Modulação Senoidal Bipolar PWM Aplicada em Inversores de

REGIS TROJAN FEROLDI

Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores

de frequência

LONDRINA

2011

UNIVERSIDADE ESTADUAL DE LONDRINA

CURSO DE GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA


de freqüência

Trabalho de conclusão de curso submetido à

Universidade Estadual de Londrina como parte

dos requisitos para a obtenção do grau de

Engenheiro Eletricista.

REGIS TROJAN FEROLDI

Londrina, outubro de 2011.


de freqüência

Regis Trojan Feroldi

‘Este trabalho foi julgado adequado para a conclusão do curso de engenharia

elétrica e aprovado em sua forma final pela Coordenação do Curso de

Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina.’

________________________________

Prof. Dr. Carlos Henrique Gonçalves Treviso

Orientador

_____________________________________

Profa. Maria Bernadete de Morais França

Coordenadora de TCC

Banca examinadora:

___________________________________

Prof. Msc. André Luiz Batista Ferreira

____________________________________

Prof. Dr. Walter Germanovix

Dedico este trabalho ao meu

pai, à minha mãe e aos

meus avós, que tanto

batalharam e me

proporcionaram todas as

oportunidades.

Agradecimentos

Agradeço ao meu pai, à minha mãe, à minha irmã, a todos os outros

familiares, à Fernanda e a todos os meus amigos, que sempre me apoiaram e

me incentivaram em todo o caminho percorrido até aqui.

Agradeço aos professores que contribuíram indiretamente ao longo do

curso para a realização deste trabalho, ao professor orientador Treviso as

orientações e o suporte dados ao longo de todo o trabalho, ao amigo Cristiano

a companhia durante as alegrias e tristezas ao longo deste projeto, ao

professor André os conselhos, aos técnicos Older, Luís Mathias e Luís

Fernando o suporte técnico e a todas as outras pessoas que contribuíram à

sua maneira para a realização deste trabalho.

Resumo do trabalho de conclusão de curso apresentado à Universidade

Estadual de Londrina como parte dos requisitos necessários para obtenção do

grau de Engenheiro Eletricista.


de freqüência

Regis Trojan Feroldi

OUTUBRO/2011

Orientador: Carlos Henrique Gonçalves Treviso

Palavras-chave: Eletrônica de potência, Modulação por largura de pulso,

inversores, PWM.

Este trabalho busca validar a teoria de que é possível diminuir as perdas

por distorção em inversores através da escolha da técnica de modulação por

largura de pulso mais adequada para cada aplicação. Para atingir esse objetivo

foram desenvolvidos dois trabalhos em paralelo, um utilizando a modulação

senoidal bipolar PWM e outro a modulação senoidal unipolar PWM. Ao final foi

feita uma comparação de seus resultados e uma análise para determinar qual

dentre as técnicas de modulação testadas é mais eficiente.

Conteúdo Lista de siglas ................................................................................................................................. ix

Lista de figuras ............................................................................................................................... x

Lista de tabelas ............................................................................................................................. xii

1 Introdução ............................................................................................................................. 1

2 Revisão bibliográfica .............................................................................................................. 2

2.1 Inversores de frequência ............................................................................................... 2

2.2 A modulação PWM - Pulse Width Modulation ............................................................. 4

2.2.1 A modulação bipolar ............................................................................................. 7

2.2.2 A modulação unipolar ........................................................................................... 8

2.2.3 O índice de modulação (M) ................................................................................... 9

2.3 Filtros ............................................................................................................................. 9

2.3.1 Filtro de saída do inversor ................................................................................... 13

2.4 Diodos de potência ...................................................................................................... 15

2.5 Transistores de potência.............................................................................................. 16

2.5.1 Transistores MOSFET ........................................................................................... 16

2.6 Isolação das excitações da base e da porta ................................................................. 17

2.6.1 Optoacopladores ................................................................................................. 18

2.7 Proteção de dispositivos e circuitos ............................................................................ 19

2.7.1 Dissipadores ........................................................................................................ 19

2.7.2 O circuito de snubber .......................................................................................... 20

2.8 Transformadores ......................................................................................................... 21

3 Desenvolvimento prático .................................................................................................... 25

3.1 O sistema proposto ..................................................................................................... 25

3.2 1ª etapa – Circuito de controle ................................................................................... 25

3.2.1 O gerador de onda triangular .............................................................................. 26

3.2.2 O comparador PWM ............................................................................................ 27

3.2.3 O circuito de atraso ............................................................................................. 29

3.3 2ª etapa – Isolação dos pulsos PWM .......................................................................... 30

3.3.1 O drive isolador de pulso ..................................................................................... 30

3.3.2 O funcionamento do drive isolador de pulsos .................................................... 31

3.3.3 Fontes Independentes ......................................................................................... 33

3.3.4 O funcionamento das fontes independentes ...................................................... 33

3.3.5 Projeto do transformador da fonte de alimentação ........................................... 38

3.4 3ª etapa – Circuito de potência ................................................................................... 43

3.4.1 O inversor ............................................................................................................ 43

3.4.2 O snubber ............................................................................................................ 47

3.4.3 O filtro de saída ................................................................................................... 48

3.4.4 Dissipadores ........................................................................................................ 53

3.5 A montagem ................................................................................................................ 53

4 Resultados e análise ............................................................................................................ 55

4.1 Protótipos .................................................................................................................... 55

4.1.1 Drive isolador de pulsos ...................................................................................... 55

4.1.2 Inversor e filtro .................................................................................................... 55

4.2 Circuito de controle e drive isolador de pulso ............................................................ 56

4.2.1 Circuito de controle ............................................................................................. 56

4.2.2 Drive isolador de pulso ........................................................................................ 59

4.3 Circuito do inversor ..................................................................................................... 61

5 Conclusões........................................................................................................................... 79

6 Referências bibliográficas .................................................................................................... 80

7 Apêndice .............................................................................................................................. 83

7.1 Projeto da placa de circuito impresso do drive isolador de pulso .............................. 83

7.2 Esquemático do circuito do drive isolador de pulso ................................................... 87

7.3 Esquemático do circuito completo .............................................................................. 88

Lista de siglas

PWM – Pulse Width Modulation

MOSFET – Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor

FPB – Filtro Passa-Baixa

FPA – Filtro Passa-Alta

FPF – Filtro Passa-Faixa

FRF – Filtro Rejeita-Faixa

PCB – Printed Circuit Board

CI – Circuito Integrado

RMS – Root Mean Square

CA – Corrente Alternada

CC – Corrente Contínua

TBJ – Transistor Bipolar de Junção

ILED – Infra-red Light-Emitting Diode

DC – Direct Current

LED – Light-Emitting Diode

SMD – Surface Mount Device

AWG – American Wire Gauge

DIP – Dual In-line Package

Vin – Tensão de alimentação

Vout – Tensão de saída

fm – Frequência da modulante

fp – Frequência da portadora

Lista de figuras

Figura 2.1 - Inversor monofásico em meia ponte .................................................................. 2

Figura 2.2 - Circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa .......... 3

Figura 2.3 - Inversor com as chaves T1 e T3 conduzindo ................................................... 3

Figura 2.4 - Inversor com as chaves T2 e T4 conduzindo ................................................... 4

Figura 2.5 - Pulso quadrado e parâmetros para cálculo da razão cíclica ......................... 5

Figura 2.6 - Modulação por múltiplos pulsos a partir de uma onda quadrada .................. 5

Figura 2.7 - Modulação senoidal bipolar PWM ...................................................................... 6

Figura 2.8 - Modulação bipolar ................................................................................................. 7

Figura 2.9 - Modulação unipolar .............................................................................................. 8

Figura 2.10 - Símbolo de um FPB e sua resposta em freqüência .................................... 10

Figura 2.11 - Símbolo de um FPA e sua resposta em freqüência..................................... 11

Figura 2.12 - Símbolo de um FPF e sua resposta em freqüência .................................... 12

Figura 2.13 - Símbolo de um FRF e sua resposta em freqüência .................................... 12

Figura 2.14 - Exemplo de um FPB com um resistor e um capacitor ................................ 12

Figura 2.15 - FPB de saída para modulação bipolar .......................................................... 13

Figura 2.16 - Esquema de um transistor MOSFET ............................................................. 17

Figura 2.17 - Inversor monofásico em ponte e circuito gerador dos pulsos de controle

..................................................................................................................................................... 18

Figura 2.18 - Exemplo de um circuito optoacoplador ......................................................... 19

Figura 2.19 - Circuito do snubber .......................................................................................... 21

Figura 2.20 - Transformador com secundário aberto ......................................................... 23

Figura 2.21 - Transformador com carga no secundário ..................................................... 23

Figura 3.1 - Visão geral do circuito em diagrama de blocos.............................................. 25

Figura 3.2 - Diagrama de blocos do circuito de controle .................................................... 26

Figura 3.3 - Esquemático do circuito gerador da onda triangular ..................................... 26

Figura 3.4 - Esquemático do comparador PWM ................................................................. 28

Figura 3.5 - Circuito lógico de atraso .................................................................................... 29

Figura 3.6 - Esquemático do drive isolador de pulso .......................................................... 30

Figura 3.7 - Esquemático das quatro fontes independentes. ............................................ 34

Figura 3.8 - Caminho da corrente durante o ciclo ativo do transistor .............................. 35

Figura 3.9 - Caminho de roda livre ........................................................................................ 36

Figura 3.10 - Transformador com dois secundários ........................................................... 38

Figura 3.11 - Curva de histerese de um núcleo de ferrite .................................................. 40

Figura 3.12 - Esquemático do inversor ................................................................................. 43

Figura 3.13 - Esquemático do inversor para simulação ..................................................... 44

Figura 3.14 - Pulso PWM em M2 ........................................................................................... 45

Figura 3.15 - Pulso PWM em M1 ........................................................................................... 45

Figura 3.16 - Forma de onda da tensão de saída ............................................................... 46

Figura 3.17 - Forma de onda da corrente na saída do inversor ....................................... 46

Figura 3.18 - O circuito do snubber ....................................................................................... 47

Figura 3.19 - Configuração do filtro ....................................................................................... 49

Figura 3.20 - Esquema da montagem em bancada ............................................................ 53

Figura 4.1 - Protótipo do drive isolador de pulso ................................................................. 55

Figura 4.2 - Protótipo do inversor .......................................................................................... 56

Figura 4.3 - Triangular gerada pelo circuito utilizando o CI LM566 .................................. 56

Figura 4.4 - Triangular na entrada do comparador PWM ................................................... 57

Figura 4.5 - Onda senoidal utilizada na comparação PWM .............................................. 58

Figura 4.6 - Pulsos complementares gerados pela comparação PWM ........................... 58

Figura 4.7 - Cruzamento dos pulsos PWM complementares ............................................ 59

Figura 4.8 - Pulsos PWM complementares com atraso ..................................................... 59

Figura 4.9 - PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente ........................ 60

Figura 4.10 - Tensão entre os terminais do transformador da fonte independente ....... 60

Figura 4.11 - Pulsos PWM obtidos na saída do drive isolador de pulso .......................... 61

Figura 4.12 - Forma da tensão de saída saturada .............................................................. 62

Figura 4.13 - Saída do inversor sem distorção para Vin = 30 V ....................................... 62

Figura 4.14 - Tensão de saída para Vin = 60 V ................................................................... 63

Figura 4.15 - Tensão de saída para Vin = 90 V ................................................................... 64

Figura 4.16 - Tensão de saída para Vin = 120 V ................................................................. 64

Figura 4.17 - Tensão de saída para Vin = 180 V ................................................................. 65

Figura 4.18 - Tensão de saída com Vin = 204 V ................................................................. 65

Figura 4.19 - Tensão de saída para fp = 100 kHz ............................................................... 67

Figura 4.20 - Tensão de saída para fp = 50 kHz ................................................................. 68

Figura 4.21 - Tensão de saída para fp = 30 kHz ................................................................. 68

Figura 4.22 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 100 kHz ........................................ 69

Figura 4.23 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 50 kHz .......................................... 70





Figura 4.28 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação

bipolar ......................................................................................................................................... 74

Figura 4.29 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação

unipolar....................................................................................................................................... 75

Figura 4.30 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=50kHz) ........ 75

Figura 4.31 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=100kHz) ........ 76


Figura 4.33 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=50kHz) .......... 77


Figura 4.35 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=30kHz) .......... 78

Figura 7.1 - Arquivo PCB do circuito de drive ...................................................................... 85

Figura 7.2 - Top layer ............................................................................................................... 86

Figura 7.3 - Bottom layer ......................................................................................................... 86

Lista de tabelas

Tabela 4.1 - Variação de Vin (R=1k, fm=60Hz, fp=100kHz) .............................................. 63

Tabela 4.2 - Variação da carga resistiva (Vout-rms=110V, fm=60Hz, fp=100kHz) ......... 66

Tabela 4.3 - Carga indutiva (fm=60Hz, fp=100kHz) ............................................................ 66

Tabela 4.4 - Variação de fp (Vin=60V, fm=60Hz, R=1kΩ) .................................................. 67

Tabela 4.5 - Variação de fp (Vin=60V, fm=1kHz, R=1kΩ) .................................................. 69

1

1 Introdução Atualmente, com um sistema de energia elétrica consolidado - onde se

utilizam uma tensão CA na transmissão, na distribuição e consequentemente

nos pontos consumidores residenciais, comerciais e industriais – uma

crescente preocupação com a eficiência energética e uma alta demanda de

energia, torna-se cada vez mais importante o desenvolvimento dos inversores

de frequência, que são equipamentos capazes de fornecer uma tensão CA a

partir de uma alimentação em tensão CC.

