais; n é um empíricoconstante, e BV J2 é a tensão de ruptura avalanche do pn -junction J 2 . Uma vez que este pnp tem uma amplaestrutura de base, o seu ganho atual base comum α PNP é baixo quando comparado com um transistor bipolar normal.Assim, a capacidade de bloqueio de tensão directa BV AK de um GTO é muito estreita para a tensão de rupturada junção J 2 .

Um GTO também pode bloquear uma tensão inversa por sua junção J 1 , como mostrado na Fig. 1.81b . Quando ajunçãoJ 3 é fechado, a capacidade de bloqueio de tensão inversa é igualmente determinada pela quebra avalanche

do PNP estrutura sob a condição-base aberta. A GTO com a frente e para reverter o bloqueioferramenta é chamada de simétrica bloqueando GTO. A maioria dos GTOs fabricados hoje, no entanto, sãoassimétricasGTOs porque a capacidade de bloqueio reverso não é utilizado ( J 1 junção não foi concebido para suportar altatensão reversa) ou não pode ser utilizado por causa de outros requisitos de projeto, tais como a necessidade deintroduzirânodo de curto na junção J 1 para acelerar o turn-off.


GTO Prático Turn-Off OperaçãoA capacidade de turn-off de um GTO está limitada dominantemente por uma distribuição de corrente não uniforme(também chamadoproblema atual filamentação) durante transitória turn-off. Isto faz com que a corrente de concentrado para poucosGTOcélulas e destruir o dispositivo com a tensão de alimentação elevada. Além disso, a corrente é acreditadofilamentaçãoa ser iniciada pela avalanche dinâmica (ver próxima seção), em, uma área de grande GTO não homogêneo.

A GTO normalmente requer um dV / dt circuito de amortecimento para realizar operação real turn-off sob altatensão e alta condição atual. Isso ocorre porque uma grande GTO atual turn-off falhará sem taisum dV / dt amortecedor como um resultado da sua pequena RBSOA. Este pequeno RBSOA é causada por umacorrente não uniformedistribuição ou problema filamentação atual no GTO.

A Figura 1.82 apresenta uma configuração prática na qual um típico dV / dt de amortecimento formado por D S , R S

, e C S é usado,e Fig. 1.83 mostra um GTO típico turn-off característica sob condição snubbered. Antes de t 0 , o GTO éEM, então uma corrente é construída na carga indutor L L e o dispositivo sob teste (DUT). A corrente de ânodo I Um

R I D I

di / amortecedor dtD F

V AKL Idv / dt snubber

L L I A D s R s

DUT

L strayEUGV DC Cs-V OFF +

(A)

I AP

GTO N

L G PN> 300nHSW EUG I K

18VV OFF

(B)

FIGURA 1.82 (A) O circuito de turn-off de um GTO com um típico RCD dV / dt amortecedor. (B) unidade portão GTO típicacircuito com um grande portão de indutância L G .


FIGURA 1.83 GTO típica características de desligamento sob dV / dt condição amortecedor.

é aproximadamente igual à corrente de cátodo I K , porque a corrente de porta I G é negligenciável. Partindotempo t 0 , uma tensão negativa V OFF é aplicado à porta do GTO. A corrente de porta I G , em seguida, diminuilinearmente a uma taxa determinada pelo turn-off tensão da porta negativa aplicada V OFF eo vadio levar portãoindutância L G . Em t 1 , o dispositivo não poderia manter por mais tempo o trinco de modo que a corrente anódicacomeça adecadência. A corrente de carga do indutor é desviada para o dV / dt caminho amortecedor. Em t 2 , quando o ânodoatual observa seu máximo dI / dt , a tensão ânodo mostra um pico devido ao stray indutância L S emo dV / dt caminho amortecedor. No t 3 , a corrente de ânodo entra na sua fase cauda. Em t 4 , a tensão de ânodoalcança o DCtensão link para que o diodo de roda livre D F será a realização. A energia na indutância parasita nocircuito de fornecimento de energia, diodo de roda livre, e o dV / dt amortecedor é liberado para o capacitor deamortecimento,causando um outro pico de tensão. A queda de tensão entre o ânodo t 4 e t 5 é devido à recuperação do reversoo dV / dt diodo amortecedor D S . A trajetória turn-off de um GTO com um dV / dt amortecedor é significativamentereduzida, como mostrado na Fig. 1,72 (ver Seção 1.7 em geral de semicondutores de potência Chave Requisitos).

Avalanche DinâmicoSob um campo eléctrico elevada, um processo de avalanche ocorre dentro do silício. O campo eléctrico estáticocríticaé uma função do perfil de dopagem. Quanto mais baixa for a dopagem, o inferior o campo eléctrico avalanche crítico.A tensão estática avalanche de um único lado abrupto pn -junction é determinada tanto pelo eléctrico críticacampo e a largura da região de depleção.

Enquanto a junção reversamente polarizada conduz corrente elevada, como é o caso de um GTO turn-off com ousem um dV / dt amortecedor, a tensão de avalanche diminui significativamente por causa da existência detransportadoresna região de depleção. Este processo é chamado de avalanche dinâmico [9]. A Figura 1.84 apresenta a secçãotransversalde um pnp transistor sob tanto estresse de tensão e corrente. A turn-off GTO com um dV / dt amortecedor entrao pnp modo de condução entre t 2 e t 3 , como mostrado na Fig. 1.82 . Assumindo transportadoras na depleçãoregião estão se movendo em sua velocidade de saturação, em seguida, tanto a densidade de corrente de ânodo eoânodo-cátodotensão pode ser expressa como:

J Um= VPQ s (1.20)

V AK = E m W E/ 2 (1,21)

≈ ( ε s E 2) / 2 qp= ( ε s EC2 ) / ( J A / v s ) (1,22)

onde p é a densidade de furo na região de esgotamento, E C é o campo eléctrico crítico causando avaria avalanche,e v S é a velocidade de saturação de furos. Na região de depleção, os buracos são as únicas transportadoras. Napresençade furos na região de esgotamento, a densidade de carga na região de depleção é superior em comparação com ocaso sem que a corrente, de modo que o pico do campo eléctrico é também maior no mesmo largura da região dedepleção.


FIGURA 1.84 Avalanche na junção dinâmica bloqueio de um pnp estrutura.

No momento em avalanche dinâmica acontece, a densidade de potência do dispositivo, que é o produtode tanto a corrente como a tensão aplicada no dispositivo, pode assim ser expresso como:

2J A V AK= ε s v s E/ 2 (1,23)

que é cerca de 200 a 300 kW / cm 2 para o silício.O início da própria avalanche dinâmica não é uma condição estável, porque o veículo não é gerado

suficiente para manter a corrente. Por isso, não é uma condição de falha do ponto de vista da físicado dispositivo. A avalanche dinâmica é, no entanto, considerada como o mecanismo de falha do GTOporque ele vai iniciar uma distribuição de corrente não uniforme entre os GTOs-wafer de grande porte. O actualaglomeração ou filamento corrente formada após o início da avalanche dinâmica é suficiente para destruir odispositivoem um local sob a forma de uma mancha derretida [10].

Non-Uniform de desligamento de processo entre as células GTOPara um GTO de alta potência, o poder turn-off instante obtidos experimentalmente ele pode suportar, é muitoinferioro valor definido pela quebra avalanche dinâmica mostrada na Eq. (1,21). Assim, um GTO precisa da ajuda de umdV / dt amortecedor para moldar sua turn-off I - V trajetória, como é mostrado na Fig. 1,72 , e para reduzir o máximoimediata de potência média do circuito externo pode aplicar. Atual distribuição não uniforme ou filamento atual[10] entre células GTO durante a operação de turn-off é responsável por esta limitação. O filamento de corrente podeser formado no início de o desvio devido a diferenças nos tempos de armazenamento ou causada pelo aparecimentodea avalanche dinâmica durante o turn-off quando a tensão e corrente são ambos de alta [11].

Filamentação atual Causada pelo tempo de armazenamento Diferença

O processo de ligar-desligar não uniforme pode ser compreendido considerando dois células GTO em paralelo,como émostrado na fig. 1,85 e 1,87 . As duas células são idênticas exceto quanto ao tempo de armazenamento. Este tempode armazenagemdiferença é considerada inevitável em alta corrente GTOs por causa de diferenças na vida transportadora,espessura wafer, e doping. Embora apenas dois são mostrados células, GTO1 pode representar um grupo de maislentoao passo que as células GTO2 representa um grupo de células mais rápidas. O processo de turn-off começa a partirde t 0 . Uma vez que tem ummenor tempo de armazenamento, GTO2 desliga antes em t 1 . A corrente originalmente partilhada por GTO2 é agoratransferido para GTO1. No t 2 , GTO1 é desligado com o dobro da atual anterior. Vire-off falha pode acontecerse a sua corrente em t 2 exceder a capacidade máxima de turn-off de GTO1. Isto pode facilmente ser o caso quandoo número de células mais rápida é muito maior do que o número de células mais lentas. Este tipo de falhatipicamenteocorre no início do GTO ligar-desligar antes de aumentos de tensão e é causada por uma formação rápidafilamento de corrente devido à diferença de tempo de armazenamento.

O que faz com que este tipo de falha provável é que há também um mecanismo de feedback positivo que vaipromoveraumentar a diferença de tempo de armazenagem, como mostrado na Fig. 1.86 . Na maior densidade de corrente, o

base-comum


FIGURA 1.85 Crowding corrente entre duas células GTO, como resultado de sua diferença de tempo de armazenamento.

injeção emissorts1> TS2 Ia2 Ia1 Ic1

para GTO1

O feedback positivoGuarde maists1 encargos em GTO1

FIGURA 1.86 Mecanismo de feedback positivo aumenta a diferença de tempo de armazenamento e empurra o filamento atualna célula mais lento.

ganhos atuais de ambos os transistores em aumento GTO1. Assim, seu ganho turn-off torna-se ainda mais baixo deacordoa Eq. (1,16), exigindo mais atual portão para turn-off, portanto, aumentando o seu tempo de armazenamento.Considerando-seque o tempo de armazenamento típico de um GTO alta corrente está na gama de 20 μ s, não há tempo suficientepara operigoso filamento atual a se formar.