Este trabalho pretende validar a teoria de que é possível diminuir as

perdas por distorção em inversores através da escolha de uma modulação

PWM adequada [1]. Para obter tal resultado, foi feita uma comparação entre

duas técnicas de modulação senoidal PWM, a bipolar e a unipolar. Devido à

complexidade de se desenvolver as duas técnicas em um único trabalho de

conclusão de curso, este trabalho desenvolveu somente a modulação senoidal

bipolar PWM, enquanto que outro trabalho desenvolveu em paralelo a

modulação senoidal unipolar PWM.

A modulação senoidal bipolar PWM gera pulsos de largura variável, de

forma que vários harmônicos podem ser eliminados devido a esta técnica de

chaveamento [1]. Contudo, para uma maior qualidade do sinal senoidal de

saída, ainda se faz necessário o uso de filtros na saída dos inversores. Outra

característica importante desta técnica de modulação senoidal PWM é que os

pares de transistores do inversor devem ter mesma frequência de

chaveamento. Inversores que utilizam técnica de comutação dos pares de

transistores em frequências diferentes são chamados de híbridos.

Para melhor entender o conceito das técnicas de modulação e dos

circuitos necessários para uma experimentação prática, foi realizada uma

revisão bibliográfica dos assuntos relevantes. Posteriormente, estão expostos

os circuitos utilizados no desenvolvimento do projeto assim como suas

descrições de funcionamento. Por fim, os resultados obtidos são mostrados,

em forma de tabelas e de gráficos, e analisados.

2

2 Revisão bibliográfica

2.1 Inversores de frequência

Inversores são conversores CC-CA, ou seja, sua função consiste em

converter uma tensão contínua (CC) aplicada em sua entrada em uma tensão

alternada (CA) simétrica, de amplitude e freqüência desejadas em sua saída.

Os inversores podem ser utilizados em muitas aplicações industriais,

como por exemplo, no acionamento de máquinas CA em velocidade variável,

em fontes auxiliares, em sistemas de energia ininterrupta, na geração de

tensão CA em NO-BREAKS e em amplificadores de áudio.

Os inversores podem ser classificados em monofásicos ou trifásicos. Os

monofásicos podem ser classificados como de meia ponte ou ponte completa.

A figura 2.1 expõe um inversor com configuração de meia ponte com uma

carga puramente resistiva.

Da figura observa-se que este inversor necessita de uma fonte CC de

três terminais e a tensão sobre os transistores quando estes não estão

conduzindo é Vs, e não apenas Vs/2.

A figura 2.2 mostra o circuito simplificado de um inversor monofásico em

ponte completa, que tem como carga um motor monofásico. Nesta

configuração o inversor é alimentado com uma fonte CC unipolar e a tensão

em cima dos transistores quando eles não estão conduzindo é igual à da fonte,

ou seja, Vin.

Figura 2.1 - Inversor monofásico em meia ponte

3

Figura 2.2 - Circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa

Ao chavear os pares de transistores T1 e T3 ou T2 e T4, potência da

fonte se transfere para o motor. A diferença entre o chaveamento dos dois

pares de transistores é que ao chavear T1 e T3 a corrente flui do ponto A para

o B na figura 2.3, fazendo o rotor girar em um sentido. Ao chavear T2 e T4, a

corrente fui de B para A, figura 2.4, fazendo o rotor girar em sentido contrário.

Figura 2.3 - Inversor com as chaves T1 e T3 conduzindo

A forma de onda da tensão CA obtida na saída de um inversor ideal é

uma senoidal, mas na prática não é possível conseguir uma senoidal perfeita,

sem a presença de harmônicos. Para obter inversores com saída senoidal, são

necessários filtros nas saídas dos pulsos para eliminar as componentes

harmônicas. Harmônicos também podem ser minimizados através de técnicas

de chaveamento. Normalmente para aplicações de baixa e média potência são

4

aceitáveis tensões de onda quadrada, enquanto que para aplicações em

potência elevada se faz necessário o uso de tensões de onda senoidal com

baixa distorção [1].

Figura 2.4 - Inversor com as chaves T2 e T4 conduzindo

É possível obter a tensão CA na saída de duas formas [1]:

1. Variando-se a amplitude da tensão CC de entrada sem variar o ganho

do inversor;

2. Se a tensão de entrada não puder se controlada, varia-se o ganho do

inversor através do controle modulação por largura de pulso (Pulse

Width Modulation – PWM).

2.2 A modulação PWM - Pulse Width Modulation

A modulação PWM baseia-se na variação da largura dos pulsos, que

são gerados através da comparação de um sinal analógico com um sinal de

referência, geralmente uma onda triangular ou dente-de-serra.

A variação da largura de um pulso é feita variando-se o tempo em que o

pulso permanece em nível alto. A relação entre o tempo em que o pulso está

em nível lógico alto e o período total do pulso é chamada de razão cíclica (D),

que está definida pela equação abaixo [4]:

D = t(on) / T (2.1)

Na equação 2.1 t(on) é o tempo em que o pulso permanece em nível alto

e T é o período total do pulso, como exemplificado na figura 2.5.

5

Figura 2.5 - Pulso quadrado e parâmetros para cálculo da razão cíclica

Como visto na figura 2.5, a forma de onda gerada pela modulação PWM

tem somente dois estados, um nível alto e um nível baixo, assim, as chaves

disparadas por esta forma de onda comutarão apenas entre esses dois estados

Normalmente o sinal analógico utilizando na comparação que gera os

pulsos PWM ou é uma onda quadrada ou uma onda senoidal. No caso do uso

de ondas quadradas, o sinal modulado pode possuir um ou múltiplos pulsos por

semiciclo, conforme a freqüência da onda quadrada. Porém, estes pulsos

possuem mesma largura ou razão cíclica [1]. A figura 2.6 demonstra as

características citadas dos pulsos da modulação por largura de pulsos

múltiplos.

Figura 2.6 - Modulação por múltiplos pulsos a partir de uma onda quadrada

No caso da modulação PWM senoidal, o sinal analógico é uma onda

senoidal e a largura de cada um dos pulsos do sinal modulado é variada em

proporção à amplitude da onda senoidal. A vantagem da comparação com uma

6

senoidal é que o fator de distorção e os harmônicos de mais baixa ordem são

reduzidos significativamente [1].

Para obter a modulação PWM senoidal normalmente são utilizados um

gerador de onda triangular e um gerador de onda senoidal. Estas duas ondas

são aplicadas em um dispositivo comparador, como por exemplo, um

amplificador operacional, e na sua saída resultam os pulsos modulados. O sinal

analógico ou modulante (onda senoidal) é aplicado na porta não-inversora do

comparador, enquanto que o onda de referência ou portadora (onda triangular)

entra na porta inversora. Quando o nível da onda senoidal for maior que o da

onda triangular, a saída satura em +Vcc. Caso contrário a saída terá nível

baixo. A figura 2.7 exemplifica esta operação.

Figura 2.7 - Modulação senoidal bipolar PWM

A escolha do sinal de referência é outro ponto importante, pois a forma

de onda utilizada na modulação determina a quantidade de conteúdo

harmônico. Sabe-se, de [4], que ondas triangulares são preferíveis às ondas

dentes de serra porque sua simetria fornece menos componentes harmônicos.

Existem dois tipos de esquemas para gerar a modulação PWM senoidal,

a modulação bipolar e a modulação unipolar.

7

2.2.1 A modulação bipolar

Este esquema apresenta saída diferencial com um braço defasado em

180º (graus) do outro, como mostra a figura 2.8. Enquanto o braço A é a própria

saída do comparador o braço B passa por uma porta inversora. Com esta

configuração são obtidas as formas de onda complementares que são

aplicadas em cada um dos braços do inversor. A amplitude de cada um dos

pulsos varia de um valor de referência 0 (zero) até ao valor +Vcc. Assim, a

saída diferencial, neste caso de um inversor, apresenta dois níveis de saída,

+Vcc e -Vcc, justificando o nome bipolar.

A figura 2.8, retirada de [5], mostra o esquema de geração da modulação

bipolar. Ao utilizar este tipo de modulação, para obter a forma de onda da

tensão diferencial explicitada, as chaves do inversor devem comutar com

mesma frequência.

Figura 2.8 - Modulação bipolar

8

2.2.2 A modulação unipolar

Na modulação unipolar a tensão diferencial de saída varia entre três

níveis de tensão, 0V –Vcc e +Vcc. Para conseguir essa variação na saída do

inversor, é possível usar uma chave de cada par (T1 ou T3 e T2 ou T4) mais

lentas. Neste caso uma chave, por exemplo, T1, ficará conduzindo

continuamente em meio ciclo e no semiciclo seguinte quem conduzirá

continuamente, por exemplo, será T2. Desta forma, a frequência de comutação

de T1 e T2 será a mesma da onda senoidal, enquanto que a freqüência de

comutação de T3 e T4 será igual à da onda triangular de referência [5]. A figura

2.9 exemplifica a geração dos pulsos para a modulação unipolar.

Comparando as figuras 2.8 e 2.9, percebe-se algumas diferenças claras

entre os dois tipos de modulação. Na modulação bipolar nota-se a existência

de uma saída diferencial com dois níveis de tensão e uma saída de modo

comum constante. Já para a modulação unipolar a saída diferencial apresenta

três níveis de tensão e a saída de modo comum é variável e também tem três

níveis.

Figura 2.9 - Modulação unipolar

9

2.2.3 O índice de modulação (M)

De [5], define-se índice de modulação (M) como:

M = Δf / fm (2.2)

Na equação 2.2, Δf é a diferença entre a frequência da onda portadora

(fp) e a frequência da onda modulante e fm é a frequência da onda modulante.

Portanto, para se obter altos índices de modulação é necessário que a

frequência da onda portadora seja elevada e maior que a frequência da

modulante.

Em [4], observa-se que na modulação senoidal bipolar PWM os

harmônicos presentes no sinal modulado são da ordem de grandeza do índice

de modulação. Portanto, para este tipo de modulação alcançar resultados

satisfatórios é necessário utilizá-la com altos índices de modulação, ou seja,

com altos valores de frequência para a portadora [5], o que facilita a ação dos

filtros de saída.

2.3 Filtros

Em vários tipos de aplicações é interessante mudar a amplitude das

componentes de frequência em um sinal ou eliminar por completo algumas

amplitudes de determinadas frequências. O processo que realiza essas

funções chama-se filtragem. Sistemas lineares invariantes no tempo que

mudam a forma do espectro são conhecidos como filtros modeladores de

frequência (do inglês frequency-shaping filters) enquanto que os sistemas que

são desenvolvidos para permitir a passagem sem distorção de algumas

freqüências essenciais e atenuar ou eliminar outras frequências são

conhecidos como filtros seletores de frequência (do inglês frequency-selective

filters) [6].

Uma aplicação onde os filtros modeladores de frequência são

comumente encontrados é em sistemas de áudio. Eles são utilizados para

permitir ao usuário modificar as quantidades relativas da energia de baixa

frequência (bass) e de alta frequência (treble). Esse tipo de filtro também é

usado em sistemas de áudio de alta fidelidade, onde são chamados de

equalizadores e são normalmente incluídos no circuito de pré-amplificação para

compensar as características da resposta de auto-falantes [6].

10

Os filtros seletores de frequência foram desenvolvidos para selecionar

ou rejeitar determinadas faixas de frequência com acurácia. Um exemplo típico

de aplicação ocorre quando os ruídos em gravações de áudio estão em uma

freqüência mais elevada que a da música ou da voz, sendo possível removê-

los com um filtro que selecione apenas as frequências mais baixas. Os filtros

que selecionam as frequências mais baixas ou rejeitam as mais altas são

conhecidos como filtros passa-baixa (FPB). A figura 2.10 mostra seu símbolo

assim como o comportamento da sua resposta em frequência.

Observando o gráfico da resposta em freqüência de um FPB é possível

definir um conceito muito utilizado, o da frequência de corte. Na figura 2.10,

percebe-se que o filtro responde até um determinado valor de frequência e que

valores acima daquela frequência são rejeitados. Essa frequência que está no

limite entre a região selecionada e a atenuada é conhecida como frequência de

corte.

Figura 2.10 - Símbolo de um FPB e sua resposta em freqüência

Um filtro passa alta (FPA) apresenta uma resposta inversa ao de um

FPB. Ele seleciona as frequências elevadas e atenua as mais baixas. Na figura

2.11 visualiza-se a simbologia utilizada para representá-los e as características

da sua reposta em frequência.

11

Figura 2.11 - Símbolo de um FPA e sua resposta em freqüência

Um filtro passa faixa (FPF), figura 2.12, seleciona uma banda de

frequência e atenua as freqüências superiores e inferiores a essa banda. Neste

caso existem duas frequências de corte, que definem os limites inferior e

superior da seleção. O filtro rejeita faixa (FRF), figura 2.13, é semelhante ao

FPF, porém um FRF atenua as frequências dentro da faixa selecionada e

responde às frequências superiores e inferiores aos limites determinados.

Os filtros seletores de freqüência são amplamente implementados

utilizando-se de circuitos elétricos [6]. Um dos exemplos mais simples é o FPB

composto de um resistor e um capacitor, como mostra a figura 2.14. Como a

impedância capacitiva é inversamente proporcional à freqüência [6,8], o

capacitor é visto como um curto circuito pelas altas frequências e como uma

impedância infinita pelas baixas frequências, selecionando as baixas

frequências.

De um modo geral, filtros que são implementados com capacitores,

indutores e resistores são conhecidos por filtros passivos e são assim

chamados porque a faixa do sinal selecionado não sofre nenhum tipo de

amplificação. Já os filtros ativos, que são comumente formados por

amplificadores operacionais, selecionam a faixa de frequência desejada e

ainda são capazes de amplificar o sinal filtrado [7].