Filamentação atual Causada pelo início da Avalanche Dinâmico

Mesmo se a falha acima discutido não ocorreu porque GTO1 está começando a se desligar antes do atualdensidade do filamento é demasiado alta, outro mecanismo de falha pode existir. No t 2 , onde ambos corrente etensãosão elevadas, GTO1 é sujeito a um esforço de energia muito maior do que o instante de GTO2. A avalanchedinâmicoPoderão verificar-se pela primeira vez no GTO1 e iniciar outro feedback positivo que irá aumentar ainda mais alocalizadadensidade de corrente (daí o nome atual de filamentos) e ativar o relatch de GTO1. Avalanche Dinâmicoem algumas células podem ser vistos como um aumento efectivo na condutividade das células. Se o número demais lentocélulas é muito menor do que a de células mais rápidos, a densidade de corrente em GTO1 pode então tornar-seextremamenteelevado. Este processo pode ocorrer muito rapidamente em torno t 2 com a área do filamento de corrente e menormenor e a densidade de corrente mais elevada e mais elevada (devido à realimentação positiva). A energiaexcessiva


t 0 t 1 t 2Ia Ia IaIa1 Ia2

P P P P P P

N N N N N N

P P P P P PN N N N N N

Ig Ig IgIa1 = Ia2 Ic Ia1≈ Ia2 Ic Ia1 <Ia2 Ic

t 5 t 4 t 3Ia Ia Ia

P P P P P P

N N N N N N

P P P P P PN N N N N N

Ig Ig IgIa1≈ Ia2 Ic Ia1≈ Ia2 Ic Ia1 << Ia2 Ic

FIGURA 1.87 Análise de nível Semiconductor do processo de desligamento não uniforme. A região sombreada representa

carga armazenada (plasma) na GTO.

dissipada nas células estressadas pode causar falha permanente, porque a temperatura pode ser muito alta.Após o fracasso do dispositivo, um dispositivo GTO perde a sua capacidade de bloqueio e se comportaresistivamente.Por conseguinte, pode concluir-se que a combinação de diferenças de tempo de armazenamento e o

aparecimento depossível avalanche dinâmica localizada torna a capacidade de turn-off de um GTO pequena. RBSOAs práticasde GTOs de alta potência estão abaixo dos 50 kW / cm 2 a alimentação da linha constante. Esta baixa limitaçãoobriga ouso de um dV / dt amortecedor. Mesmo com um dV / dt amortecedor, insuficiência GTO ainda pode ocorrer se apotência instantânea émuito alta em t 2 e exceder o limite RBSOA do GTO nessa instância tempo. O pico de tensão em t 2

pode ser reduzido, minimizando a indutância de dispersão da dV / dt amortecedor. O tamanho do amortecedor ( C s

value) é normalmente entre 3 a 6 μ F. As desvantagens da utilização de um dV / dt amortecedora são o aumento dacontageme tamanho dos componentes, a sua perda de alta energia, e o aumento da sua exigência de gestão térmicaarrefecer resistor R s .

As preocupações da atual distribuição não uniforme também mandatar uma classificação mínima no tempo paraGTOspara garantir que a corrente de condução é uniformemente distribuída no estado ON antes de um turn-off pode ser

realizada. Off-tempo mínimo também é uma classificação comumente utilizada para o GTO para garantir a correntede caudado GTO é completamente desaparecido e as células GTO estão todos no estado OFF.

ResumoVantagens da GTO incluem:

1. alta capacidade de corrente e tensão2. Baixa perda de condução3. Baixo custo

Desvantagens

1. Não uniforme turn-off pobres RBSOA e dV / dt amortecedor necessário2. Não uniforme turn-on- dI / dt amortecedor necessário3. poder atual controle de alto gatingTempo de armazenamento 4. switching longo tempo de duração, requisitos mínimos em tempo e fora de tempo5. Nenhuma capacidade de limitação de corrente (FBSOA)


Referências

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ED-17, 672-680, 1970.7. folha de dados ABB GTO 5SGT 40L4502.8. PL Hower e VGK Reddi, Avalanche avaria em transistores, IEEE Trans. Electron Devices, ED

17, 320-335, 1970.9. I. Takata, T. Hikichi, e M. Inoue, de alta tensão transistor bipolar com novos conceitos, apresentados no

IEEE IAS 92, 1992, 1126-1134.10. Y. Shimizu, S. Kimura, H. Kozaka, N. Matsuura, T. Tanaka, e N. Monma, um estudo sobre a máxima

turn-off atual de um GTO de alta potência, Electron Devices, IEEE Trans., 462, 413-419, 1999.11. K. Lilja e H. Gruning, o início da filamentação atual em dispositivos GTO, em PESC '90 Record, 21

IEEE Anual, 398-406, 1990.

1,9 Bipolar de porta isolada Transistores

Alex Huang Q.Quando o desenvolvimento de MOSFETs de potência encontrado dificuldade em aumentar sua movimentação atualcapacidade, a idéia de um dispositivo bipolar controlado-MOS foi desenvolvido para superar o problema. Esteesforço levado a porta isolada bipolar transistor de hoje (IGBT) [1]. O IGBT muda fundamentalmente oControle atual BJT em controle de tensão, mantendo as vantagens do BJT. Além disso, ouso de uma ampla base de pnp transistor nos resultados da estrutura IGBT de forma muito modulação condutividadeinprovedmento efeito do que um BJT convencional, empurrando a voltagem do IGBT em direção ao nível de GTOs.O interno pnp estrutura também não tem o segundo problema colapso como um convencional npnestrutura porque a alta tensão é suportada pela região de base do pnp transistor em vez de pelaregião colector como é o caso para um convencional npn de transistor. IGBTs também têm excelente RBSOA eFRSOA. Tendo em desenvolvimento submetidos a vários anos, IGBTs tornaram-se o melhor dispositivo paraaplicaçãoções na gama de 600 a de 3000 V.

Embora haja um certo número de outros dispositivos que foram desenvolvidos ou estão a ser desenvolvidas, o

dispositivos semicondutores de potência laborioso hoje são SCRs, GTOs, MOSFETs e IGBTs. Cada um destesdispositivosdomina uma arena de poder especializado. O MOSFET tem excelente desempenho dinâmico e estático. Eledomina as aplicações de baixa tensão abaixo de 600 V. O IGBT é mais lento do que o MOSFET, mas tem melhorqueda de tensão direta acima de 600 V. Ele domina aplicações 600-3000 V. Em uma tensão ainda maiornível, o GTO torna-se o dispositivo dominante, com melhor capacidade de transporte de corrente, mas muito maislentoresposta dinâmica. Sem capacidade de turn-off, o SCR tem um ainda melhor capacidade de condução de corrente,por isso, é adequado para aplicações de energia AC ainda mais elevados, onde a capacidade de desligamentocontrolado-gate não énecessário.

Para uma aplicação típica, a freqüência de comutação é um índice importante no sistema de determinação per-desempenho. Geralmente, quanto maior a frequência de comutação, melhor o desempenho dinâmico dasistema, quanto menor o tamanho do sistema, devido à redução de componentes passivos, e menor será o custo deo sistema devido à poupança dos componentes passivos. A freqüência de comutação prática de um aplicativosistema é um trade-off de muitas questões, incluindo a frequência de comutação dispositivo máximo, magnéticomáximocomutação de frequência, as perdas de comutação dos interruptores, eficiência global do sistema, etc. Na baixacampo de energia onde o MOSFET desempenha o papel principal, a frequência de comutação está normalmentesujeita a


a eficiência do sistema e / ou magnéticos em vez de considerações limitações dos dispositivos. Na média potênciacampo, onde o IGBT desempenha o papel principal, a situação muda. Na extremidade inferior, a limitação dodispositivo não domina desde o rating mais baixo IGBT normalmente é rápido o suficiente. No entanto, quando aenergiaavaliação é mais elevada, a velocidade de comutação IGBT diminui as perdas de comutação e aumentarsignificativamente. Ofreqüência de comutação prática é, portanto, sujeita à limitação do dispositivo. Quando o nível de energia se moveainda mais elevada, o GTO é o único dispositivo disponível. Uma vez que tem várias dezenas de microssegundos decomutaçãotempo, significativa turn-off, e dV / dt perda de amortecimento, o GTO é tradicionalmente a limitação da comutaçãofrequência do sistema.

A tendência acima mostra que, quando o nível de energia se move mais, dispositivos semicondutores de potêncialimitara frequência de comutação máxima do sistema, assim, o desempenho do sistema, especialmente na GTO

nível. Para atender à crescente demanda por melhor desempenho em sistemas de alta potência, muitos esforçostêmsido feitas para melhorar o desempenho dos dispositivos semicondutores de alta potência. Entre eles, um esforçoé empurrar o IGBT para potências mais elevadas com base no conceito de módulo. Com a sua boa dinâmicadesempenho, sistemas de alta potência equipados com IGBTs pode operar a uma frequência de comutação muitomaiore tem muitas vantagens em comparação com um sistema convencional GTO. A avaliação IGBT state-of-the-art éAtualmente 3,3 kV / 1,2 kA [2], que está na extremidade baixa do que a do GTO.

IGBT Estrutura e FuncionamentoO nome de porta isolada sterns transistor bipolar de sua operação com base em uma interação internaentre um FET isolados-gate (IGFET) e um transistor bipolar. Foi previamente chamado de IGT(Transistor isolados-gate), um IGR (retificador isolados-gate), um COMFET (de campo modulada de condutividadetransistor de efeito), um GEMFET (MOSFET reforçada de ganho), um BiFET (FET bipolar), e um FET injector.IGBTs têm sido utilizados com sucesso, uma vez que foi demonstrado pela primeira vez em 1982 e é actualmente omaisamplamente semicondutores força usados muda com aplicações de vários kilowatts para alguns megawatts.