12

Figura 2.12 - Símbolo de um FPF e sua resposta em freqüência

Figura 2.13 - Símbolo de um FRF e sua resposta em freqüência

Figura 2.14 - Exemplo de um FPB com um resistor e um capacitor

13

2.3.1 Filtro de saída do inversor

Como o princípio da modulação PWM é amostrar um sinal analógico

através da variação de ton, a quantidade de harmônicas necessárias para

representar o sinal de saída é grande [4]. Para tentar eliminar essas

componentes indesejadas e recompor o sinal original, se faz necessário o uso

de um filtro.

Como o PWM é gerado a uma freqüência de pelo menos 100kHz e a

freqüência do sinal desejada na saída do inversor é de 60Hz, utiliza-se um filtro

do tipo passa-baixa (FPB).

Normalmente, não é recomendado utilizar um filtro passa-baixa simples,

formado por um indutor e um capacitor. Recomenda-se a utilização de um filtro

com pelo menos dois pólos, para reduzir a emissão de radiação

eletromagnética e também para evitar que o filtro produza picos excessivos de

tensão [5]. Assim, a configuração de filtro utilizada, que é suficiente para a

aplicação em inversores com modulação PWM bipolar, contém dois indutores e

cinco capacitores e está exposta na figura 2.15.

Figura 2.15 - FPB de saída para modulação bipolar

Na figura, utilizando-se do teorema de Thevenin [8], observa-se que o

filtro é formado por quatro capacitores que são vistos em paralelo pela carga,

um capacitor em paralelo com a carga e dois indutores em série a carga.

Para efeito de projeto, a frequência de corte deste filtro é determinada

pela equação 2.3, de [5]:

14

Onde, da figura 2.15:

L = L1 + L2;

C = C1//C2//C3//C4;

Observa-se que o capacitor C5 não entra no cálculo da capacitância

equivalente porque a carga não o enxerga em paralelo com os demais. O valor

de C5 utilizado na prática, de [5], é igual ao de C1, C2, C3 e C4.

Substituindo as expressões para L e C na equação anterior, obtém-se:

As expressões para L e C são obtidas aplicando o equivalente Thevenin

em cima da carga. Lembrando que para fazer esta análise, a fonte de tensão

deve ser considerada aterrada [8].

A função de transferência de um filtro passa-baixa é dada pela equação

2.5 enquanto que a função de transferência de um filtro de segunda ordem está

expressa na equação 2.6.

Comparando a equação 2.5 com a equação 2.6 encontram-se algumas

equivalências, como:

15

O fator Q é muito importante porque causa uma influência determinante

na resposta em frequência do filtro. Um valor de Q recomendado para se obter

boas respostas utilizando filtro de Butterworth é 0,707. Devido às suas

características de banda suave e resposta de fase, é recomendada a utilização

de um filtro Butterworth de segunda ordem [5]. Os valores de capacitância e

indutância podem ser encontrados com as fórmulas abaixo:

Determinados os valores para os capacitores e para os indutores, deve-

se determinar o valor da frequência de corte. Um valor recomendado para a

frequência de corte é o de uma década a menos do que o valor da frequência

de chaveamento [5].

2.4 Diodos de potência

Os diodos de potência tem funcionamento e construção similar ao dos

diodos comuns, sendo constituídos de uma junção pn e possuindo dois

terminais, o anodo e o catodo. Eles apresentam maior capacidade de potência,

porém possuem resposta em frequência menor [1].

Dependendo das características de recuperação e das técnicas de

fabricação, os diodos de potência podem ser classificados em três categorias:

diodos padrão ou genéricos, diodos de recuperação rápida e diodos Schottky.

Neste trabalho foram utilizados diodos de recuperação rápida e, por este

motivo não serão abordados com mais detalhes os outros dois tipos existentes.

Diodos de recuperação rápida apresentam um tempo de recuperação

normalmente menor que 5μs. Eles são amplamente utilizados em circuitos

conversores CC-CC e CC-CA, nos quais a velocidade de recuperação tem

16

sempre importância crítica [1]. Esses diodos cobrem faixas de correntes de

menos de 1 A a centenas de amperes, com especificações de tensões de 50 V

a aproximadamente 3000 V.

2.5 Transistores de potência

Transistores de potência possuem características de entrada em

condução e de corte controladas. Eles são utilizados como elementos de

chaveamento e são operados na região de saturação, resultando em uma

baixa queda de tensão quando está em condução [1].

Atualmente existem transistores de potência com altas velocidades de

chaveamento e, por isso, são muito empregados em conversores CC-CC e CC-

CA. Uma característica importante destes componentes é que possuem diodos

conectados em antiparalelo para fornecer fluxo bidirecional de corrente.

Os transistores de potência geralmente são classificados em quatro

categorias:

1. transistores bipolares de junção (TBJ’s);

2. transistores de efeito de campo de semicondutores de metal sobre

óxido (do inglês metal-oxide-semiconductor field-effect transistors –

MOSFET’s);

3. transistores de indução estática;

4. transistores bipolares de porta isolada.

Neste trabalho foram utilizados transistores de potência do tipo

MOSFET, por isso só será feita uma abordagem mais detalhada destes

transistores.

2.5.1 Transistores MOSFET

Ao contrário dos TBJ’s, que são controlados por corrente, um MOSFET

de potência é controlado por tensão, exigindo apenas uma ínfima corrente de

entrada [2]. Eles apresentam uma alta velocidade de chaveamento, com

tempos de chaveamento da ordem de nanossegundos. Devido à essas

características, esse componentes estão sendo amplamente utilizados em

conversores de alta freqüência e baixa potência [1].

17

Existem dois tipos de MOSFET’s, os de depleção e os de enriquecimento.

Para mostrar os do tipo depleção, considera-se um MOSFET de depleção de

canal n, que são formados por um substrato de silício do tipo p, com dois

silícios n+ fortemente dopados para conexões de baixa resistência. Possuem

três terminais, chamados de porta, dreno e fonte [1,2]. Como mostra a figura

2.16, a porta é isolada do canal por uma fina camada de óxido de silício.

Figura 2.16 - Esquema de um transistor MOSFET

Também é possível perceber através da figura que uma tensão é

aplicada entre os terminais de porta e fonte (VGS). Se VGS for negativa, alguns

elétrons na área do canal n serão repelidos e uma região de depleção será

criada abaixo da camada de óxido, resultando em um canal efetivo mais

estreito. Se VGS for negativo o suficiente, o canal será completamente fechado,

oferecendo uma grande resistência entre o dreno e a fonte de forma que não

haverá fluxo de corrente entre esses dois terminais. Se VGS for positivo, o

canal torna-se mais largo e a corrente entre o dreno e a fonte aumenta devido

à diminuição da resistência entre esses terminais [1,2].

2.6 Isolação das excitações da base e da porta

Para operar transistores MOSFET’s de potência como chaves, uma

apropriada tensão de porta tem de ser aplicada para excitá-los de modo que

saturem e tenham uma pequena queda de tensão quando estiverem

conduzindo.

A tensão de controle deve ser aplicada entre os terminais de porta e

fonte. Os inversores, assim como os circuitos conversores de potência em

18

geral, requerem múltiplos transistores e cada um deles deve ser excitado

individualmente.

A figura 2.17 mostra um inversor monofásico em ponte completa e o

circuito gerador dos pulsos de controle que são aplicados nas portas dos

MOSFET’s.

Figura 2.17 - Inversor monofásico em ponte e circuito gerador dos pulsos de controle

O inversor é alimentado pela tensão CC Vs com o terminal terra T

enquanto que o circuito gerador lógico está conectado ao terminal terra C. Os

pulsos gerados pelo circuito lógico devem ser aplicados entre os terminais de

porta e fonte dos MOSFET’s. Os MOSFET’s 2 e 4 estão com suas fontes

conectadas no mesmo referencial do gerador lógico, porém os MOSFET’s 1 e 3

não estão. Para esses pulsos poderem ser aplicados nestes dois transistores, é

necessário que haja uma isolação e uma interface entre o circuito lógico e os

transistores de potência [1]. Para isso existem duas maneiras de se isolar os

sinais de controle, que devem ser aplicados na porta, em relação ao terra, ou

utilizando transformadores de pulso ou optoacopladores.

Os optoacopladores são construídos em CI’s, o que os torna muito

menores que os transformadores de pulso, e alguns modelos tem capacidade

de operar em altas freqüências.

2.6.1 Optoacopladores

Os optoacopladores combinam um diodo emissor de luz infravermelha

(do inglês infra-red light-emitting diode – ILED) e um fototransistor de silício. O

19

sinal de entrada é aplicado ao ILED e a saída é obtida através do fototransistor.

A figura 2.18 expõe um exemplo de optoacoplador:

Figura 2.18 - Exemplo de um circuito optoacoplador

Como a transmissão do sinal é feita pelo ILED e pelo fototransistor, a

saída de um optoacoplador é isolada eletricamente da sua entrada.

2.7 Proteção de dispositivos e circuitos

Em circuitos de potência, como em conversores CC-CC e em inversores,

é normal ocorrerem tensões transitórias, que são causadas principalmente pelo

chaveamento em alta freqüência na presença de indutâncias [4]. Mesmo em

circuitos detalhadamente projetados, as condições de curto circuito podem

ocorrer, causando um fluxo excessivo de corrente através dos componentes.

A operação confiável de conversores requer a certeza de que todos os

tempos e condições do circuito não excedam às especificações de potência

dos dispositivos, necessitando de proteção contra sobretensões,

sobrecorrentes e sobre aquecimento.

2.7.1 Dissipadores

Devido às perdas de chaveamento e durante o período de condução, é

gerado calor dentro do dispositivo de potência [1]. Esse calor deve ser

transferido do dispositivo para manter a temperatura de operação deles dentro

de uma faixa especificada. Em um resfriamento médio, o calor tem de fluir do

dispositivo para o encapsulamento e depois do encapsulamento para um

dissipador de calor.

20

Uma ampla variedade de dissipadores de alumínio está disponível

comercialmente e eles utilizam paletas de resfriamento para aumentar a

capacidade de transferência do calor.

A área de contato entre o dispositivo e o dissipador é muito importante

para minimizar a resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador. As

superfícies devem ser chatas, lisas e livres de sujeira, corrosão e oxidações.

Normalmente são aplicadas pastas de silicone para melhorar a capacidade de

transferência de calor e para diminuir a formação de óxidos e corrosões.

2.7.2 O circuito de snubber

Os snubbers são implementados para amortecer as oscilações de alta

freqüência geradas durante os processos de comutação em circuitos de

potência, como em conversores CC-CC ou CC-CA. Essas oscilações são

geradas devido às indutâncias parasitas e às capacitâncias intrínsecas

existentes nos semicondutores e nas trilhas [4].

Na prática, os snubbers servem para evitar picos elevados de tensão,

que são causados pelas oscilações em alta freqüência, nos semicondutores,

evitando uma possível queima dos mesmos. Recomenda-se, portanto, o uso de

snubbers em todos os semicondutores em circuitos de potência [4].

Como os snubbers dissipam uma potência baixa e utilizam poucos

componentes com tamanho reduzido, sua implementação na placa de circuito

impresso não acarreta em grande ocupação de espaço, possibilitando sua

montagem ser bem próxima ao componente semicondutor.

Para dimensionar os componentes do snubber, primeiro determina-se a

potência (P) a ser dissipada no resistor. A partir deste valor e do valor máximo

de tensão aplicado sobre o MOSFET (Vmáx), é possível determinar o valor da

resistência do snubber (Rsnubber):

O dimensionamento do capacitor é feito considerando um fator de

descarga do capacitor de 90%:

21

Isolando C, encontra-se:

Onde:

;

R é o valor da resistência do snubber;

C é o valor da capacitância do snubber;

t é o tempo necessário para o capacitor descarregar até atingir

90% da carga inicial.

Com essas equações e com o tempo de carga e descarga do capacitor

sendo determinados em função da freqüência de operação do inversor, é

possível projetar o circuito de snubber, que está representado na figura 2.19.

Figura 2.19 - Circuito do snubber

2.8 Transformadores

Um transformador é formado por dois ou mais enrolamentos acoplados

por um fluxo magnético. Se um desses enrolamentos, o primário, é conectado

em uma fonte de tensão alternada, um fluxo alternado será produzido e sua

amplitude dependerá da tensão aplicada, da freqüência desta tensão e do

número de espiras. O fluxo mútuo também estará vinculado ao outro

enrolamento, o secundário, onde induzirá uma tensão cujo valor dependerá do

22

número de espiras no secundário, da magnitude do fluxo mútuo e da

freqüência [3].

A essência do funcionamento de um transformador requer apenas a

existência de um fluxo mútuo variante no tempo interligando dois enrolamentos.

Este processo poderia ocorrer através de um acoplamento através do ar, mas o

acoplamento entre os enrolamentos é mais efetivo usando um núcleo de ferro

ou outro material ferromagnético porque o fluxo fica confinado em uma

trajetória definida e com alta permeabilidade que conecta os dois

enrolamentos.

O núcleo de pequenos transformadores usados em circuitos de

comunicação com alta freqüência e baixo nível de energia é feito de

compressas de materiais ferromagnéticos, também conhecidos como ferrite.

Da condição sem carga, ou com o secundário aberto, figura 2.20, de um

transformador deduz-se a equação para a força eletro motriz induzida no

enrolamento primário. Nesta configuração, uma pequena corrente, chamada de

corrente de excitação, flui através do primário e estabelece um fluxo alternado

no circuito magnético, que, por sua vez, induz uma força eletro motriz e1 igual à

[3]:

Onde:

λ1 é o fluxo acoplado no enrolamento primário;

φ é o fluxo através do núcleo, que acopla ambos enrolamentos;

N1 é o número de espiras no enrolamento primário.