Uma secção transversal da estrutura de IGBT junção base-planar introduzida em 1980 é mostrado emFigo. 1.88a . A estrutura IGBT é semelhante ao de um MOSFET planar excepto a diferença nasubstrato tipo doping. A fabricação do IGBT, por conseguinte, é quase o mesmo que um MOSFET.Isso fez com que sua fabricação relativamente fácil imediatamente após a concepção, e seus ratings têm crescidoem um ritmo rápido, como resultado da capacidade de escala, tanto das avaliações atuais eo bloqueio de tensão.Hoje, a maior IGBT single-chip pode transportar cerca de 100 A e bloquear atual superior a 3000 V. LargerIGBTs são também introduzidos por mais fichas IGBT em paralelo num único pacote. Estes são também IGBTschamados módulos IGBT. A Figura 1.89 apresenta uma fotografia de um módulo IGBT 1200-A, 3300-V fabricadapelaMitsubishi.

portãoemissor emissorn + P

P +RJ 2

NPN

portãoN deriva

PNP

J 1P + substrato thyristor parasitáriacoletorcoletor

um b

FIGURA 1.88 (A) de seção transversal da estrutura IGBT e (b) circuito equivalente para o IGBT.


FIGURA 1.89 A fotografia de um 1200-A, módulo IGBT 3300-V em que 24 1 cm 2 dies IGBT encontram paralelo em conjuntopor laços de arame.

O circuito equivalente para o IGBT, mostrado na Fig. 1.88b , consiste em uma grande base de pnp transistorbipolarimpulsionado por um MOSFET de curto canal. Observe o principal caminho atual para o IGBT não é através do PNP

transistor mas através do caminho indicado. Na estrutura de IGBT, quando uma tensão de polarização positiva maiordo quea tensão de limiar do canal DMOS é aplicado ao eléctrodo de porta, uma camada de inversão é formadoao longo da p superfície -base da DMOS, eo canal DMOS estiver ligado. Também uma acumulaçãocamada de electrões é formado na superfície do n região inferior do portão. Quando uma polarização positiva éaplicadapara o coletor, os elétrons fluem do n + emissor contato através do canal de DMOS ea acumulaçãocamada para o n - deriva região. Isto proporciona a corrente de accionamento de base para a vertical pnp notransistorEstrutura IGBT. Desde a junção emissor ( J 1 ) para este transistor bipolar é polarizado diretamente, a p + regiãoinjeta buracos na n - região base. Quando o viés positivo no terminal coletor do IGBT éaumentado, o aumento da concentração do furo injectados e reduz a resistência do n - região de flutuação.Por conseguinte, o IGBT pode operar a densidades de corrente muito mais elevadas do que o VDMOS mesmoquando éconcebido para suportar tensões elevadas de bloqueio.

Contanto que a polarização da porta é suficientemente grande para produzir uma camada de inversão forte e umaacumulaçãocamada de elétrons no n - superfície região base, os IGBT de condução para a frente se assemelha característicos

que de um pino de diodo. Portanto, o IGBT também pode ser considerado um pino díodo em série com um MOSFET.Injecções de electrões são fornecidos pelos electrões a acumulação da camada de baixo da porta e entre aadjacente p regiões -Body. No entanto, nem todos injetado buracos recombinam com esses elétrons; em vez disso,algunsdos furos são recolhidos pelo p região -Body, que actua como o colector região do parasita pnptransistor. Projeto IGBT para baixo queda condução requer minimizando o parasita pnp atual transistore maximizando o pino de corrente que maximiza a modulação condutividade.

No entanto, se o canal DMOS fica comprimido fora eo elétron satura atuais, a corrente de buracotambém porque satura da saturação da corrente de excitação de base para o pnp transistor. Por conseguinte, odispositivo opera com saturação atual em sua região ativa com uma corrente de saída controlada pelo portão. Esteatual característica de saturação é útil para aplicações em que é exigido o dispositivo para sustentar umacondição de curto-circuito.

Quando a tensão da porta seja menor do que a tensão de limiar do DMOS, a camada de inversão não podee sustentar a corrente de electrões através do canal de DMOS é terminada. O IGBT opera então na


I CE

V L

reverter para a frente V CE

características características

FIGURA 1.90 Características de saída do IGBT.

Modo para a frente de bloqueio. Um grande tensão podem em seguida ser apoiado pela reversamente polarizada p -base / n -driftjunção ( J 2 ). A Figura 1.90 apresenta uma característica de saída típica do IGBT.

O IGBT foi o primeiro dispositivo bem sucedido comercialmente baseada em combinar a física do MOS-gatecontrolo com a condução de corrente bipolar. Devido à injecção de uma concentração elevada de furos nap + substrato para o n - deriva, a condutividade da longa n - região é modulada e as exposições IGBTpin diodelike on-estado características com uma baixa queda de tensão. Assim, o IGBT exibe excelentecaracterísticas de transporte de corrente com densidades de corrente de condução para a frente 20 vezes maior doque a deum MOSFET e cinco vezes maior do que a de um transistor bipolar operando a um ganho de corrente de 10.Uma vez que o sinal de entrada para o IGBT é uma tensão aplicada ao porta-MOS, o IGBT tem a entrada de altaimpedância do MOSFET de potência e pode ser classificado como um dispositivo controlado por tensão. No entanto,ao contrárioo MOSFET, a velocidade de comutação do IGBT é limitada pelo tempo necessário para remover o armazenadocargas na região de deriva devido à injeção de buracos durante a condução de corrente no estado. O volume denegóciosfora de tempo para o IGBT é ditada pela modulação de condução região de flutuação e a minoriaTempo de transportador. A fronteira é especificado dominantemente pelo ganho atual da ampla base de pnptransistor,e este último pode ser controlada por um processo de controle de tempo de vida, tais como irradiação de electrões.Embora oprocesso de controle de tempo de vida pode ser bem sucedido na redução do tempo de desligar, descobriu-se quehavia umatrade-off entre a queda no estado de tensão (perda de condução) eo tempo de turn-off (comutação perda). Amenor tempo de vida dos portadores minoritários torna a perda de comutação do IGBT mais baixo, mas a minoriamais curtovida transportador também resulta em uma perda de condução superior.

Um dos problemas encontrados durante a operação do IGBT em níveis elevados atuais tem sido a trava-updo parasita pnpn estrutura tiristor inerente na estrutura do dispositivo. Trava-up deste thyristor podeocorrer, causando perdas de condução de corrente controlada por portão. Uma vez que os ganhos atuais do npn epnptransistores aumentar com o aumento da temperatura, a travamento corrente diminui com o aumento da temperançaature. Este efeito é ainda agravada por um aumento na resistência da p -base com a temperatura devidoa uma diminuição na mobilidade dos furos. Muitos métodos têm sido exploradas para suprimir a trava-up dotiristor parasita, tal como a utilização de uma profundidade p + difusão, um raso p + difusão, ou uma parede lateral deauto-alinhadodifusão de n + emissor. IGBTs state-of-the-art tem basicamente resolvido este problema, e trava-up não fazocorrer para todas as tensões de porta aplicados. Esses IGBTs, portanto, exibir perto da Praça FBSOA.

Tradicionalmente, IGBTs são fabricados sobre um substrato epitaxial levemente dopado, como o mostrado naFigo. 1.88a . Devido à dificuldade de crescimento da camada epitaxial levemente dopado, a tensão de rupturadeste tipo de IGBT é limitado a menos de 1000 V. Para beneficiar deste projeto, uma n camada tampão énormalmenteintroduzida entre a p + substrato e o n - camada epitaxial, de modo que todo o n - deriva região está esgotadaquando o dispositivo está a bloquear a tensão de estado de bloqueio, e a forma do campo eléctrico entre a n - derivaregiãoestá perto de retangular. Este tipo de concepção é chamado de P unch- T hrough IGBT (PT IGBT), como mostradona Fig. 1.91a . A estrutura PT permite suportar a mesma tensão de bloqueio para a frente com cerca de metadea espessura do n - a região da base da pnp transistor, resultando numa muito melhorada rela- trade-offlação entre a queda de tensão para a frente e o tempo de turn-off. Assim, a estrutura juntamente com a PTcontrole de tempo de vida é o preferido para IGBTs com a frente bloqueando recursos de até 1200 V.


emissor portão

emissor portão n +P emissorP +

n + P + n +PP + portãoBase de P

N derivaN deriva (Substrato)

N deriva

N camada tampão N camada tampãop + substrato p + substrato

coletor p + camada coletor

coletor

um b c

FIGURA 1.91 (A) estrutura PT IGBT, (b) estrutura NPT IGBT, e (c) Umos portão PT estrutura IGBT.

Para tensões de bloqueio mais elevadas, a espessura da região de flutuação torna-se muito grande para o custo-eficazcrescimento epitaxial. Outro tipo de design, o N on- P unch- T hrough IGBT (NPT IGBT, como mostrado na

Figo. 1.91b ), está ganhando popularidade. Nos IGBTs do TNP, os dispositivos são construídos sobre um n -

substrato wafer queserve como n - região deriva base. O colector está implantada a partir da parte traseira da bolacha após adequadaadelgaçamento da bolacha, e nenhum campo de paragem n camada tampão é aplicado ao TNP IGBT. Nesteconceito, oforma do campo eléctrico é triangular no estado de bloqueio para a frente, o que torna mais um n - região de basenecessário para atingir a mesma tensão de ruptura, em comparação com o PT IGBT. No entanto, o TNPIGBT oferece algumas vantagens sobre o PT IGBT. Por exemplo, a eficiência de injecção do colectorlado pode ser controlada (devido à utilização de implantado p + região) e dispositivos com tensões nominais comoalta4 kV como pode ser realizado. Além disso, por meio da otimização da eficiência emissor de portadores da p + coletorcamada e o fator transporte de portadores na n - base, o trade-off entre a queda de tensãoe o tempo de desligar para o TNP IGBT pode ser melhorado para se tornar semelhante à do tipo IGBT PTsem controle de tempo de vida.

De um modo geral, a corrente de cauda na NPT IGBT é mais longo do que o PT IGBT, mas o IGBT TNPé mais robusto do que o PT IGBT, particularmente sob a condição de curto-circuito. O IGBT portão trincheira(Umos porta-IGBT) estrutura é mostrada na Fig 1.91c . Com a estrutura Umos em lugar do DMOSestrutura do portão no IGBT, a densidade de canais é muito maior e na região do JFET é eliminado. EmAdicionalmente, a concentração de electrões furo é reforçada no fundo da vala, porque um muloformas camada mento. Isto cria um perfil de distribuição de transportador do tipo de catenária (ver Fig 1.91. ) noIGBT,que se assemelha ao obtido em um tiristor ou pino diodo. Estas melhorias levar a uma grande reduçãona queda de tensão no estado ligado até que ela se aproxima de um pino de diodo, portanto, aproximar-se do teóricolimite de um dispositivo de silício. A densidade da corrente de engate da estrutura Umos IGBT é superior à dea estrutura DMOS. Isto é atribuído à melhoria do furo do percurso de escoamento de corrente na estrutura Umos.Como mostrado na Fig. 1.90c , o fluxo de corrente buraco pode ter lugar ao longo de uma trajetória vertical, nasUmosestrutura, enquanto que na estrutura furo DMOS fluxo de corrente ocorre abaixo do n + emissor lateraldireção. A resistência para a corrente de lacunas que faz com que o trinco se é determinado apenas pelaprofundidadedo n + emissor região. Um raso p + camada pode ser usado, como mostrado na figura, para reduzir essa resistência.Como consequência, o RBSOA da estrutura Umos IGBT é superior à do IGBT DMOSestrutura. Além disso, por causa de uma forte percentagem de fluxo de corrente de electrões no IGBT portãotrincheira,a velocidade de desligamento do IGBT à base de trincheira é geralmente mais rápido do que o IGBT baseado emDMOS. Pode serantecipado que IGBTs porta vala vai substituir as estruturas DMOS IGBT no futuro.


Referências

1. Baliga, BJ, Adler, MS, Love, RP, Gray, PV, e Zommer, N., O transistor porta isolada: uma novaterminal de três dispositivo de poder bipolar MOS controlada, IEEE Trans. Electron Devices, ED-31, 821-828,1984.

2. Brunner, H., Hier, T., Porst, A., e Spanke, R., 3300V IGBT módulo para aplicação de tracção, em EPEConf. Rec., 1056-1059, 1995.

1.10 Porta-Comutado Tiristorese GTOs outros Hard-Driven

Alex Huang Q.

Unity Gain Turn-Off OperaçãoCircuito Unidade Portão Tradicional GTO

GTOs tradicionais geralmente são projetados com um ganho de turn-off de 3 a 5. Este é o resultado de trade-offsentre as performances do GTO e da corrente (daí poder) exigência de seu circuito de movimentação portão.Figura 1.92b mostra o circuito típico unidade portão turn-off para um GTO tradicional. A negativa turn-offfonte de tensão V OFF está ligado à junção GTO porta-cátodo J 3 através do interruptor de controle de turn-offSW. Uma vez que ambos os lados da junção J 3 são altamente dopados, a sua tensão de ruptura BV GC épraticamente sobre20 V e dificilmente pode ser aumentado. O turn-off tensão V OFF está selecionado abaixo da junção J 3 colapsotensão para evitar a desagregação constante dessa junção quando o GTO é no estado desligado. Para desligar oGTO,alternar SW está ligado para o negativo turn-off tensão V OFF é aplicado na junção GTO porta-cátodo.A corrente que flui através originalmente o cátodo é então desviado para o portão, causando corrente de cátodoI K para diminuir eo atual portão para aumentar. Devido à existência do GTO levar portão dispersoindutância L L , que é praticamente da ordem de várias centenas de nanohenry determinados pelaestrutura de chumbo e comprimento, a corrente de cátodo irá diminuir linearmente e a corrente de porta irá aumentarlinearmente. Esta taxa de comutação atual é dada por:

dI L / dt= V OFF / L G (1,24)

t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6

Ia Va

Ic

Ig

FIGURA 1.92 Características de desligamento típico de um GTO.


t2

t0 t1 ' t1 t3 t4 t5 t6

Ia Va

Ig

Ic

FIGURA 1.93 GTO turn-off forma de onda sob ganho unitário.

Quanto mais elevada for a taxa de variação corrente de porta de desligar, quanto mais curto o tempo dearmazenamento. Para se obter a menortempo de armazenamento, a tensão de turn-off normalmente é selecionado muito perto BV GC para realizar mais alto

turn-off portãodI L / dt . A típica de uma porta de desligar dI L / dt é da ordem de várias dezenas de amperes por microssegundo, eo tempo de armazenamento típico de um elevado GTO corrente é de cerca de 20 μ s. A Figura 1.93 apresenta oactual e típicoformas de onda de tensão de um GTO desligar com um ganho de turn-off superior a 1. Após o GTO é desligado,sua atual portão vai cair para trás a 0 lentamente por quebrar a junção GTO porta-cátodo devido aoenergia armazenada em L G . A energia necessária a partir do driver portão durante esta transição turn-off é aintegraçãodos tempos atuais porta a tensão de turn-off V OFF . Esta energia é significativa porque a corrente de portadura por um longo período.

Por causa do processo transitório longo, a diferença de tempo de armazenamento entre as células GTO se tornarmaior e oredistribuição atual não uniforme após t 1 é significativa. O RBSOA prático de um GTO é normalmente muito mais

menor do que o de 200 kW / cm 2 limite estabelecido pela avalanche dinâmica por causa do volume de negóciosatual não uniformefora (diferenças de tempo de armazenamento e avalanche dinâmica localizada).

Unidade de desligamento Gain do GTO

Se o controlador da porta de um GTO é muito rápida de modo a corrente de porta pode aumentar rapidamente parao nível de corrente de ânodoe a corrente de cátodo, diminui para zero antes de a corrente anódica começa a decair, então a corrente eformas de onda de tensão do dispositivo foram tal como mostrado na Fig. 1.93 . De acordo com a definição acima, ovolume de negóciosganho de fora, neste caso, é a unidade.

O processo de turn-off interna do GTO altera significativamente sob a condição de ganho de turn-off unidade.O mais importante é que o GTO turn-off é agora realizado no PNP modo transistor após a unidadeganho é estabelecida. A Figura 1.94 mostra a distribuição dos portadores minoritários durante a transição turn-off.Dentroo p -base, há duas partes de funcionamento da portadores minoritários (elétrons). A primeira parte é que os elétronsrelacionado com o viés do portão catódicos pn -junction; a segunda parte é os electrões relacionados com a frenteviés de junção J 2 . Antes do processo de turn-off no ponto t 0 , portadores minoritários foram acumuladas emo p -base e n - região. Partindo de t 0 , a corrente de cátodo, diminui rapidamente e a corrente de portaaumenta rapidamente no sentido inverso. Pora corrente de cátodo, vem a zero transportadoras assim minoritáriost '1 ,associado com a junção porta-cátodo são removidos. Zero de corrente de cátodo corta portadores minoritáriosinjeção do n + lateral na p -base. A partir deste momento, o GTO é como uma base aberta pnp -transistorem vez de um pnpn estrutura trava-up. Essa diferença faz com que o GTO mais robusto durante turn-off

transição. Corrente de porta negativa continua a extração de portadores minoritários para fora da p -base atét 1 , quando são totalmente removidos.


t0 t1Ia IaP P

J1

N- N-

J2P P

J3Ig N + Ig N +

Ic Ic Ic = 0Ia ≈ Ict4 t3Ia Ia

P P

N- N-

P P

Ig N + Ig N +

Ic Ic = 0 Ic Ic = 0

FIGURA 1.94 Processo interno de um GTO sob ganho unitário turn-off.

t0 t1 t2 t3 t4 t5

ANODEGTO1 GTO2Ia1 VaP P

N N Ia2

P PN N

PORTÃO

CATHODE

t S1 > t S2

(A) (B)

FIGURA 1.95 Vire-off formas de onda de células GTO sob ganho unitário condição turn-off.

Vantagens de Unity Gain Turn-Off

Com a unidade de ganho de desligar, o tempo de armazenamento de um GTO é significativamente reduzida. Otempo de armazenagem, neste casoé o tempo necessário para remover portadores minoritários no p -base. No caso normal, GTO, a corrente de portaé muito menos do que a corrente de ânodo de modo a velocidade de remoção é lento. Além disso, a corrente decátodo énão reduzidas a zero para injecção de portadores minoritários continua durante toda a fase de armazenamento. Comunidadeganho de desligamento, a corrente de porta é tão elevada como a corrente de ânodo, que conduz a uma remoçãorápida velocidade de portador.Além disso, a corrente de cátodo é reduzido a zero, por conseguinte, parar instantaneamente a injecção emportadores minoritárioso p -base. Geralmente, o tempo de armazenamento de um GTO sob ganho de desligar a unidade é de cerca de 1 μ scomparados comque de cerca de 20 μ s em um caso GTO normal com alto ganho de turn-off.

Outra melhoria de desempenho importante, com ganho de unidade turn-off está no RBSOA. Como éacima referido, a corrente GTO tende a aglomerar para a célula com um tempo de armazenamento mais longo. Esteprocesso


Se Ia1> Ia2 Δ Δ Q 2 Δ Δ x 2

feedback negativo

Ia1 , Ia2 Δ V 1 > Δ V 2 Δ em1> Δ EM2

FIGURA 1.96 Mecanismo de feedback negativo na partilha atual de dois paralelo células GTO durante tensãoaumentando fase.

limita significativamente o poder instantâneo média um GTO pode suportar isso um dV / dt circuito snubber énormalmente necessário para limitar o nível de tensão, daí o estresse potência instantânea, durante a transição turn-off.Células GTO sob ganho unitário turn-off têm uma tendência para o compartilhamento de corrente uniforme, daí

grande RBSOA.Em primeiro lugar, o actual filamentação devido à diferença de tempo de armazenamento é muito reduzido porque oabsolutotempo de armazenamento é reduzido para menos de 1 μ s. Durante a fase de subida de tensão após o tempo dearmazenamento, se uma célulaainda compartilha mais atual, que a célula terá uma taxa de extração transportadora mais rápido e, portanto, irádesligar-se quecelular mais rápido. Há, portanto, um processo de feedback negativo com o compartilhamento de corrente em vez deuma forma positiva.Este processo é mostrado em negativo Fig. 1.96 .