23

Figura 2.20 - Transformador com secundário aberto

Para a análise da condição com carga, figura 2.21, considera-se as

características de um transformador ideal. Em um transformador ideal as

resistências dos enrolamentos são desprezíveis, não há dispersão do fluxo, isto

é, todo fluxo está confinado no núcleo, não existem perdas de energia no

núcleo e a permeabilidade do núcleo é tão alta que uma mínima força magneto

motriz é necessária para estabelecer o fluxo [3].

Figura 2.21 - Transformador com carga no secundário

Considerando essas definições, pode-se afirmar que uma tensão

aplicada nos terminais de primário é igual à força eletro motriz induzida pelo

fluxo mútuo. Também pode ser dito que a tensão induzida no enrolamento

secundário é igual à tensão medida nos seus terminais.

Matematicamente, de [3]:

24

Das equações 2.16 e 2.17, é possível encontrar que:

Em um transformador ideal, pode-se afirmar que a potência instantânea

aplicada no primário é igual à potência instantânea de saída no secundário [3].

Assim:

Então, a tensão é transformada com uma proporção direta ao número de

espiras em seus enrolamentos, enquanto que a corrente é transformada com

uma proporção inversa ao número de espiras dos enrolamentos.

Transformadores também são usados para transferir impedâncias, assim

como tensão e corrente, de um enrolamento para o outro. A equação 2.21,

usada para referir impedâncias, mostra que elas são transformadas na

proporção do quadrado da relação do número de espiras.

25

3 Desenvolvimento prático

3.1 O sistema proposto

Para facilitar o entendimento do trabalho como um todo, ele foi dividido

em três partes, onde cada uma tem uma função diferente. O diagrama de

blocos abaixo mostra cada uma delas.

Figura 3.1 - Visão geral do circuito em diagrama de blocos

A primeira etapa consiste da modulação PWM senoidal do tipo bipolar.

Estão presentes aqui o circuito que gera a onda triangular e o circuito que faz a

comparação entre as ondas triangular e senoidal.

A segunda etapa funciona basicamente como uma interface entre o

circuito gerador dos pulsos PWM e o circuito de potência e será mais bem

detalhada, assim como as outras duas etapas, posteriormente.

A terceira e última etapa abrange o circuito de potência. Nela estão

incluídos o circuito do inversor e os seus circuitos auxiliares como filtro e

snubber.

3.2 1ª etapa – Circuito de controle

A etapa onde é implementada a modulação bipolar senoidal PWM

consiste de três circuitos distintos, que são o circuito gerador da onda

triangular, o circuito comparador PWM e um circuito de atraso que garante que

os pulsos complementares estejam atrasados o suficiente para não conduzirem

simultaneamente os dois MOSFET’s do mesmo braço.

Circuito de controle

Isolação dos pulsos PWM

Circuito de potência

26

Figura 3.2 - Diagrama de blocos do circuito de controle

3.2.1 O gerador de onda triangular

O circuito utilizado foi implementado utilizando o CI LM566, que é um

gerador de funções (onda quadrada e triangular), e seu esquemático está

exposto na figura 3.3.

Figura 3.3 - Esquemático do circuito gerador da onda triangular

Neste trabalho foi utilizada somente a onda triangular proveniente deste

circuito (porta quatro) e sua frequência foi estabelecida como 100 kHz, que é a

frequência de chaveamento definida para os MOSFET’s do inversor. Para obtê-

la, utiliza-se a relação abaixo [9]:

Onde:

V+ é tensão de alimentação do CI;

V5 é a tensão aplicada na porta cinco do CI;

Gerador da triangular

Comparador PWM

Circuito de atraso

MOD5

TRES6

TCAP7

SQWOUT3

TRWOUT4

U1

LM566C

V1

12Vdc

0

0

C147p

C22.2n

C35.6n

R1

22k

SET = 0.5

R2

10k

SET = 0.5

3

21

411

-

+

U2ATL074AC4

47u

R3

100k

0

TRIANG

OUTPAD

6V

27

R0 é o resistor de tempo (do inglês timing resistor), usado para

determinar a frequência das ondas;

C0 é o capacitor de tempo (do inglês timing capacitor), usado para

determinar a frequência das ondas;

Para obter a frequência de 100 kHz usou-se um trimpot de 10kΩ (R2)

para R0, possibilitando um ajuste de frequência conforme a variação da

resistência. Outro parâmetro de ajuste da frequência é V5 e para controlá-la

usou-se um divisor de tensão entre a alimentação e a porta cinco usando um

potenciômetro (R1).

Como será mostrado adiante, o CI utilizado como comparador é um

LM318, que deve ser alimentado preferencialmente por uma tensão simétrica

[11], ou seja, +Vcc e –Vcc. Neste trabalho o LM318 foi alimentado por uma

tensão assimétrica para reduzir o número de fontes utilizadas. Assim, na porta

destinada para +Vcc foi aplicada uma tensão de 12 V enquanto que a porta

-Vcc foi conectada no referencial terra (0 V).

Para simularmos uma configuração de simetria, na saída da onda

triangular, porta quatro, colocou-se um capacitor para filtrar o nível DC do sinal

gerado pelo LM566 e em seguida adicionou-se um nível DC de 6 V. Por fim, a

onda triangular já deslocada de 6 V foi aplicada em um seguidor de tensão e

sua saída conectada ao circuito comparador.

3.2.2 O comparador PWM

Para gerar o pulso PWM foi feita a comparação da onda triangular,

gerada no circuito com o CI LM566, com uma onda senoidal em 60 Hz de um

gerador de funções de bancada. A figura 3.4 mostra o esquemático do circuito

implementado para este fim.

Na entrada TRIANG é conectada a saída do circuito gerador da onda

triangular. O amplificador operacional U16B, um TL074, é utilizado para

condicionar a onda triangular de modo que possamos ajustá-la para obtenção

da melhor comparação com a onda senoidal. Para isso utilizam-se os

potenciômetros R35 e R34.

28

Figura 3.4 - Esquemático do comparador PWM

Através do potenciômetro R34 é possível ajustar o ganho do estágio

amplificador, variando os valores da tensão de pico a pico da onda triangular na

saída. O potenciômetro R35 ajusta o nível DC da triangular na saída ao variar

sua resistência entre a alimentação e a porta não inversora do amplificador

operacional.

A onda senoidal também é deslocada de 6 V para poder ser comparada

com a onda triangular e seus ajustes de amplitude e frequência são alterados

diretamente no gerador de funções.

Os amplificadores operacionais U17 e U18, ambos são LM318, são

responsáveis pela comparação entre as duas ondas, triangular e senoidal, que

gera o pulso PWM. Para gerar os pulsos complementares que serão aplicados

às chaves do inversor, cada LM318 faz uma comparação diferente. Enquanto

um recebe a triangular na sua porta inversora, o outro a recebe na sua porta

não-inversora. O mesmo procedimento se repete para a onda senoidal. Desta

forma, as duas saídas, PAD1 e PAD2, já estão defasadas de 180º uma em

relação à outra.

3

2 1

4

11 -

+

U16A TL074A

0

12V

TRIANG

INPAD

5

6 7

4

11 -

+

U16B TL074A

0

R10 10K

0

3

2 6

7 5

4 8 1

+

-

U17 LM318

3

2 6

7 5

4 8 1

+ -

U18 LM318

V6

FREQ = 60Hz VAMPL = VOFF =

0

R11 1k

R30 1k

R31 1k

R32 1k

R33

3.3k

R34 10k

12V R35 10k

12V

12V

0

0

0

C13 47u

6V

R36 100k

PAD1

OUTPAD

PAD2

OUTPAD

29

3.2.3 O circuito de atraso

Antes dos pulsos serem aplicados no drive e consequentemente nos

transistores do inversor, é necessário garantir que os dois MOSFET’s do

mesmo braço não conduzam simultaneamente, pois isso causaria um curto

circuito na fonte de alimentação do inversor, levando a uma sobrecorrente que

pode danificar os componentes do inversor, principalmente os MOSFET’s.

Para evitar este problema foi implementado um circuito lógico, que está

localizado entre a saída do comparador e o drive isolador de pulsos. Seu

esquemático é apresentado na figura 3.5.

Figura 3.5 - Circuito lógico de atraso

Para entender melhor o funcionamento deste circuito considera-se a

situação em que a entrada PAD1 receba um sinal de nível lógico baixo. Assim,

a saída da porta AND U15A (HEF4081B) também receberá nível lógico baixo, o

que, ao passar pela porta inversora, ativa a multiplicação da porta AND U15B

(HEF4081B). Percebe-se que a multiplicação em uma porta só é ativada

quando o pulso PWM aplicado à outra está em nível baixo, garantindo que os

pulsos complementares não estejam em nível lógico alto ao mesmo tempo, o

que teoricamente sanaria os problemas mencionados.

Porém, a resposta dos transistores MOSFET’s é mais lenta e mesmo

assim eles ainda podem conduzir simultaneamente. Para resolver isto, foi

1 2 U14A 4049

3 4 U14B 4049

R28 10k

1

2 3

U15A 4081

4

5 6

U15B 4081

R29 10k

C11

47p

C12

47p

0

0

PWM1

OUTPAD

PWM2

OUTPAD

PAD1

INPAD

PAD2

INPAD

30

colocado um circuito RC (capacitores C11 e C12, potenciômetros R28 e R29)

na saída das portas inversoras U14A e U14B (HEF4049B). A constante de

tempo no carregamento do capacitor varia conforme os valores de resistência e

capacitância utilizados. Usando um potenciômetro torna-se então possível

ajustar o atraso de um pulso com relação ao outro através da variação da

resistência e calibrar um melhor ponto para o funcionamento do inversor

quando a corrente fornecida pela fonte e exigida pelo mesmo seja a menor

possível.

Ao atender às condições impostas, as saídas PWM1 e PWM2, que são

complementares, podem ser aplicadas às entradas do drive isolador de pulsos

e suas saídas podem ser conectadas aos gates dos MOSFET’s do inversor.

3.3 2ª etapa – Isolação dos pulsos PWM

3.3.1 O drive isolador de pulso

Para o acionamento correto das chaves do inversor não se deve aplicar

diretamente os pulsos PWM nos gates dos MOSFET’s. É necessário fazer um

condicionamento desses pulsos antes de utilizá-los para adequar seu nível de

tensão de acordo com os limites aceitos pelas chaves do inversor.

O circuito utilizado para fazer este tratamento dos pulsos PWM utiliza

optoacopladores e será referenciado neste trabalho como drive isolador de

pulso. Seu esquemático encontra-se na figura 3.6.

Figura 3.6 - Esquemático do drive isolador de pulso

31

O circuito do drive isolador de pulso atua como uma interface entre o

circuito de potência e o circuito de controle. Além de fazer o tratamento do sinal

PWM para que ele possa ser aplicado com uma amplitude apropriada à

suportada pelos gates dos transistores, ele faz o isolamento dos pulsos para

que cada MOSFET do inversor tenha um referencial independente, permitindo

que eles sejam disparados individualmente.

3.3.2 O funcionamento do drive isolador de pulsos

O primeiro estágio deste circuito consiste de um acoplador óptico ou

optoacoplador, que neste caso foi escolhido o circuito integrado (CI) 6N137

devido à alta velocidade de resposta dos seus fotodiodos, o que evita a

deformação da onda de saída para altas freqüências de trabalho.

O 6N137 recebe o sinal proveniente da primeira etapa, circuito de

controle, em sua entrada (porta 2). Internamente o CI possui um diodo emissor

de luz (LED) e um fotodiodo [14]. O fotodiodo é sensível à luz, ou seja, quando

o LED está conduzindo ele emite uma luz que, detectada pelo fotodiodo o faz

conduzir também. Como o acionamento do fotodiodo é feito através da sua

sensibilidade à luz e não através de uma ligação elétrica e a alimentação do

6N137 é feita por uma fonte com referencial terra independente, pode-se

afirmar que sua saída está isolada eletricamente da sua entrada.

Outro ponto importante para o entendimento deste circuito são os

diodos zener. O diodo zener (Z5) conectado à porta 8 do 6N137 possui tensão

de polarização reversa de 5,1V e serve para limitar a tensão de alimentação do

CI neste valor, já que o mesmo não aceita valores superiores de tensão. Os

outros dois diodos zener, Z6 e Z7, conectados às portas 6 e 5 respectivamente,

alteram as tensões de referência da saída do opto acoplador. Analisando

internamente o CI 6N137, verifica-se que quando o transistor intrínseco ao CI

conduz, o pino de saída (pino 6) recebe a tensão de polarização reversa do

diodo zener Z7, que é de 3,6V. Quando este mesmo transistor não está

conduzindo, a tensão forçada na saída do CI é a soma das tensões de

polarização reversa dos diodos zener Z6 e Z7. Sendo o valor desta tensão para

Z6 de 6,8V, a amplitude na saída é de 10,4V (3,6V + 6,8V). Sem os diodos

zener, a tensão de saída variaria entre 0V e 5V, e, com eles, ela varia de 3,6V a

32

10,4V. Este incremento dos valores de saída ajuda na excitação do CI CD4049

[15, 16].

Dentro do opto acoplador, em série com o fotodiodo, existe uma porta

inversora que defasa o sinal de entrada em 180º. Por isso foi necessário

implementar um estágio inversor depois do optoacoplador. Assim, ao defasar

novamente a onda em 180º, ela voltará a ficar em fase com o pulso de entrada.

Este estágio inversor foi implementado utilizando o CI CD4049A (SMD) porque

ele possui em seu interior seis portas inversoras, e, ao conectá-las em paralelo,

a corrente que passa em cada inversora é reduzida.