Com esta tendência atual distribuição uniforme fornecido pela unidade ganho de turn-off, uma GTO como um todopode ser assumido como sendo mais uniforme na partilha de corrente e, por conseguinte, pode suportar médio muitomaiorimediata de potência durante a transição turn-off. O RBSOA deve agora ser empurrado para uma constante poder de200 kW / cm 2 , como previsto pela Eq. (1,23) (na Seção 1.8). Este RBSOA é suficientemente grande para que umGTO deveser capaz de executar a operação de turn-off, mesmo sem a ajuda de um dV / dt amortecedor. Também deve serapontadomais uma vez que o aparecimento de avalanche dinâmico não pode ser o limite RBSOA real porque se faznão iniciar um filamento atual fugitivo, ele não é um destrutivo. Os resultados experimentais [1] sobre IGCT volumede negóciosfora, no entanto, sugerem que a avalanche dinâmica não é uniforme e que não conduz a uma falha de umdispositivo.Ganho de unidade turn-off é, portanto, eficaz na remoção de qualquer problema atual filamento associado comStorage-diferenças de tempo e da dinâmica avalanche logo após o filamento atual é formado.

GTOs Hard-ConduzidoUnidade ganho de desligar pode melhorar significativamente o desempenho de um GTO em vários aspectos,incluindoRBSOA e transformá-off tempo de armazenamento. Várias abordagens inovadoras têm sido propostas para realizara unidadeturn-off ganho. Em todas as abordagens, a unidade alcançar ganho de turn-off é crítica. Isso exigiria que cátodoatual ser comutada para o caminho portão muito rápido. Para desligar a 4 kA GTO com ganho de unidade, acomutaçãotaxa deve ser superior a 6 kA / μ s. Esta exigência elevada taxa de comutação distingue o desempenhode cada um dos dispositivos discutidos abaixo. De acordo com as suas realizações, podem ser classificados em doisdiferentes categorias: tipo hard-dirigida e controlada tipo de-MOS. Abordagens do tipo Hard-impulsionado usar umpoderoso motorista portão para perceber ganho turn-off unidade. O motorista portão fornece a corrente portão eogatingpoder. Cair nessa categoria é a porta integrada thyristor comutado (IGCT) [2]. O MOS-abordagens controlados usar MOSFETs para auxiliar o processo de desligamento do GTO. Para além do volume denegócios da unidadeoff ganho, essas abordagens também economizar energia de controle para o processo de desligamento. Cair nestacategoria sãoo emissor de turn-off (ETO) [3] thyristor eo MOS turn-off (OMP) [4] thyristor.

IGCT

A chave para alcançar uma condição de turn-off hard-conduzido ou de ganho unitário está na comutação atualportãotaxa. A taxa tão alta de 6 kA / μ s é necessário para 4 kA turn-off. Dois métodos foram demonstradas para oimplementação de um GTO hard-dirigido. A primeira é manter o baixo portão indutância circuito suficiente (3 NH)que uma tensão de porta DC menos do que a tensão de ruptura na junção porta-cátodo (18 a 22 V) podegerar uma taxa de variação de 6 kA / μ s. Esta abordagem é utilizada no IGCT / GCT [2, 5] (IGCT é um produto daABB,GCT é por Mitsubishi, mas o conceito é o mesmo), onde um alojamento especial GTO de baixa indutância e uma


L G ≤ 3NH

- +

20 V

GCT LG <3 Motorista

Mitsubishi 4KA / 4.5 kV GCT

ABB 4 kA / 4.5 kV IGCT

FIGURA 1.97 Princípio de funcionamento GCT e dois TCG desenvolvidos pela Mitsubishi e ABB. (Fotos cortesiade Mitsubishi (topo) e da ABB (parte inferior).)

cuidadosamente projetado motorista portão atender a essa exigência. O consumo de energia pelo condutor GCT égrandementereduzida em comparação com a de um controlador GTO convencional, uma vez que a corrente de porta estápresente para uma grandemais curto período de tempo [6]. A Figura 1.97 mostra a visão externa dos dois TCG comercialmente disponíveis.

A desvantagem da abordagem chave GCT é o alto custo associado com a carcaça de baixa indutânciaprojetar para o GTO e da baixa indutância e alto design atual para o motorista portão.

MTO

Figura 1.98a mostra o princípio de turn-off de um MTO ™ [4, 7] desenvolvido pela Silicon Power Corporation.O dispositivo MTO pacotes um número de MOSFETs de baixa tensão dentro de uma caixa normal de dispositivopara GTOformam um circuito de corrente que está em paralelo com a junção emissor do GTO. Por isso, a MTO parece


L 10NH

Q

(A)

(B)

FIGURA 1.98 MTO circuito equivalente (a) e 500-A MTO / 4,5 kV com motorista gate (b) desenvolvido pela Silicon PowerCorp. (Cortesia da fotografia Silicon Power Corp.)

apenas como um GTO convencional a partir do exterior. O turn-off é iniciada por ligar o MOSFET quecalções junção GTO emissor. MTO, como o ETO, é, portanto, um dispositivo de turn-off MOS exigindo muitopouco poder portão turn-off. Para alcançar uma taxa de comutação atual portão alto, muito baixa indutância portão( < 0,1 nH) é necessária.

Por causa da utilização da abordagem de híbrido, um protótipo 500-A, do dispositivo 4500-V está disponível apartir de SPCO.O grande problema para o MTO, no entanto, ainda é a limitação do RBSOA [7]. Isto é porque

a taxa de corrente de porta de comutação é determinado pela indutância portão empacotar, o qual tem de serreduzido para abaixo de 0,1 nH. Há três razões para isso. Em primeiro lugar, no MTO a taxa de comutação édeterminada pela

dI G 0,7------- ≤ ------ (1,25)dt max LG

Em segundo lugar, a tensão resistivo no GTO p -base região e o MOSFET determina a corrente de pico do portãoque pode ser comutado:

0,7I G ≤ ------------------------------- (1,26)max R MOS + R p -base


FIGURA 1.99 ETO circuito equivalente (um) e um 4-kA / 6 kV ETO (b). Um motorista portão ETO também é mostrada.

Em terceiro lugar, uma vez que não há tensão de polarização inversa aplicada para a junção emissor GTO na OMP,é muitofácil ficar trancada novamente. Snubberless turn-off capacidade do OMP é, portanto, menor do que aGCT e ETO.

ETO

O método para conseguir ganho de unidade no thyristor ETO é inserir uma chave adicional em série como cátodo do GTO. O cátodo do GTO é o emissor do interno npn de transistor, de modo que ointerruptor série é referido como o interruptor de emissor e o novo dispositivo é denominado ETO. Desligar o emissorinterruptor gera uma alta tensão transitória tempo suficiente para comutar a corrente de emissor para o caminhoportãomesmo com uma maior presente indutância parasita. Devido a essa maior tolerância à indutância parasita,GTOs convencionais pode ser usado na ETO. Um interruptor adicional está ligado à porta do GTO,e é complementar ao interruptor emissor. Essas opções são implementadas com muitos Paralelo baixatensão, MOSFETs de alta corrente para minimizar a perda de condução adicional devido ao interruptor emissor.O valor típico para a perda de condução devido ao interruptor de série é de 0,2 V em corrente média GTOclassificação. O poder turn-off motriz para o ETO é insignificante, uma vez que o turn-off é puramente devido àa remoção de um sinal de porta do MOSFET. O ETO em muitos aspectos é semelhante à do IGBT. Por exemplo, amecanismo de desligamento usado em IGBT também é um emissor de turn-off, e o IGBT sempre desliga naacidentadapnp modo transistor.

A Figura 1.99 apresenta o circuito de hardware e fotografia equivalente do desenvolveu-4 kA, 6 kV ETOpor Virginia Tech. Outros menores Etos notação atuais também têm sido demonstrados pela Virginia Tech. Porque

do uso da abordagem híbrida baseada na GTO convencional, dispositivos ETO tem vantagens claras em termosdo custo e da unidade portão requisito poder sobre o TCG. Dispositivos ETO também tem duas outras vantagensquandoem comparação com o TCG. Uma é a sua viabilidade de ter um FBSOA [3, 8], e o outro é a sua simplicidadena proteção de sobrecorrente [8].

Conclusões

Estes GTOs recentemente desenvolvidas (IGCT, MTO, e ETO) todos utilizam o conceito de turn-off ganho unitário emelhoraram dramaticamente o desempenho em comparação com GTOs convencionais. Comparações quantitativasdestes dispositivos são fornecidos em uma seção separada em IGBTs de alta potência (Seção 1.9).


Referências1. I. Takata, M. Bessho, K. Koyanagi, M. Akamatsu, K. Satoh, K. Kurachi, e T. Nakagawa, Snubberless

capacidade de transformar-off de quatro polegadas thyristor 4,5k V GCT, apresentado na IEEE SimpósioInternacionalon Power Semiconductor Devices e do ICS, 1998, 177-180.

2. PK Steimer, HE Gruning, J. Werninger, E. Carrol, S. Klaka, e S. Linder, IGCT-um novo emergentestecnologia em alta potência, conversores de baixo custo, apresentado no Aplicações IEEE Indústria SocietyAnnualReuniões, New Orleans, Louisiana, 5-9 outubro de 1997, 1592-1599.

3. Y. Li, AQ Huang, e FC Lee, Apresentando o emissor de turn-off thyristor, apresentado em 1998 IEEEAplicações Industriais Society 33ª Reunião Anual, 1998, 860-864.

4. DE Piccone, RW De Doncker, JA Barrow, e WH Tobin, A MTO thyristor-uma nova potência altabipolar MOS thyristor, apresentado na IEEE Industry Applications Society 31ª Reunião Anual, outubro6-10, 1996, 1472-1473.

5. ER Motto e M. Yamamoto, Semiconductors Nova Alta Potência: IGBTs de alta tensão e TCG, emPCIM'98 Power Electronics Conference Proceedings, 1998, 296-302.

6. folha de dados Mitsubishi GCT FGC4000BX-90DS.7. AQ Huang, Y. Li, K. Motto, e B. Zhang, MTO thyristor-um substituto eficiente para o padrão

GTO, apresentada no IEEE Industry Applications Society 34ª Reunião Anual, 1990, 364-372.8. Y. Li, AQ Huang, e K. Motto, Estudo experimental e numérico do emissor turn-off thyristor

(ETO), IEEE Trans. Poder Electron., Maio de 2000.

1.11 Comparação Teste de Switches

Alex Huang Q.

Tester pulso utilizada para a caracterizaçãoEm um teste dinâmico dispositivo de poder típico, o dispositivo em teste (DUT) é inicialmente fora, e de alta tensãobanco de capacitores é cobrado para definir a tensão que o DUT vai experimentar durante a comutação. Um pulsotípicoverificador é mostrado na Fig. 1.100 e uma forma de onda típica do teste é mostrado na fig. 1.101 . A chamadateste de pulso dupla irá capturar evento turn-on um dispositivo e evento turn-off único dispositivo. O duploteste de pulso consiste nos seguintes eventos completos:

t 0 - t 1 : No tempo t 0 , o sistema de controlo inicia um impulso para o controlador de porta para o DUT. As voltasDUT e se o banco de capacitores de alta tensão carrega o indutor de carga. Após o curso atuais

o valor desejado em t 1 , o motorista portão DUT é comandado para desligar.t 1 - t 2 : De tempos t 1 a t 2 , não há alterações no dispositivo são vistos. Durante este tempo, como o referido

tempo de armazenamento, processos internos no dispositivo de iniciar o processo de desligamento.

FIGURA 1.100 Pulso tester diagrama esquemático.


FIGURA 1.101 Formas de onda testador Double-de pulso.

t 2 - t 3 : No tempo t 2 , a voltagem anódica começa a subir, como o processo de desligar começou. A roda livrediodo é ainda inverter-tendencioso assim a corrente ainda não pode começar a cair.

t 3 - t 4 : No tempo t 3 , a tensão ânodo atinge a tensão do barramento e da principal corrente do dispositivocomeça acair. A corrente que tinha sido que flui através do DUT é comutada para a roda livre

diodo. Este é o maior intervalo de estresse a transição de desligar, como a corrente e tensãosão simultaneamente elevadas durante este intervalo

t 4 - t 5 : No tempo t 4 , a principal queda atual é concluída ea fase atual cauda começa. O actualcauda continua até que t 5 . Neste ponto, o dispositivo pode ser dito ter concluído o processo dedesligamento.t 5 - t 6 : Durante este tempo, o dl / dt amortecedor resistor transporta a corrente, induzindo tensão adicionalestresse sobre o DUT principal. O indutor de amortecimento é de carregamento durante este tempo, etorna-secobrado em t 6 . O diodo amortecedor, em seguida, passa por um processo de inversão de recuperação.

T 6 - t 7 : Durante este tempo, o DUT é desligado e bloqueando uma tensão igual à tensão do condensador deentrada.A corrente é ainda roda livre através do indutor de carga e o diodo de roda livre. Este

corrente irá continuar a circular durante um longo período de tempo, porque o único a dissipação deenergia é devidoa tensão de condução do díodo de roda livre.

t 7 - t 2 : Neste momento, o controlador inicia o segundo pulso para testar a tara do dispositivo. Nadaexterno ocorre até t 8 , que é o fim do tempo de atraso de tara.

t 8 - t 9 : Durante este tempo, a corrente de carga comece a comutar para o DUT da roda livrediodo. O dI / dt snubber indutor determina a taxa de transferência de corrente.

t 9 - t 10 : No tempo t 9 , a corrente de carga indutor está completamente comutado para o DUT e para fora dodiodo de roda livre. O diodo de roda livre passa por recuperação reversa durante este períodoe liberta uma quantidade significativa de corrente inversa à do DUT. É importante que oDUT mudaram totalmente no agora ou a corrente de recuperação diodo vai induzir a perda de podergrande.


FIGURA 1.102 Alternando onda definição tempo.

t 10 - t 11 : Durante este tempo, o dispositivo é ligado e a corrente está a aumentar por causa da tensão de entradadividido por a indutância de carga. Isto é equivalente ao intervalo t 0 - t 1 a partir do primeiro pulso. O mesmo

sequência continuará para o turn-off do segundo pulso que para o primeiro pulso.

A corrente através do dispositivo sob teste é medida com um shunt de corrente em série com precisãoo cátodo (ou emissor para um IGBT). Todos os tempos de retardamento são definidas em relação ao portão do realdispositivos, por isso motorista portão atrasos internos não estão incluídos. Convencionalmente tempo, é definidocomo cair quando ocorrente diminui de 90% do seu valor inicial para 10%, mas uma definição diferente é usado aqui. Para a altadispositivos de tensão, o valor actual da cauda pode ser maior do que 10% do valor de corrente inicial, de modo queérazoável para incluir este tempo no tempo de queda. Portanto, a definição usada aqui é que o tempo de quedatermina eo tempo de cauda começa quando a inclinação atual visivelmente alterações. Isto justifica-se porque éfisicamente paratodos os três dispositivos da cauda actual significa que o principal processo de desligamento é completa e a baseaberta pnptransístor está a remover as portadoras restantes. Uma forma de onda de amostra é mostrado na Fig. 1.102 . Tempocauda atualé definido a partir do fim do tempo de queda de corrente até que a corrente ânodo / colector diminui para 1% docorrente inicial.

Dispositivos utilizados para comparaçãoPara comparar essas várias tecnologias de semicondutores, dois IGBTs, um IGCT, um TCG, e três Etosforam utilizados [1]. Uma IGBT e do TCG são feitas pela Mitsubishi, e os EToS foram desenvolvidos porpesquisadores da Virginia Tech. O outro IGBT é feita por Eupec, eo IGCT é da ABB. Os IGBTs,CM1200HA-66H e FZ1200R33KF2, são classificados para 1200 A (DC) e 3300 V, e são embalados em plásticomódulos de 14 por 19 cm de tamanho. O IGCT ea GCT são dois dispositivos 4500-V, que são classificados para4000 Acorrente máxima controlável. O primeiro ETO utilizado, ETO4060s, está classificado para 6000 V e 4000 Acontrolávelcorrente, e é baseada em um Toshiba GTO. O IGCT, a TCG, e os ETO4060s são embalados em 93 mmpress-packs e, com drivers de porta, tem uma largura máxima de cerca de 20 cm. A segunda ETO usada,ETO1045s, é um pequeno dispositivo (53 mm) classificado para 4500 V e 1000 A. Este ETO baseia-se numaWESTCODEGTO. O ETO1045s é, obviamente, de uma classificação inferior à GCT e IGCT, mas ele usa um convencional rápidoGTO, ao passo que os ETO4060s baseia-se em um GTO concebido para cerca de 300 Hz. Um dispositivo finalutilizada é umarecentemente concebido ETO, o ETO4045A, que se baseia em um GTO ABB semelhante ao utilizado no tiristorIGCT. Os ratings atuais médios para o IGCT, GCT, ETO4045A e ETO4060s são 1200 A, ao passo queo ETO1045 é adequado para cerca de 450 A média. Quando as perdas de comutação do IGBT e cofre


FIGURA 1.103 No sentido horário do canto superior esquerdo: ETO4060, Eupec HVIGBT, Mitsubishi HVIGBT, ABB IGCT,MitsubishiGCT. (Cortesia da fotografia Mitsubishi).

margem de temperatura são considerados, a corrente de operação média para este dispositivo deve ser entre 600e 800 A. A Figura 1.103 mostra a maioria dos dispositivos testados.

Uma dificuldade significativa na comparação entre este tipo de dispositivo é que as notas, e até mesmo asclassificaçõessistema, são diferentes para os diferentes dispositivos. Para dispositivos baseados em GTO, as avaliações atuais

são o picoatual controlável, enquanto IGBTs usar uma classificação de corrente DC. Os IGBTs testados têm uma correntecontrolávelclassificação de duas vezes a classificação DC, que se traduz em um 2400 A classificação no sistema GTO. Estesconsistem IGBTsde muitas pequenas fieiras em paralelo, dando uma densidade de corrente de líquido muito menor do que a da base-GTOdevicess. Os rms atuais para o IGCT, o GCT, eo ETO4045A é de cerca de 1800 A, e do RMSclassificação atual do ETO 4060 é de cerca de 1600 A, embora os dispositivos têm a mesma classificação média(1200 A)dos fabricantes.

Verificação Ganho UnitárioPor causa das exigências estritas sobre a indutância parasita circuito portão para o IGCT eo ETO, é muitodifícil inserir uma sonda de corrente para monitorizar directamente a corrente de porta. Felizmente, o ganho deunidade doIGCT eo ETO pode ser verificado observando-se sinais de tensão facilmente sondados. É crítico para odesempenho desses dispositivos que tenha sido alcançados ganho de unidade, de modo algum esforço é feito paraverificar a unidadeganhar e prever a corrente máxima que pode ser desligado, mantendo o disco-drivencondição.

No caso de o IGCT, o controlo da tensão de porta-a-cátodo nos terminais do tiristor IGCTpode mostrar o ganho unitário. Quando a tensão da porta torna-se - 20 V, que é igual para o fornecimento de energia


FIGURA 1.104 Ganho de unidade GCT.

FIGURA 1.105 Mitsubishi GCT motorista portão. (Cortesia da fotografia Mitsubishi).

o motorista portão, então claramente nenhuma queda de tensão está ocorrendo em toda a indutância portãoparasitária. Isto empor sua vez, implica que dI L / dt é zero, de modo que a corrente de porta completou comutação. Uma forma de ondatípica GCTque mostra a tensão de porta é mostrado na Fig. 1.104 . O interior da caixa do controlador GCT é mostrado na Fig.1.105 .Ganho de unidade do ETO pode ser verificada pela observação da tensão dreno-fonte do interruptor série.Quando a corrente é de comutação, a tensão entre este parâmetro aumenta rapidamente a tensão de rupturados MOSFETs (60 V). Quando a tensão sobre este interruptor começa a cair, em seguida, a corrente de cátodolíquidado GTO é negativa, o que desobriga os capacitores dos MOSFETs de saída. Portanto, o ETOganho de unidade corresponde à borda de descida da tensão interruptor emissor. A exibição turn-off forma de ondaa tensão de emissor interruptor ETO é mostrado na Fig. 1.106 .