O último estágio do drive isolador de pulso consiste de dois transistores

bipolares, um NPN e outro PNP, que estão conectados com seus emissores em

comum. O BC337 (NPN) tem seu coletor conectado à fonte de alimentação

(Vcc) enquanto que o BC327 (PNP) tem seu coletor conectado ao referencial

terra. Desta forma, quando o pulso PWM é aplicado na base destes

transistores, que também estão ligadas em comum, eles irão atuar como um

amplificador. Durante o ciclo ativo do pulso, o transistor NPN conduz enquanto

que o transistor PNP está aberto, fazendo com que a tensão de saída seja Vcc.

Durante o outro período do pulso, o transistor PNP conduz e o NPN abre,

jogando a tensão de referência na saída.

Para garantir que a parte negativa do pulso PWM na saída seja

interpretada como nível lógico baixo, foi colocado um capacitor em paralelo

com o diodo zener Z7, de 3,6V, e, este capacitor foi conectado ao pino negativo

da tensão de saída. Assim, quando o transistor PNP conduz e o pino positivo

da saída recebe o valor da tensão de referência (terra), a diferença de potencial

entre os terminais da saída será negativa, pois estaremos tomando a diferença

entre a tensão de referência e a tensão do capacitor, que está fixada em 3,6V.

Este artifício não influenciará o reconhecimento do nível lógico alto durante o

ciclo ativo do pulso, pois como o valor de Vcc é de aproximadamente 15V, a

diferença de potencial na saída será a subtração de 3,6V dos 15V, resultando

em um valor ainda suficientemente positivo.

A saída do drive isolador de pulso é conectada em uma das chaves do

inversor. Como o inversor possui quatro chaves, são necessários quatro

33

circuitos idênticos ao apresentado acima, um para acionar cada uma das

chaves do inversor.

3.3.3 Fontes Independentes

Para alimentar o circuito do drive isolador de pulsos se faz necessário o

uso de fontes independentes, pois cada drive deverá ter sua referência de terra

isolada da referência dos outros drives. Como serão utilizados quatro circuitos

de drive, um para cada chave do inversor, serão necessárias quatro fontes

isoladas, uma para cada drive isolador de pulso. A figura 3.7 mostra o

esquemático das quatro fontes.

É possível perceber, na figura 3.7, a presença de dois transformadores

com o primário em paralelo, sendo que cada um deles apresenta um

enrolamento primário e dois enrolamentos de secundário. Considerando uma

das principais características dos transformadores, que tem seus

enrolamentos isolados eletricamente, obtêm-se as quatro fontes isoladas a

partir dos quatro enrolamentos secundários.

3.3.4 O funcionamento das fontes independentes

O circuito da fonte é alimentado por uma tensão de 12 volts e em

paralelo com a tensão de entrada foi colocado um capacitor para mantê-la

constante, ou seja, para tentar minimizar as variações de tensão no

barramento. Esta tensão de 12 volts alimenta o amplificador operacional e os

transformadores, além de fornecer tensão para o divisor de tensão conectado

à porta três do amplificador operacional.

O amplificador operacional CA3140 gera a forma de onda que será

aplicada à porta do MOSFET IRF540 através da comparação de uma onda

triangular com um nível DC obtido através do divisor de tensão formado pelo

resistor R4 e o trimpot TRIMP1.

O MOSFET IRF540 é o responsável pela transferência de potência do

circuito. Como o nível DC está aplicado na porta não-inversora do amplificador

operacional e a onda triangular na porta inversora, temos que o ciclo ativo do

transistor ocorre quando, na comparação, o nível DC for maior que o nível de

tensão da onda triangular.

34

Figura 3.7 - Esquemático das quatro fontes independentes.

Em cada um dos secundários dos transformadores, é conectado um

capacitor em paralelo para manter o nível de tensão da fonte constante.

Também é conectado um diodo, entre o enrolamento secundário e o capacitor,

para determinar o sentido da transferência de energia, não permitindo, por

qualquer motivo, que a tensão do capacitor seja descarregada de volta no

enrolamento secundário do transformador.

Na situação de ciclo ativo do transistor, onde ele está conduzindo, uma

corrente flui da fonte de alimentação (12 volts) para o terra, passando pelo

enrolamento primário dos transformadores. Este caminho está representado

pela linha vermelha na figura 3.8.

A corrente percorre esse caminho devido ao diodo D1, que está

polarizado reversamente, obrigando a corrente a passar pelo enrolamento

primário dos transformadores. Desta forma, a tensão dos enrolamentos

primários assume o valor dos 12 volts da fonte e a corrente que circula no

primário provoca a indução de uma tensão nos secundários dos

transformadores, que polariza diretamente os diodos D2, D3, D4 e D5, que por

sua vez conduzem e carregam os capacitores C2, C4, C6 e C9. São estes

35

capacitores que suprem a potência da carga, ou neste caso, alimentam o

circuito drive isolador de pulso.

Figura 3.8 - Caminho da corrente durante o ciclo ativo do transistor

No caso de o nível DC ser menor que o nível de tensão da onda

triangular, o amplificador operacional aplica tensão zero em sua saída (porta

seis) e o transistor IRF540 entra em estado de corte, ou seja, ele não conduz.

Mesmo com o transistor cortado, a corrente de magnetização do núcleo ainda

precisa circular, e ela o faz através da roda livre, figura 3.9, formada pelo diodo

D1. Ao continuar circulando, esta corrente polariza reversamente Z1, de forma

que o sentido da tensão nos enrolamentos primários inverta e ela assuma o

valor de tensão dado pela expressão abaixo:

Onde:

Vprim é o valor da tensão nos enrolamentos primários;

VZ é o valor da tensão de polarização reversa do diodo zener Z1;

VD1 é o valor da tensão de polarização direta do diodo D1.

36

Pela equação 3.2, constata-se que o sentido da tensão sobre os

enrolamentos primários é o inverso do sentido da tensão durante o ciclo ativo

e tem valor aproximadamente igual ao do diodo zener Z1. Com esta tensão

com sentido contrário aplicada, a variação da corrente que flui pelos

enrolamentos primários também é negativa, causando assim a diminuição do

valor desta corrente até zero. Durante este período de corte do transistor, os

diodos nos secundários são polarizados reversamente e não conduzem.

É válido lembrar que durante o ciclo ativo do transistor ocorre a

magnetização do núcleo e durante o período de corte ocorre a

desmagnetização do núcleo. E, para que não ocorra a saturação do núcleo, a

energia de desmagnetização deve ser igual à energia acumulada durante a

magnetização. Assim, tem-se que:

Figura 3.9 - Caminho de roda livre

Sabe-se que a energia é a potência aplicada em um determinado

período de tempo e que a potência é dada pela multiplicação entre tensão e

corrente, tornando a equação 3.3 igual à:

37

Onde:

Vmag é a tensão de magnetização;

Imag é a corrente de magnetização;

tmag é o tempo de magnetização;

Vdmag é a tensão de desmagnetização;

Idmag é a corrente de desmagnetização;

tdmag é o tempo de desmagnetização.

Escrevendo a equação 3.3 em função das correntes e indutâncias de

magnetização e de desmagnetização, tem-se que:

Como as indutâncias para a magnetização e a desmagnetização são

iguais à indutância do primário dos transformadores, para a equação 3.5 ser

verdadeira as correntes de magnetização e desmagnetização também devem

ser iguais. Pode-se afirmar também que a corrente em um indutor não possui

descontinuidade [4]. Assim, considerando que a corrente de magnetização

seja igual à corrente de desmagnetização, a equação 3.4 se resume a:

Outro conceito conhecido, de [4], é que:

Substituindo tmag e tdmag na equação 3.6, obtém-se que:

E, por fim, ao isolar Dmax, percebe-se que o valor do ciclo ativo máximo

(razão cíclica máxima) depende dos valores das tensões de magnetização e

desmagnetização, ou seja, está ligado diretamente ao valor do diodo zener Z1,

38

pois a tensão de magnetização será sempre constante e com valor de 12

volts.

Substituindo os valores utilizados neste projeto, que são de 12 V para

Vmag e 20 V para Vdmag (valor da tensão de polarização reversa do diodo zener

Z1), encontra-se que:

Para esses parâmetros de tensão, conclui-se que para haver a total

desmagnetização do núcleo o tempo do ciclo ativo do transistor deve ser no

máximo 62,5% do período.

3.3.5 Projeto do transformador da fonte de alimentação

O transformador utilizado na fonte possui um enrolamento primário e

dois enrolamentos secundários, como mostra a figura 3.10.

Figura 3.10 - Transformador com dois secundários

Este transformador foi projetado para alimentar o circuito do drive

isolador de pulso, sendo alimentado por uma fonte externa com 12 volts em

seu enrolamento primário. Levando em consideração as perdas existentes, os

enrolamentos secundários foram projetados para uma tensão de 15 volts. Com

essas informações, mais alguns dados sobre as condições de trabalho e os

39

parâmetros físicos do núcleo utilizado, é possível dimensionar este

transformador.

Dados necessários para o projeto:

Adotou-se fs = 20kHz e Dmáx = 0,45

O projeto foi feito baseando-se em um núcleo EE 25/10/5, que era o

disponível no momento. Este núcleo possui as seguintes características

construtivas [22] :

Ap = 0,48 cm4

Le = 4,28 cm ou 43 mm

Ae = 0,312 cm2 ou 31,00mm²

Al = 1300 nH/esp2

Onde:

Al é o fator de indutância do núcleo e geralmente é fornecido

pelos fabricantes;

Ae é a área efetiva do núcleo, ou seja, a área pela qual flui o

campo magnético;

Le é o caminho magnético efetivo do núcleo;

Ap é um fator físico do núcleo que é dado pela multiplicação da

área efetiva (Ae) com a área de janela (Aj), que é á área disponível para

os enrolamentos, ou seja, o espaço onde os fios são enrolados.

O dimensionamento do transformador:

Utilizando a fórmula abaixo, calcula-se a energia armazenada no núcleo,

de [4]:

40

Onde Bmáx deve ser um valor de densidade do campo magnético que

mantenha a permeabilidade constante em condições de variações de

temperatura e com campo magnético Hmáx aplicado.

Analisando a curva de histerese de um núcleo de ferrite, como a da

figura 3.11, e supondo que o núcleo sofrerá uma temperatura máxima de

100ºC, o Bmáx utilizável gira em torno de 250mT. Considerando um núcleo

com entreferro, este valor tende a ser um pouco mais alto devido à inclinação

da curva de magnetização. Conforme a literatura [4], um valor típico de Bmáx

que pode ser utilizado é de 300mT.

Figura 3.11 - Curva de histerese de um núcleo de ferrite

Desta forma, aplicando os valores na equação 3.12, encontra-se o valor

de Em:

41

Sabendo que a freqüência de trabalho é de 20kHz, sabe-se que o

período total de um ciclo é o inverso da frequencia de trabalho, ou seja:

Levando em consideração um Dmáx de 0,45:

O próximo passo é calcular a indutância de um enrolamento do

transformador. Parte-se do pressuposto de que a energia armazenada no

núcleo (Em) seja igual à energia armazenada pelo indutor, de [4]:

Sabe-se que:

Ou também que:

Substituindo a equação 3.15 na equação 3.13 e isolando a variável L,

encontra-se:

Onde:

V é o valor da tensão no enrolamento;

t é o tempo no qual o enrolamento estará submetido à

tensão V, ou seja, é o tempo tON.

Considerando que o enrolamento primário do transformador é

alimentado por uma tensão de 12 volts e que tON já foi determinado e vale

22,5 , tem-se:

42

Conhecendo o valor da indutância, é possível determinar o número de

espiras necessárias através da seguinte equação:

ou

(3.17)

Substituindo os valores de L e AL, encontra-se que:

Ou, segundo [4], também é possível determinar o valor de espiras do

enrolamento primário do transformador a partir da fórmula abaixo:

Para calcular o número de espiras do secundário, utiliza-se a relação de

tensão entre primário e secundário, já conhecida:

Como os dois secundários são idênticos, ambos possuem 36,25 espiras.

Para determinar o diâmetro do fio de cobre a ser utilizado, buscou-se

conhecer a grandeza do maior valor de corrente que circulará pelos

enrolamentos, e que neste caso será a corrente do primário. Assim, pela

equação 3.15:

Considerando que esta corrente não é elevada e não circulará

constantemente pelos enrolamentos, além do fato do núcleo usado ser

relativamente pequeno para o número de espiras a serem enroladas, adotou-se

um fio de cobre de bitola 23 AWG, que suporta correntes de até 0,73 A.

43

3.4 3ª etapa – Circuito de potência

3.4.1 O inversor

O inversor utilizado neste trabalho foi projetado para fornecer em sua

saída uma tensão CA senoidal de 110 V RMS com freqüência de 60 Hz e para

alimentar uma carga com potência máxima de 500 W. A tipologia utilizada foi a

do inversor em ponte completa, que possui quatro MOSFET’s dispostos em

dois braços, como mostra a figura 3.12. Os MOSFET’s utilizados são do tipo

IRF840, pois cada um suporta uma tensão de até 500 V e uma corrente de até

8 A [23].

Figura 3.12 - Esquemático do inversor

No esquemático apresentado já estão incluídos o filtro de saída e o

snubber, que são circuitos auxiliares ao inversor e que servem,

respectivamente, para filtrar as harmônicas de alta frequência geradas pelo

chaveamento dos MOSFET’s e para proteger os mesmos contra bruscas

variações de tensão e corrente que podem ser geradas pelas oscilações em

alta freqüência e podem levar os componentes à queima [1].

Nos conectores G1, G2, G3 e G4 são aplicados os pulsos PWM

provenientes das saídas do drive isolador de pulsos. Os conectores G2 e G4

recebem os pulsos complementares de G1 e G3.

Para alcançar uma saída alternada com tensão de 110 V RMS é preciso

alimentar o circuito com uma tensão contínua de aproximadamente 200 V. Este

44

valor foi encontrado considerando-se o valor de pico da tensão CA mais 30%

para compensar as perdas.