Com base na observação de ganho unitário, a taxa de comutação de corrente para os dispositivos pode serestimadadividindo a corrente de ânodo pelo tempo necessário para ganho unitário. Este método produz um resultado mais

baixoque realmente ocorre porque a corrente total comutado é ligeiramente maior do que a corrente anódica devidoa um efeito de recuperação reversa do portão para o catodo pn -junction. Mesmo com essa estimativa conservadora


FIGURA 1.106 Ganho de unidade ETO4060.

do dI / dt da corrente de porta, o GCT ea ETO são ambos capazes de, aproximadamente, 6000 A / μ staxa de comutação.

Circuitos portão da unidadeO desempenho de todos os interruptores semicondutores depende circuito de comando. Isto é especialmenteverdadeiropara o GCT, onde o dispositivo irá ser incapaz de operar no modo snubberless se a porta não é condutordesenho do atual portão para fora rápido o suficiente para atingir o ganho unidade. Os drivers para o ETO e IGBTsãomenos difícil de implementar uma vez que o motorista não é obrigado a fornecer uma alta corrente.

De um ponto de vista esquemático, o motorista GCT é muito simples, consistindo principalmente de um banco decapacitorese um interruptor feito de muitos MOSFETs paralelas. O layout PCB e seleção de componentes é crítica

por causa da exigência muito rigorosa imposta indutância parasita no circuito de comutação. Além disso, háé uma porção do condutor dedicado para ligar o TCG. Isto é feito pela injecção de um de corrente elevada (200-A)pulso para o portão durante 5 μ s e, em seguida, injectando 10 A para a porta durante todo o tempo em. Esta partedomotorista dissipa poder significativo por causa dos transistores lineares que controlam o nível atual exata, masa implementação desta parte do condutor portão é simples. O motorista GCT contém mínimo no tempoe off-tempo de proteção para permitir que o dispositivo esteja sempre em um estado uniforme antes de mudar. Nãoprotecção de sobrecorrente é utilizado para o TCG ao nível do controlador. Embora a potência total gating ainda émuitopequeno em comparação com o poder principal, todo o poder de propagação deve ser fornecida por um isolado dealimentação externaque deve ter uma capacidade de isolamento e dV / dt rejeição para coincidir com a do GCT.

Devido ao design thyristor diferente usado pela ABB no IGCT, a força motriz para este dispositivotem sido muito reduzida. Isto é conseguido através do aumento do ganho de corrente do tiristor de modo menosportãocorrente é necessária para manter o estado ligado. Isto leva a uma corrente DC injecção de apenas 2 A. Em adição,o condutor utiliza IGCT um circuito de comutação, em vez de linear para a injecção de impulsos, o que reduz asperdas bem.Para o controlador de ETO, três portas tem que ser controlado com a injecção de corrente de GTO, o interruptor

de emissor,eo interruptor de porta. Felizmente, o interruptor emissor e interruptor portão são facilmente controladas, utilizandouminvertendo condutor e um controlador de não-inversora controlada pela mesma entrada. A única função doGTO portão é injetar o turn-on atual, como no caso do GCT. O condutor ETO desenvolvido emdo Centro de Sistemas Eletrônicos de Energia (CPES) também contém mínimo em tempo e fora de tempo deproteção.Além disso, o emissor do MOSFET interruptor pode ser utilizado como uma resistência linear para aproximar acorrente de ânodo,que pode ser utilizado para protecção de sobrecorrente no condutor. Tal como o condutor GCT, o controlador requerETOuma fonte de alimentação externa isolado, embora o consumo de energia é muito mais baixa.


FIGURA 1.107 Tensão de condução para a frente.

O condutor IGBT é muito fácil de implementar, uma vez que tem apenas um único porta-MOS para controlar. Opicocorrente de porta para o IGBT testada é de cerca de 10 A, que flui por cerca de 2 μ s em todos os eventos de

comutação. OIGBT motorista pode ser usado para controlar ativamente a dI / dt e dV / dt do coletor, mas esse recurso não foiimplementada para este teste. Informações sobre técnicas de driver activos pode ser encontrada em muitos papéistaiscomo Lee et al. [2]. O motorista IGBT implementa uma proteção de sobrecorrente por meio de dessaturaçãodetecção. Motoristas IGBT consomem tão pouca energia que módulos conversores CC-CC comerciais podem serusadospara proporcionar o isolamento internamente para o interruptor do lado de alta.

Caracterização perda de condução para a frenteAs características de tensão versus corrente direta para todos esses dispositivos podem ser facilmente encontrados.Como pode ser vistoa partir de Fig. 1.107 , os tiristores têm uma clara vantagem em perda de condução sobre o IGBT, emboraa sua área activa da matriz é menor do que a do IGBT. Se a relação entre a tensão de ruptura eperda de condução é encontrado, a vantagem de os dispositivos de travamento torna-se ainda maior. Os tiristores4,5 kVtem a menor perda de condução, seguido pelo tiristor 6 kV, e, em seguida, o IGBT são o mesmo piorse a perda não é normalizado para morrer área. O ânodo transparente ABB e soco-through Design Show de baseuma vantagem no teste de condução para a frente, como o maior ganho de peso permite que o dispositivo de trincopara uma extremamentemodo de condução baixa perda. Isto é válido para a ABB IGCT, bem como para o ETO4045A, que écom base em um GTO ABB com o mesmo ânodo transparente e design soco-through base.

Testes de comutaçãoAlternando o desempenho de dispositivos de alta potência tem sido bastante reforçada pelos GTOs hard-dirigido eos HVIGBTs aparecem de contestar a tecnologia GTO lento. Freqüências de operação típicas daGTOs de alta potência variam de frequência de linha (50/60 Hz) para uma alta de cerca de 500 Hz. Em contraste, oHVIGBT pode ser operado em até 1500 Hz, e os GTOs rígidos-driven pode operar a 1 kHz ou mais.Este aumento na freqüência leva filtros para reduzir drasticamente e menor distorção no inversor típicoaplicações.

Para avaliar o desempenho destes dispositivos, eles foram operados com voltagens DC de 1,5 e 2 kVo testador de pulso sem snubbers turn-off. O factor limitante na quantidade de corrente quePode ser desligado com segurança era o diodo de fixação usado para limitar o pico de tensão no comutador.Duranterecuperação inversa, a tensão através do diodo este se aproxima da sua repartição (4,5 kV), ao mesmo tempo que oânodo (ou coletor para IGBTs) tensão do dispositivo em teste se aproxima de zero, conforme circulado na Fig. 1.108.Para o GCT ea Etos, nenhuma tensão reversa era aceitável por causa da falta de qualquer um reverso


FIGURA 1.108 Onda de desligamento típico.

FIGURA 1.109 Uma perda snubberless comutação 2 kV.

capacidade de condução (tais como um díodo antiparalelo) ou capacidade de tensão de bloqueio inverso. Baseadaem GTOdispositivos podem alcançar tensão reversa bloquear facilmente, mas esses GTOs testados são tipos de curto-ânodo, quecomércio distância a capacidade de bloqueio inverso para um melhor desempenho de comutação, especialmente noactualfase cauda. O projeto ABB usa um anodo transparente em vez de calções ânodo, que também elimina areverter o bloqueio capacidade. A tecnologia ânodo torna transparente o ganho de corrente do dispositivo demudançacomo uma função da corrente que flui de modo a que terá um ganho alto na corrente baixa e um ganho menor nasalta corrente. As perdas de comutação para cada dispositivo foram calculados multiplicando a tensão atravésprimeiroo dispositivo pela corrente que está sendo conduzida, e, em seguida, integrando esta potência instantânea durante otempo de comutação para encontrar a perda de comutação. Os resultados dos ensaios de perda de comutaçãoforam comparados para oIGBT, o GCT, eo Etos. Estes resultados são apresentados para um bus de 2 kV na Fig. 1.109 .

Como esperado, o IGBT tem a vantagem neste teste com a menor perda de desligar global. Surpreendentemente,a perda do GCT ea ETO1045 é apenas marginalmente superior à perda IGBT. A principal vantagemdo IGBTs em perda de comutação está na fase de início de aumento de tensão, o que ocorre muito maisrapidamente do que natiristores. Isto é porque o canal MOSFET no IGBT pode desligar mais rápida do que a do npn de transistor


nas GTOs, e o canal é melhor distribuída através do IGBT do que são as portas dos GTOs.A quantidade de veículo armazenado nos GTOs é também mais elevado do que no IGBT, resultando em mais lentodV / dt . EleNão é de estranhar que o ETO4060 ultra-alta tensão tem muito mais do que a perda de comutação minúsculasdispositivos de tensão. Os prováveis motivos para a perda de comutação elevada deste dispositivo são uma vida dealta transportadorano GTO, um forte pnp transistor, que pode manter a corrente já com a base aberta, e umGTO projeto otimizado para baixa frequência, operação de alta potência. A teoria da GTOs rígidos-drivenprevê nenhuma melhoria na perda de turn-off quando comparado com GTOs tradicionalmente impulsionadas,apenas ummelhorou área de operação segura e maior velocidade. Isto mostra que o GCT é muito bem optimizada paradesempenho, assim como para uma baixa indutância interna. O ânodo transparente da ABB IGCT provou ser umdesvantagem neste teste, como tempos de comutação e as perdas de comutação foram notavelmente pior do quecom odispositivos ânodo-curto.

Como pode ser visto na Fig. 1.110 , os tempos de comutação para todos esses dispositivos são curtos e muitoconsistente.O Etos ea GCT têm tempos de armazenamento longos em níveis muito baixos atuais, mas o tempo de

armazenamento é muitoconsistente em 600 A e além. Os tempos de queda atuais para todos os dispositivos caracterizados exceto o IGCTsãocerca de 250 ns e é essencialmente independente da corrente que está sendo transferido, como mostrado na Fig.1.111 . OIGCT tem um tempo de queda de corrente muito longo em baixos níveis de corrente, embora a velocidade aumenta

em maiorcorrentes. A cauda IGCT tem uma grande magnitude, o que mais uma vez mostra que a estrutura de curto-ânododa GCT e o EToS oferece vantagens nesta área.

FIGURA 1.110 Armazenamento (ou atrasos) comparação do tempo.

FIGURA 1.111 Queda comparação do tempo.


FIGURA 1.112 GCT detalhe cauda atual.

Devido ao grande (10 μ H) indutor transformar-on, a tara para todos os dispositivos de perda é insignificante. Todotiristores segurar uma ligeira vantagem sobre o IGBT em termos de tempo de queda de tensão no turn-on, mas acorrenteé tão baixo durante este tempo que não há diferença significativa na perda. Deve-se notar que o IGBT podeser operado sem o tesão amortecedor à custa de um aumento significativo de comutação de perda, mas fazendopor isso requer um projeto motorista portão mais complexa. Isto é devido à capacidade de o IGBT para controlar aexactacoletor de corrente operando na região linear. O GCT carece completamente este modo de operação. Theo-análise retical prevê a existência desta tendenciosa-forward de segurança da área de funcionamento para o ETO [3],mas nenhumaverificação experimental foi realizado, exceto em baixa corrente [4]. Para comparação cauda actual, ocorrente de cauda foi examinado em uma resolução muito alta (10 A / div) para ver todos os efeitos. Imediatamenteapós oprincipal queda de corrente, a corrente de cauda diminui rapidamente para todos os dispositivos testados. Noentanto, a corrente de cauda podelevar um longo tempo para terminar a diminuir a zero após esta rápida queda inicial. O detalhe da cauda atual GCT émostrado na Fig. 1.112 depois de desligar 1200 A. A cauda atual pode indicar a força do pnp transistor

dentro de um IGBT ou um GTO. A cauda longa observada para o ETO4060 indica uma forte PNP , que ajudareduzir as perdas de condução. O TCG demonstra a menor corrente de cauda de todos os dispositivos testados,que é mais uma prova do muito bom design interno. O inconveniente deste processo reside no facto doganho de corrente eficaz do GCT é reduzido, exigindo, portanto, de injeção de corrente mais portão DC durante con-produção. O IGBT eo ETO1045 ter apenas um pouco pior caudas atuais do que o GCT.

Tradicionalmente, a frequências de comutação GTO foram limitados pelos tempos necessários para o GTO decompletar as transições de comutação. Em particular, um muito longo tempo de interrupção mínimo, teve de serobservada devidopara algumas partes do GTO permanecendo fechada por mais de 100 μ s. Os dispositivos testados aqui todos têmmuitorápido tempos de comutação, mas a perda de comutação é bastante elevado por causa das grandes correntes etensõesconsiderado. Portanto, a freqüência de comutação é limitado termicamente pela perda de comutação. Comutaçãosuavetécnicas podem permitir que esses dispositivos para alcançar freqüências muito mais altas de operação ( ~ 10 kHz)Se operda de comutação pode ser reduzida.

DiscussãoTecnologia de embalagem é muito diferente para os módulos IGBT em comparação com embalagens GTO. O IGBTmódulos usam muitas matrizes paralelas, que são e alojados em um módulo plástico ligado fios. Uma vez que umGTOpodem ser fabricados em um único wafer, press-pack ("hockey-puck") são utilizadas caixas. A fiabilidaderecorde para os dispositivos press-pack é muito maior do que os módulos wire-obrigações, em grande parte devido auma melhor tolerância


de ciclos térmicos. Além disso, a imprensa-pack permite refrigeração dupla face para diminuir a impedância térmicaance. No entanto, o IGBT alcança impedância térmica semelhante global por causa da área die muito maiore, consequentemente, a placa de base grande. A placa de base IGBT é eletricamente isolados do dissipador decalor, masos dissipadores de calor press-pack estão diretamente conectados aos terminais ânodo e do cátodo. Comoresultado, a líquidosistemas de refrigeração com dispositivos de press-pack deve contar com óleo ou água deionizada para evitar que olíquido de arrefecimentoconduzir corrente. A principal vantagem do módulo IGBT é a sua facilidade de uso, com a placa de base isoladolevando a fácil calor naufrágio. O coletor e emissor terminais estão convenientemente localizados para conexãoa um barramento laminado para reduzir a indutância parasitária e, portanto, o pico de tensão. Além disso, oIGBT módulo não requer qualquer grampo mecânico externo para a montagem, como o compartimento de imprensa-packrequer. A confiabilidade do press-pack é uma questão fundamental, e este pacote é o preferido para muitasaplicaçõesonde ao longo da vida é necessária.

Embora as falhas são obviamente indesejáveis, as características do dispositivo após uma falha deve serconsiderado. Isso pode fazer uma grande diferença na quantidade de dano é feito para o resto de um sistema ecomoreparação difícil será. Depois de uma falha, qualquer um destes dispositivos será curto-circuito. A vontade atualem seguida, aumentar até que toda a energia disponível foi consumido ou um circuito externo actua para parara corrente de falta. Para o IGBT wire-bond, toda a corrente irá concentrar-se no dado que quebrou.Isto irá geralmente destruir os laços de fio para que morrem em consequência da corrente que flui enorme. Apósfalha,o IGBT pode tornar-se um circuito aberto. Esta é uma condição muito perigosa para os dispositivos conectados emsérieou conversores multiníveis, que a tensão não será mais comum, expondo assim os outros dispositivos nocadeia ao risco de sobretensão [5]. Os dispositivos de press-pack permanecerá em curto desde a sorte estádiretamenteconectada com os contatos metálicos. Há alguma preocupação com os MOSFETs wire-títulos no ETOinterruptores de emissor e de porta, embora nenhum fracasso dessas MOSFETs ainda foi visto, mesmo após adestruiçãodo GTO. Outra questão relacionada com a embalagem é danos explosão. A imprensa-pack é muito forte,e como resultado, as explosões são muito improvável neste tipo de pacote. Módulos de plástico pode facilmentequebrar ahabitação, o que leva a danos aos componentes próximos.

Como mencionado anteriormente, um IGBT pode controlar activamente a tensão de colector e a corrente duranteeventos de comutação. Esta característica do dispositivo pode levar à redução da EMI, bem como a eliminação de dI/ dt(Turn-on) amortecedor. No entanto, a eliminação deste amortecedor em alta potência, impedância de fonte quasezeroConversores (tensão-Fed) pode não ser desejável porque os outros benefícios as ofertas de amortecimento. Estesincluem a eliminação de danos devido a cross-condução dos interruptores de ponte ("shoot-through"), ou de cargacurto-circuito, e melhor gerenciamento de falhas. Se a taxa de aumento da corrente no estado de falha écontrolada, um dispositivo rápido, como o (I) GCT, ETO, ou IGBT pode responder em tempo para desligar a culpaatual com os interruptores semicondutores. Para os sistemas de GTO, o GTO não poderia responder a tempo deinterromper uma corrente de falta, por isso a proteção utilizada foi transformar todos os interruptores da ponte sobreeesperar para fusíveis para abrir. A capacidade do ETO e IGBT para detectar e responder a sobrecorrenteautomaticamentealuguéis aumenta a utilização segura dos sistemas de alta potência. Além disso, o IGBT podem se auto-limitar acorrenteque será conduzido, de modo que o funcionamento dentro da capacidade de comutação do dispositivo de pode serassegurada.Dispositivos tiristores irá conduzir uma corrente extremamente elevada onda que é muito maior do que a suainterrupçãocapacidade, que requer lógica de controlo para evitar que os dispositivos de comutação, durante este tempo.

Conclusões ComparaçãoComo pode ser visto a partir dos tempos de comutação, todos os dispositivos testados aqui oferecer muito rápidostempos de comutaçãoem relação aos seus níveis de potência. Além disso, mesmo o pior perda de condução do IGBT ainda é aceitávelquando comparada com a tensão de bloqueio. Para sistemas muito alta potência, o IGCT, o GCT, oETO4045A, eo ETO4060s são capazes de lidar com níveis de potência extremamente elevados. O GCT é muitorápido para a sua classificação elevada, e o único inconveniente é a dificuldade de construir motorista portão e seupoderconsumo. A ABB IGCT eo comércio ETO4045A distância de comutação para reduzir a perda de poder de motorista eperda de condução, de modo que estes dispositivos são particularmente adequados para topologias avançadas que

reduzem a necessáriacomutação de frequência ou para aplicações comutação suave que podem reduzir a perda de comutação. OETO4060oferece muito altas classificações com poder de condução mínima, mesmo que a mudança não é tão bom quanto


o GCT; no entanto, é melhor do que o IGCT. O IGBT oferece a melhor velocidade de comutação e perda de qualquerdos dispositivos testados e a unidade mais simples. No entanto, o GCT e pequeno ETO são incrivelmente pertoo IGBT na passagem perda considerando sua natureza de travamento e classificação quase 50% maior tensão. Odesempenho de todos os dispositivos testados aqui é muito boa, especialmente se comparado com o GTOconvencionalaplicações.

Referências

1. K. Motto, Y. Li, e AQ Huang, Comparação do state-of-the-art em IGBTs de alta potência, IGCT,e EToS, em Conf. Rec. IEEE-APEC, 2000, 1129-1136.

2. H.-G. Lee, Y.-H. Lee, B.-S. Suh, e D.-S. Hyun, um esquema de controle de portão melhorado para snubberlessoperação de IGBTs alta potência, em Conf. Rec. IEEE-IAS, 1997, 975-982.

3. Y. Li, AQ Huang, e K. Motto, Estudo experimental e numérico da Emitter Turn-Off thyristor(ETO), IEEE Trans. Poder Electron., 15 (3), 2000, 561-574.

4. Z. Xu, Y. Bai, Y. Li, e AQ Huang, a demonstração experimental da operação segura polarizadoárea do emissor de turn-off thyristor, em Proc. CPES-VT Seminário, 2000, 448-455.

5. S. Bernet, R. Teichmann, A. Zuckerberger, e P. Steimer, Comparação de IGBTs de energia de alta e difícilGTOs conduzidos para os inversores de alta potência, em Conf. Rec. IEEE-APEC, 1998, 711-718.


IIElectronic PowerCircuitos eControls

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