Onde:

é a tensão de alimentação do inversor;

A carga, que pode ser puramente resistiva ou indutiva, é conectada no

conector de saída. Para melhor demonstrar o comportamento do inversor, foi

feita uma simulação no ORCAD para uma carga RL e, foram encontradas as

formas de onda da corrente e tensão de saída assim como os pulsos PWM

aplicados na porta dos MOSFET’s. O esquemático usado está na figura 3.13.

Figura 3.13 - Esquemático do inversor para simulação

A seguir estão expostas as formas de onda obtidas nos gates dos

MOSFET’s M1 e M2, a corrente e a tensão de saída.

Destas três figuras (3.14, 3.15 e 3.16) é possível tirar algumas

conclusões. Primeiro, os pulsos em M1 e em M2 estão realmente defasados

V1 TD = 0 TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m

V1 = 0 TR = 0.49m V2 = 5

V2 FREQ = 60 VAMPL = 1.75 VOFF = 2.5

U1

LM318

V3 12

V5 200

0

M1 IRF840

M2

IRF840

R1 50

1

2 L1 50m

V4 TD = 0 TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m

V1 = 0 TR = 0.49m V2 = 5

V6 FREQ = 60 VAMPL = 1.75 VOFF = 2.5

U2

LM318

V7 12

V8 TD = 0 TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m

V1 = 0 TR = 0.49m V2 = 5

V9 FREQ = 60 VAMPL = 1.75 VOFF = 2.5

U3

LM318

V10 12

M3 IRF840

M4

IRF840

I

V11 TD = 0 TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m

V1 = 0 TR = 0.49m V2 = 5

V12 FREQ = 60 VAMPL = 1.75 VOFF = 2.5

U4

LM318

V13 12

45

em 180º, e segundo, que a tensão de saída é a diferença entre as formas de

onda dos pulsos M1 e M2.

Figura 3.14 - Pulso PWM em M2

Figura 3.15 - Pulso PWM em M1

Para entender o gráfico da corrente, figura 3.17, primeiro analisa-se o

comportamento de um indutor, já que a carga de saída é predominantemente

indutiva. Da equação da tensão de um indutor, sabe-se que quando uma

tensão positiva é aplicada entre seus terminais, a corrente apresenta uma

Time 0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms

V(M1:g,V2:-) 0V

4V

8V

12V


V(M3:g,M4:d) 0V

4V

8V

12V

46

derivada positiva. O raciocínio é semelhante para uma tensão negativa, onde a

derivada de corrente é negativa. Assim, como os MOSFET’s são chaveados a

100 kHz, as derivadas de corrente mudam de sentido com esta frequência e

formam uma onda senoidal de 60 Hz devido ao sinal modulante ser uma onda

senoidal em 60 Hz.

Figura 3.16 - Forma de onda da tensão de saída

Figura 3.17 - Forma de onda da corrente na saída do inversor


I(R1) -4.0A

-2.0A

0A

2.0A

4.0A


V(R1:1,L1:1) -400V

-200V

0V

200V

400V

47

A partir desta simulação é possível, através de uma comparação, saber

o quão próximo do esperado foram os resultados práticos obtidos.

3.4.2 O snubber

O circuito do snubber consiste de um diodo, um capacitor e um resistor

que são inseridos em paralelo com o MOSFET, como apresentado na figura

3.18. Basicamente, o circuito funciona da seguinte maneira, quando o MOSFET

S1 está aberto o capacitor C4 é carregado via diodo DR4 e quando ele está

conduzindo o capacitor descarrega via R12.

Figura 3.18 - O circuito do snubber

O circuito de snubber é o responsável por proteger o inversor de

variações instantâneas de tensão e corrente.

Projeto do circuito de snubber

Seguindo o procedimento visto na revisão bibliográfica, é possível

projetar os componentes do snubber.

1. Verifica-se a tensão máxima de operação do MOSFET

Deseja-se que a saída do inversor tenha amplitude máxima de 110 V

RMS. Assim, para atender este requisito, a tensão de alimentação do circuito

do inversor deve ser pelo menos:

Para garantir a amplitude da saída, coloca-se uma margem de

segurança de 30% devido às perdas no circuito de potência. Assim, a tensão

máxima aplicada sobre o MOSFET é:

48

2. Dimensiona-se o resistor do snubber para dissipar 1W

Encontrado o valor máximo de tensão aplicada sobre o MOSFET e

sabida a potência dissipada pelo resistor, calcula-se o valor da resistência:

Ω

Conforme a disponibilidade dos valores comerciais de resistência

adotou-se um resistor de 47 Ω. Portanto,

Ω

3. Dimensiona-se o capacitor de modo que a tensão caia para 90% do seu

valor máximo

Adotou-se um fator de descarregamento de 90%, que equivale a uma

tensão de 90% de 202,8V aplicada no capacitor.

Sabe-se que a frequência de chaveamento dos MOSFET’s é de 100kHz

e, portanto, que um período vale 10us. Outra condição imposta é que a razão

cíclica (D) vale 0,5. Desta forma, o tempo de descarregamento do capacitor é

igual à 5us.

Aplicando os valores encontrados na fórmula de descarga do capacitor

(equação 2.14), encontra-se a capacitância.

3.4.3 O filtro de saída

A configuração de filtro passa-baixas utilizado apresenta dois indutores

em série com a carga, um capacitor em paralelo com a carga e quatro

capacitores que são vistos em paralelo pela carga. Devido aos valores

comerciais disponíveis, foram usados alguns capacitores em paralelo para

alcançar os valores projetados. A figura 3.19 já mostra o filtro com seus valores

de capacitor e indutor dimensionados conforme o projeto.

49

Figura 3.19 - Configuração do filtro

Projeto do filtro de saída do inversor

A placa de circuito impresso do filtro do inversor destina um espaço

limitado para os indutores. Devido a essas restrições, este projeto será feito

tomando o caminho reverso.

O ponto de partida é o tamanho máximo permitido para o núcleo do

indutor, que deve ser um núcleo do tipo EE 30/15/7. Este núcleo de ferrite

fornece os seguintes parâmetros de fabricação [24]:

Ap = 0,71 cm4;

Ae = 60 mm²;

Le = 67 mm;

Aplicando essas informações na equação 3.18 e isolando a variável

correspondente à energia, é possível encontrar qual é a máxima energia que

pode ser armazenada neste núcleo.

Para encontrar a energia isola-se a variável E:

50

De [4]:

Ku = 0,4;

Kj = 397;

Bmáx = 0,3.

Em posse do valor máximo de energia suportado pelo núcleo e se

utilizando das equações 3.19 e 3.20, determina-se o valor de cada um dos

indutores do filtro, ou seja, a indutância de um núcleo.

Por motivos de segurança, considera-se o valor de Ipico sendo 20% maior

do que o encontrado. Assim, Ipico = 7,71 A.

Isolando L:

Nesta próxima etapa determina-se o valor da capacitância do filtro

através da equação para a frequência de corte:

Na revisão de literatura foi visto que a frequência de corte do filtro deve

ser pelo menos uma década menor do que a frequência de trabalho das

chaves do inversor [5]. Neste trabalho, esta frequência é de 100kHz, e,

portanto, a máxima frequência de corte para o filtro deve ser 10kHz. Porém,

quanto menor a frequência de corte menor são as influências das harmônicas

de baixa freqüência sobre o sinal de saída. Mas, para se construir um filtro com

51

frequências de corte muito baixas necessita-se de componentes muito

robustos. Assim sendo, o meio termo encontrado foi para o uso de uma

frequência de corte de 5 kHz, onde os indutores e capacitores são viáveis.

Para encontrar o valor da capacitância, isola-se C na expressão 3.21:

Nesta equação, o valor de L é a soma das duas indutâncias presentes

no filtro, como demonstrado na revisão bibliográfica. A partir desta informação,

L = 59,12uH + 59,12uH ou L = 2 x 59,12uH.

Substituindo estes valores na equação 3.22:

Ressalta-se que este valor encontrado para C é o equivalente a quatro

capacitores vistos em paralelo pela carga, o que resultaria em quatro

capacitores de 2,1425uF. Para facilitar a implementação do filtro em termos de

valores comerciais, utilizou-se oito capacitores de 1uF, totalizando uma

capacitância equivalente de 8uF.

Projeto do indutor do filtro

O projeto dos indutores parte dos parâmetros do núcleo, já citados

anteriormente. O primeiro cálculo feito foi para encontrar o fator de indutância

(AL), equação 3.23, de [4]:

Conforme catálogo do fabricante [24], para obter este fator de indutância

com o núcleo 30/15/7 se faz necessário o uso de entreferro. Calcula-se, então,

o entreferro usando as equações 3.24 e 3.25:

52

Onde:

μ0 vale 4π10-7;

O valor encontrado para μe é substituído na equação 3.25:

O entreferro total deve ter 0,82mm, podendo ser feito em ambas as

extremidades do núcleo EE com metade deste valor, ou seja, 0,41mm. Para o

entreferro foram utilizadas folhas de papel. Mediu-se com um paquímetro a

espessura de uma folha e assim foi possível encontrar um número estimado de

folhas necessárias para completar a espessura do entreferro.

Seguindo com o projeto do indutor, calculou-se o número de espiras

para uma indutância de aproximadamente 59μH:

Para dimensionar o fio de cobre que será usado, primeiro calculou-se a

densidade de corrente (J) à qual o indutor é submetido:

Onde:

x é um parâmetro relacionado ao acréscimo de

temperatura, que foi considerado de 30ºC e fornece x=0,12.

53

A partir da densidade de corrente obtém-se qual a área de cobre (ACu)

necessária:

Onde:

Ief é obtido dividindo a potência na saída do inversor pelo

valor da tensão quadrática média aplicada (500W/110V = 4,54A).

O fio de cobre disponível para enrolar o indutor é o #23 AWG, que possui

uma área de cobre de 0,002582 cm² [4]. Para obter a área de cobre calculada

foram necessários aproximadamente 5 fios #23 AWG em paralelo, com mostra

a equação a seguir:

3.4.4 Dissipadores

Neste trabalho, o inversor está protegido de agitação térmica por

dissipadores de calor. Em circuitos que envolvem alta potência, normalmente

os dissipadores são cuidadosamente projetados. Porém, em circuitos com

potência mais baixa, como o deste trabalho, não se faz necessário fazer o

dimensionamento dos dissipadores. Assim, o dissipador usado para este

inversor foi escolhido entre os disponíveis em laboratório.

3.5 A montagem

Para realizar os testes e obter os resultados, todo o sistema foi montado

em bancada assim como mostra o diagrama da figura 3.20.

Figura 3.20 - Esquema da montagem em bancada

54

Com exceção do circuito de potência, todos os demais foram

alimentados por uma fonte regulada de tensão de 12 V. Em algumas etapas foi

preciso de uma fonte de 6 V, que foi obtida utilizando-se a própria alimentação

de 12 V e um circuito com o regulador de tensão TL431 [25].

Para a alimentação do inversor, utilizou-se de até três fontes simétricas

de 30 V em série, alcançando uma tensão máxima de 180 V. Uma alternativa

para atingir tensões altas sem a necessidade de se utilizar várias fontes em

série, seria o uso de um variac e de uma ponte de diodos retificadora. Porém, a

primeira opção foi escolhida, pelo menos na fase de testes, porque as fontes

simétricas possuem limitação de corrente.

No diagrama de blocos desenhado para representar a montagem em

bancada, os blocos retangulares representam circuitos ou funções que foram

implementadas, sendo que destas, apenas a parte de controle, que inclui a

geração das ondas triangulares e o comparador PWM, não foi desenvolvida em

protótipo. Ao contrário, os circuitos do drive isolador de pulso e do inversor

foram implementados em placas de circuito impresso.

Os blocos circulares representam tensões externas com função de

alimentação dos circuitos implementados e o bloco hexagonal significa que não

foi desenvolvido um circuito para desempenhar aquela função, sendo utilizado

um equipamento externo, como neste caso, um gerador de funções.

55

4 Resultados e análise

4.1 Protótipos

Nesta seção são apresentados os protótipos desenvolvidos para este

trabalho.

4.1.1 Drive isolador de pulsos

A figura 4.1 mostra o protótipo do drive isolador de pulsos, cujo projeto já

foi exposto neste trabalho.

Figura 4.1 - Protótipo do drive isolador de pulso

4.1.2 Inversor e filtro

O protótipo do inversor e do filtro, figura 4.2, utilizado neste trabalho é

proveniente de um modelo genérico de inversores de ponte completa projetado

pelo professor orientador. O que se fez foi dimensionar os componentes, tanto

do inversor quanto do filtro, conforme os parâmetros desta aplicação.

56

Figura 4.2 - Protótipo do inversor

4.2 Circuito de controle e drive isolador de pulso

4.2.1 Circuito de controle

Nesta seção são mostradas as formas de onda em pontos importantes

do circuito de controle.

A figura 4.3 mostra a onda triangular na saída do CI LM566, que foi

usado no circuito gerador da onda portadora. É possível observar que a

freqüência da triangular é de aproximadamente 100 kHz, frequência desejada

para a portadora.

Figura 4.3 - Triangular gerada pelo circuito utilizando o CI LM566

57

A onda triangular sofre algumas modificações antes de ser aplicada no

comparador PWM. Devido ao uso de um comparador com terra virtual, ela é

deslocada de aproximadamente 6 V, além de ser amplificada para um valor de

pico a pico de aproximadamente 5 V, como mostra a figura 4.4. Esta triangular

é comparada com uma onda senoidal de 60 Hz proveniente de um gerador de

funções, figura 4.5. Pode-se observar que a senoidal também foi deslocada em

aproximadamente 6 V para ficar no mesmo nível de tensão.

Os sinais PWM deslocados de 180º gerados pela comparação estão

expostos na figura 4.6. Ao diminuir a escala do tempo por divisão no

osciloscópio, percebe-se que ambos os pulsos, por um pequeno período, estão

em nível lógico alto simultaneamente, figura 4.7. Este fenômeno não é

desejado e para isso esses pulsos foram condicionados ao serem aplicados em

um circuito lógico que atrasa um pulso em relação ao outro, evitando que

ambos coincidam em valor lógico alto, o que causaria a condução de dois

MOSFET’s do mesmo braço do inversor. A figura 4.8 mostra os pulsos PWM

complementares com seus respectivos atrasos.

Figura 4.4 - Triangular na entrada do comparador PWM

58

Figura 4.5 - Onda senoidal utilizada na comparação PWM

Figura 4.6 - Pulsos complementares gerados pela comparação PWM

59

Figura 4.7 - Cruzamento dos pulsos PWM complementares

Figura 4.8 - Pulsos PWM complementares com atraso

4.2.2 Drive isolador de pulso

Os resultados aqui apresentados mostram algumas ondas referentes ao

funcionamento do circuito do drive isolador de pulso, como a razão cíclica do

pulso PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente, figura 4.9, e a

forma de onda entre os terminais do transformador, figura 4.10.

60

Figura 4.9 - PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente

Observa-se que a razão cíclica deste pulso é menor que 0,625, condição

necessária para o transformador não saturar e que foi demonstrada na seção

3.3.4. Na imagem seguinte, figura 4.10, percebe-se que durante o período ativo

do MOSFET o transformador tem os 12V da alimentação em seus terminais, e,

quando o MOSFET não está conduzindo, o núcleo é desmagnetizado sob a

tensão igual à do diodo zener, que é aproximadamente 20 V. Para esta

medição a ponteira do osciloscópio estava multiplicada por 10.

Figura 4.10 - Tensão entre os terminais do transformador da fonte independente

Os pulsos apresentados na figura 4.8 são os pulsos de saída do circuito

de controle, que são os mesmos aplicados na entrada do drive isolador de

61

pulso. Na saída do drive são obtidos os pulsos que são aplicados no inversor,

figura 4.11.

Figura 4.11 - Pulsos PWM obtidos na saída do drive isolador de pulso

4.3 Circuito do inversor

Para iniciar os testes com o inversor, foram fixados os valores da

frequência modulante em 60 Hz, da frequência da portadora em 100 kHz, da

carga em 1 kΩ e da amplitude da portadora em 5 V.

Alimentou-se o inversor com 30 V e variou-se a amplitude da modulante

de modo que a forma de onda da tensão de saída estivesse no limiar de

saturação, obtendo a maior amplitude possível sem distorção.

62

Figura 4.12 - Forma da tensão de saída saturada

A figura 4.12 mostra um exemplo onde a tensão de saída está saturada

devido à amplitude da onda senoidal ter ultrapassado os limites de amplitude

da onda triangular, prejudicando a comparação e consequentemente a

modulação por largura de pulso, o que interfere na forma do sinal de saída. A

fim de evitar este problema, ajustou-se a amplitude da onda senoidal para que

a saída não apresentasse distorção, como o exemplo visualizado na figura

4.13.

Figura 4.13 - Saída do inversor sem distorção para Vin = 30 V

63

Com a amplitude da modulante ajustada, variou-se o valor da tensão de

alimentação do inversor (Vin) e monitorou-se as correntes de entrada e de

saída assim como a tensão de saída. Os valores anotados estão na tabela 4.1.

Tabela 4.1 - Variação de Vin (R=1k, fm=60Hz, fp=100kHz)

Vin [V] Vout [VRMS] Iin [mA] Iout [mA]

30 15,4 20 19

60 30,3 30 34

90 50,8 60 51

120 69,7 80 65

180 97,0 130 104

204 110,0 160 118

A seguir são apresentados os gráficos da tensão de saída capturadas do

osciloscópio via comunicação serial e por meio de um software de captura de

tela.

Figura 4.14 - Tensão de saída para Vin = 60 V

64



65


Figura 4.18 - Tensão de saída com Vin = 204 V

Na sequência, buscou-se avaliar o comportamento do inversor para uma

variação de carga resistiva. Para isso ajustou-se o inversor com uma tensão de

saída em 110 V eficaz, sinal da portadora como sendo sinal triangular de 5 V

de pico a pico e freqüência de 100kHz. Ajustou-se a modulante a fim de se

obter o maior valor de amplitude sem distorção para a tensão de saída. A carga

utilizada foi um reostato de 1kΩ com máxima potencia de 1kW. Alimentou-se o

reostato com o inversor e monitorou-se as correntes de entrada e saída

66

conforme a carga era variada. Os resultados podem ser verificados na tabela

4.2.

Tabela 4.2 - Variação da carga resistiva (Vout-rms=110V, fm=60Hz, fp=100kHz)

R [Ω] Iin [mA] Iout [mA]

1000 190 117

800 210 145

600 230 191

400 280 279

200 400 504

100 600 872

Para analisar o comportamento do inversor com uma carga indutiva,

aplicou-se em sua saída um motor de indução monofásico com as seguintes

características:

Fabricante: Promeco;

Rotação: 15000 RPM;

Tensão de alimentação: 110 V;

Potência: 150 W;

Corrente: 1,4 A;

Para este teste com carga indutiva, a freqüência da modulante foi

mantida em 60 Hz, a freqüência da portadora em 100 kHz e a tensão de

alimentação do inversor foi variada até a saída alcançar o valor da tensão

nominal do motor. Monitorou-se as correntes de entrada e de saída e os

resultados obtidos se encontram na tabela 4.3.

Tabela 4.3 - Carga indutiva (fm=60Hz, fp=100kHz)

Vin [V] Vout-rms[V] Iin [mA] Iout [mA]

60 34,5 150 436

90 50,0 240 469

120 66,0 330 490

180 100 400 555

195 110 440 590

67

Testado o comportamento do inversor com cargas de comportamento

resistivo e indutivo e trabalhando em diferentes valores de tensão e corrente,

foram realizados testes para avaliar a influência da modulação na resposta do

inversor.

Primeiro, manteve-se a frequência da onda senoidal, a modulante, em

60 Hz e diminui-se a frequência da onda portadora, a triangular, visando

verificar o comportamento da saída para diferentes índices de modulação.

Como o objetivo deste teste é compreender o efeito da modulação sobre o

inversor, manteve-se a tensão de alimentação em um valor intermediário, neste

caso, 60 V. A tabela 4.4 apresenta os resultados encontrados.

Tabela 4.4 - Variação de fp (Vin=60V, fm=60Hz, R=1kΩ)

fp [Hz] Iin [mA] Iout [mA]

100k 30 34

50k 70 43

30k 160 60

As imagens a seguir, capturadas do osciloscópio, mostram a resposta do

inversor para cada uma das condições da tabela 4.4, possibilitando uma melhor

visualização dos efeitos causados pela variação da freqüência da portadora.

Figura 4.19 - Tensão de saída para fp = 100 kHz

68



Entende-se que ao diminuir a frequência da portadora, a forma de onda

da tensão de saída do inversor sofre uma distorção, que aumenta conforme a

diminuição da frequência da portadora. Porém, devido à baixa frequência da

modulante não foi possível observar, com o osciloscópio, o comportamento da

distorção, que está em uma freqüência muito superior. Para facilitar a

69

visualização, estes testes foram repetidos para uma modulante com frequência

de 1 kHz.

Tabela 4.5 - Variação de fp (Vin=60V, fm=1kHz, R=1kΩ)

fp [Hz] Iin [mA] Iout [mA]

100k 90 40

50k 100 48

30k 200 70

25k 250 70

20k 370 88

15k 850 124

Os dados obtidos neste novo teste são exibidos na tabela 4.5, enquanto

que as figuras correspondentes a cada uma das condições impostas estão logo

abaixo.

Figura 4.22 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 100 kHz

70



71



72


Observando as imagens anteriores é possível perceber que para uma

portadora com freqüência menor que 50 kHz começam a surgir algumas

distorções na forma de onda da tensão de saída. Na freqüência de 50 kHz essa

distorção ainda é muito pequena e quase imperceptível, mas conforme esses

valores são diminuídos a distorção aumenta.

Uma análise quantitativa foi feita analisando-se a relação entre o índice

de modulação e a distorção observada nas figuras.

Para fm = 1 kHz e fp = 100 kHz:





73


Através da análise dos cálculos apresentados, confirma-se que quanto

menor o índice de modulação maior é a distorção sofrida pela tensão de saída.

Isto ocorre porque um índice de modulação baixo significa uma pequena

quantidade de amostras dentro de um período do sinal modulante e, quanto

menor a quantidade de amostras, menor é a precisão da modulação do sinal

de entrada. Outro efeito observado, desta vez pelos dados da tabela 4.5, é que

há um aumento significativo da corrente de entrada quando ocorrem

diminuições do índice de modulação, o que causa maiores perdas de energia

no inversor.

Para concluir sobre a importância da escolha de uma técnica de

modulação senoidal PWM adequada para as aplicações em inversores, foi feita

uma análise comparativa da técnica de modulação senoidal bipolar PWM

desenvolvida neste trabalho com a técnica de modulação senoidal unipolar

PWM, desenvolvida em [26].

A principal vantagem apresentada pela técnica bipolar é que seu circuito

possui um pequeno número de componentes, tornando sua implementação e

manutenção menos complexas e, consequentemente, seu custo mais baixo.

A desvantagem mais evidente, da modulação senoidal bipolar PWM em

relação à modulação senoidal unipolar PWM, é a maior quantidade de

distorção presente no sinal de saída. Esta distorção é mais discrepante para

valores menores do índice de modulação, não sendo muito perceptível uma

diferença entre as duas técnicas para índices de modulação elevados.

Esta desvantagem se justifica pelo fato de que na modulação bipolar a

carga está sujeita a uma tensão diferencial que varia de –Vcc a +Vcc, o que

acarreta em um alto valor de conteúdo harmônico.

74

Como visto na revisão bibliográfica, para a técnica bipolar a frequência

de chaveamento dos MOSFET’s do inversor é a mesma frequência da onda

portadora usada na modulação, enquanto que na técnica unipolar a frequência

de chaveamento é duas vezes maior que a frequência da portadora [26]. Então,

para se ter um bom grau de comparação do comportamento dessas técnicas

conforme a variação da frequência de portadora, foram comparados os sinais

de saída do inversor com a frequência de portadora utilizada para a técnica

unipolar sendo metade da utilizada na técnica bipolar. As figuras 4.28 e 4.29

mostram as tensões obtidas em cada um dos braços do inversor com a técnica

bipolar e unipolar, respectivamente.

Percebe-se das figuras 4.28 e 4.29 que os pulsos obtidos com a técnica

bipolar são complementares e com mesma frequência, resultando em um pulso

na saída diferencial do inversor com frequência igual à das obtidas em cada um

dos braços. Já ao utilizar a modulação unipolar os pulsos obtidos em cada um

dos braços além de serem complementares estão defasados de 180 graus

entre si, fazendo com que a frequência do pulso da saída diferencial seja

dobrada.

Figura 4.28 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação bipolar

75

Figura 4.29 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação unipolar

Para exemplificar a diferença de susceptibilidade à distorção entre essas

duas técnicas, são expostas algumas figuras da tensão de saída do inversor,

uma de cada técnica alternadamente, onde o inversor está sujeito às mesmas

condições de alimentação e frequência de chaveamento.

Figura 4.30 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=50kHz)

76

Figura 4.31 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=100kHz)


77



78


Mesmo trabalhando com um índice de modulação maior que o

compatível da modulação senoidal unipolar PWM, porém com mesma

frequência de chaveamento, é evidente a maior presença de distorção nas

formas de onda da tensão de saída do inversor quando se aplica a modulação

senoidal bipolar PWM.

79

5 Conclusões

Com base nos resultados obtidos neste trabalho concluiu-se que é

possível diminuir as perdas por distorção em inversores apenas ajustando a

técnica de modulação senoidal PWM. No caso da técnica de modulação

senoidal bipolar PWM, constatou-se que a eficiência do inversor cai

bruscamente conforme se diminui o índice de modulação. Portanto, esta

técnica apresenta um melhor desempenho quando a onda portadora tem uma

frequência muito superior à frequência da modulante, o que restringe sua

aplicação eficiente a circuitos que suportem trabalhar com altas frequências.

Comparando esses resultados com os obtidos em [26], percebe-se que

a modulação senoidal bipolar PWM causa mais distorções que a modulação

senoidal unipolar PWM, considerando parâmetros de trabalho idênticos nos

dois casos. Assim, apesar das desvantagens de implementação, é possível

afirmar que é mais vantajoso utilizar a técnica unipolar em aplicações que não

exigem um alto índice de modulação do pulso PWM.

O trabalho foi concluído satisfatoriamente porque o sistema proposto

inicialmente foi implementado com sucesso e através dele os conceitos da

teoria de modulação por largura de pulso em estudo foram validados. Além

disso, o desenvolvimento deste projeto proporcionou o aprendizado em

algumas áreas técnicas, como em projetos de layout de placa e na montagem

de protótipos.

Como sugestão para trabalhos posteriores que venham a

trabalhar com modulação PWM, deixa-se a experiência da dificuldade

encontrada na implementação do circuito de controle em protoboard devido às

altas frequências envolvidas. Seria melhor desenvolver um protótipo para este

circuito depois de ajustado o controle, o que facilitaria na sua manutenção e na

realização de testes aplicados, como por exemplo, em inversores.

80

6 Referências bibliográficas

[1] RASHID, Muhammad H.. Eletrônica de Potência : Circuitos, dispositivos e

aplicações. 2. Ed. São Paulo: MAKRON Books, 1999.

[2] SEDRA, A; SMITH, K. C.. Microeletronics Circuits. 4. Ed. Nova Iorque:

Oxford University Press, 2004.

[3] FITZGERALD, A. E.; KINGSLEY, Charles; UMANS, Stephen D.. Electric

Machinery. 6. Ed. Nova Iorque: McGraw-Hill, 2003.

[4] TREVISO, Carlos H. G.. Apostila de eletrônica de potência. 2006.

[5] CANÔNICO, Rodolfo Barreto. Amplificador de áudio tipo classe D,

reposta em frequência 20 Hz a 20 kHz, alta fidelidade e modulação

multiplexada. 2011. 118 f. Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) –

Universidade Estadual de Londrina, Londrina.

[6] OPPENHEIM, Alan V.; WILLSKY, Alan S.; NAWAB, S. Hamid. Signals and

Systems. 2. Ed. Nova Jersey: Prentice-Hall, 1997.

[7] MALVINO, Albert Paul. Eletrônica. 4. Ed. São Paulo: MAKRON Books,

1997. V. 2.

[8] EDMINISTER, Joseph A.; NAHVI, Mahmood. Circuitos elétricos. 4. Ed.

São Paulo: BOOKMAN, 2003.

[9] National Semiconductor. LM566C Datasheet. 1995.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheets/166/53609_DS.pdf (acessado em

23/10/11)

[10] Texas Instruments. TL074 Datasheet. 1996.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/texasinstruments/tl074.pdf

(acessado em 23/10/11)

[11] National Semiconductor. LM318 Datasheet. 1994.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/nationalsemiconductor/DS007766.P

DF (acessado em 23/10/11)

81

[12] Philips Semiconductors. HEF4081B Datasheet. 1995.

http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-

pdf/view/17734/PHILIPS/HEF4081B.html (acessado em 23/10/11)

[13] Philips Semiconductors. HEF4049B Datasheet. 1995.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/philips/HEF4049BF.pdf (acessado

em 23/10/11)

[14] Fairchild Semiconductor. 6N137 Datasheet. 2001.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/6N137.pdf (acessado em

23/10/11)

[15] BORSATO, Luiz Fernando Furlan. Controle do circuito de potência do

módulo de posicionamento de painel solar de baixo custo para uso

residencial. 2009. 50 f. Trabalho de conclusão de curso (Graduação em

Engenharia Elétrica) – Universidade Estadual de Londrina, Londrina.

[16] GUTANSKIS, José Augusto Machado. Estrutura mecânica e circuito de

potência do módulo de posicionamento de painel solar de baixo custo

para uso residencial. 2010. 52 f. Trabalho de conclusão de curso (Graduação

em Engenharia Elétrica) – Universidade Estadual de Londrina, Londrina.

[17] National Semiconductor. CD4049A Datasheet. 1988.

http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/8178/NSC/CD4049.html

(acessado em 23/10/11)

[18] Fairchild Semiconductor. BC327 Datasheet. 2002.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/BC327.pdf (acessado em

23/10/11)

[19] Fairchild Semiconductor. BC337 Datasheet. 2002.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/BC337.pdf (acessado em

23/10/11)

[20] Intersil Americas. CA3140 Datasheet. 2002.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/intersil/fn957.pdf (acessado em

23/10/11)

82

[21] Fairchild Semiconductor. IRF540N Datasheet. 2002.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF540N.pdf (acessado em

23/10/11)

[22] Thornton Eletrônica. NEE 25/10/5 Datasheet.

http://www.thornton.com.br/produtos/nee.htm (acessado em 23/10/11)

[23] Fairchild Semiconductor. IRF840 Datasheet. 2002.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF840.pdf (acessado em

23/10/11)

[24] Thornton Eletrônica. NEE 35/15/7 Data sheet.

http://www.thornton.com.br/produtos/nee.htm (acessado em 23/10/11)

[25] Fairchild Semiconductor. TL431 Datasheet. 2003.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheets/90/321931_DS.pdf (acessado em

23/10/11)

[26] ROSSI, Cristiano. Inversor de freqüência Modulação senoidal PWM

unipolar. 2011. 69 f. Trabalho de conclusão de curso (Graduação em

Engenharia Elétrica) – Universidade Estadual de Londrina, Londrina.

83

7 Apêndice

7.1 Projeto da placa de circuito impresso do drive isolador de pulso

Como o circuito da fonte é responsável somente pela alimentação do

drive isolador de pulso, os dois circuitos foram projetados para ficarem no

mesmo protótipo. O apêndice 7.2 mostra o esquemático equivalente utilizado

no desenvolvimento do layout da placa de circuito impresso.

Para efeitos de projeto, buscou-se reduzir ao máximo o tamanho da

placa. Considerando essas restrições físicas, de início já era sabido que esta

seria uma placa dupla face, ou seja, com trilhas em ambas as faces da placa.

O primeiro passo realizado, visando economizar espaço, foi o de

distribuir os componentes em uma prancha de isopor, estudando as

alternativas de layout mais adequadas. Esta distribuição foi feita levando em

consideração as conexões do esquemático, de modo que os componentes

que estão conectados entre si ficassem o mais próximo possível. Esse

planejamento é importante porque facilita a etapa de route das trilhas.

Esta etapa de montagem do circuito na prancha de isopor foi uma das

mais trabalhosas, pois vários fatores precisam ser considerados, como, em

qual lado será a entrada e em qual será a saída dos sinais, qual a melhor

posição para os transformadores de forma que não ocupem tanto espaço,

como distribuir componentes DIP e SMD de maneira que a placa tenha uma

configuração simétrica.

Depois de algumas tentativas, chegou-se a uma configuração aceitável

para a placa. A etapa seguinte foi digitalizar esta configuração, obtida pela

distribuição dos componentes na prancha de isopor, através de um software

do tipo CAD elétrico. Neste projeto foi utilizado o P-CAD 2006.

Devido à baixa variedade de bibliotecas que o P-CAD proporciona, foi

necessário desenvolver o modelo de alguns componentes que não estavam

disponíveis pelo programa. Em posse de todos os modelos que faltavam, foi

possível transferir a configuração de placa para o computador.

84

Apesar de já ter a distribuição dos componentes digitalizada, antes de

routear a placa foi necessário verificar se a resolução visualizada em tela era

compatível com a dimensão real dos componentes. Portanto, imprimiu-se o

arquivo PCB, ainda sem as trilhas, para realizar outro teste na prancha de

isopor. Percebeu-se, em vários momentos, que na prática, os componentes

não se encaixavam com facilidade. Assim, foi necessário ajustar a distribuição

dos componentes no P-CAD e testá-la novamente no isopor por várias vezes,

até que não houvesse mais problemas.

Depois de finalizada esta parte de ajustes do layout da placa, iniciou-se

o routeamento da placa. Routear a placa significa conectar os componentes,

assim como estão conectados no esquemático, através de trilhas de

cobre/estanho sobre as faces da placa. Esta etapa também foi feita com o P-

CAD 2006. Como o circuito foi projetado para ser o mais compacto possível, o

trabalho de routear se tornou ainda mais complexo.

Como esta foi a primeira experiência em um projeto do layout de uma

placa, foram necessárias várias tentativas de ligação das trilhas até ser

atingido um bom nível. Na primeira tentativa de placa, o circuito funcionou

perfeitamente, mas antes disso, ocorreram muitos erros devido às dificuldades

encontradas com soldas mal feitas e trilhas rompidas. Para resolver estes

problemas, analisaram-se cada uma das dificuldades encontradas no

processo de montagem da placa e refez-se o projeto buscando saná-las.

As dificuldades encontradas nesta primeira tentativa foram

principalmente com relação às soldas, pois alguns componentes que ocupam

uma grande área na parte de cima da placa, como capacitores,

transformadores e circuitos integrados tipo DIP, tinham trilhas chegando aos

seus terminais tanto por cima (top layer) quanto por baixo (bottom layer). Para

evitar esse problema, o novo projeto foi feito com o objetivo de que os

componentes com essas características recebessem as trilhas somente por

um lado da placa, de preferência pelo de baixo (bottom layer), o que facilitaria

muito na hora da montagem prática.

85

Com o novo projeto pronto, percebeu-se que sua montagem ficou mais

fácil e que os problemas encontrados anteriormente não voltaram a aparecer,

deixando todo o processo mais prático e eficiente.

Antes de a placa ser confeccionada, foi feita uma padronização visando

facilitar a identificação dos componentes tanto no momento de soldar como no

de fazer testes. Para isso, todos os componentes com posicionamento

horizontal ou vertical foram nomeados de modo que a escrita de suas

referências ficasse no mesmo sentido de leitura. Outro ponto importante de ser

ressaltado, é que os componentes possuem o mesmo nome tanto no

esquemático como no arquivo PCB, facilitando também o trabalho de

soldagem.

As figuras abaixo mostram alguns pontos do processo do projeto desta

placa. A figura 7.1 é o arquivo PCB final, já as figuras 7.2 e 7.3 mostram

separadamente os layers TOP e BOTTOM. Essas mesmas imagens foram as

usadas para impressão em fotolito, que depois foi utilizado para confecção da

placa de circuito impresso.

Figura 7.1 - Arquivo PCB do circuito de drive

86

Figura 7.2 - Top layer

Figura 7.3 - Bottom layer

87

7.2 Esquemático do circuito do drive isolador de pulso

88

7.3 Esquemático do circuito completo

MOD 5 TRE

S 6 TCA

P 7 SQWOU

T 3 TRWOUT 4 U1

LM566C

V

1 12Vd

c 0

0

C1 47

p C2 2.2n

C3 5.6

n

R1 22k SET =

0.5

3 2 1 4

11 - + U5A

TL074A

R2 10k SET = 0.5

0

12V

3 2 1 4

11 - + U2A

TL074

A C4 47

u

R3 100

k

1 2 U6A 404

9 3 4 U6B 404

9 R26 10k

1 2 3

U7A 408

1

0

4 5 6

U7B 408

1

5 6 7 4

11 - + U2

B TL074A

R27 10k 0

R4 10K

0

3 2 6 7 5

4 8 1 + -

U3 LM31

8

V

7 202.8Vdc

S

1 IRF840

D7 IRF840

S

2 IRF840

D8 IRF840

R

s 1k

1 2 G1

1 2 G4

1 2 G

2

1 2 G

3

3 2 6 7 5

4 8 1 + -

U4 LM31

8

R6

2 10

R

R63 10R

R64 10R

R65 10R

R66 1k

R67 1k R6

8 1k

R6

9 1k

C23 22n C24

22

n

C25 22

n C26 22n R7

0 47k

R7

1 47k R7

2 47k

R7

3 47k

DR4 UF400

7 DR3 UF400

7

DR2 UF400

7 DR1 UF400

7

V

4 FREQ =

60Hz VAMPL = VOFF = 0

C27 1u

C28 1u

C2

9 1u

C3

0 1u

C31 1u

C32 1u

C3

3 1u C34 1u

C3

5 1u C36

1u

1 2 L2 59

u 1 2 L1 59

u 1 2 SAÍD

A

R5 1k

R6 1k

R7 1k

R8 1k

R2

3 3.3

k R2

4 10k

R37 47

0

3 2 6 7 5

4 8 1 - + A

O CA314

0

1 2 G1

R38 10K 1 2 TRIANG

0

R39 10K

R4

0 10K TRIMP

1 20K 0

1 2 12V 0

8 7

5 3 2

6 OPTO1 6N137

12V

0

C1

4 470

u

0

Z

4 1N4729 R4

1 1k 0

MOS IRF540

GND_

1 R4

2 10

R4

3 47

0 1 2 G3

0

8 7

5 3 2

6 OPTO2 6N137

0 Z

7 1N472

9 GND_

2

C1

5 47

u Z5

1N4733 Z6 1N4736

2 6 9 7 10 4

TRAFO

1

R4

4 1K

R4

5 47

0 V2 INPAD 3 2 INV2

A CD4049

A

D2

5 4 7 6 9 10

11 12 14 15

1 2

Z

1 1N4747 C1

6 47

u

R46 1

K GND_

2

T

3 BC337 T

4 BC327

V2 INPAD

D1 UF4007

GND_

2

R4

7 15 C6 47

p

Z

3 1N4733 D3

6

V UF4007

UF400

7 Z

2 1N473

6

C7 47

p

C17 470

u

D4

R48 47

0 1 2 G2

R4

9 1K

0

8 7

5 3 2

6 OPTO3 6N13

7 0

Z1

0 1N4729 GND_

3

C18 47

u

Z8 1N473

3 Z

9 1N473

6

R50 1K

0

R51 47

0 V

3 INPAD 3 2 INV3

A CD4049

A 5 4

C19 470

u

R5

2 47

0

7 6 9 10

11 12

R25 10k

14 15

12V

R5

3 1K

GND_

3

T

5 BC337

12V

T

6 BC327

V

3 INPAD

GND_

3

R5

4 15

V

1 INPAD

GND_

1

D5

GND_

2

V

1 OUTPAD V

2 OUTPAD

2 6 9 7 10 4

TRAFO

2

3 2 INV1

A CD4049

A 5 4

UF400

7

7 6

C2

0 470

u

9 10 11 12 14 15

GND_

3 UF4007

C2

1 470

u

R55 47

0 1 2 G4

8 7

5 3 2

6 OPTO4 6N13

7 0

0

Z1

3 1N472

9 GND_

4

C2

2 47

u

0

Z11 1N473

3 Z1

2 1N473

6

R5

6 1K

R5

7 47

0 V

4 INPAD 3 2 INV4

A CD4049

A

GND_

4

0

5 4 7 6 9 10

11 12 14 15

R5

8 1K

T

7 BC337

GND_

4 T

8 BC327

V

3 OUTPAD

V

4 INPAD

GND_

4

R59 15

V

4 OUTPAD

R6

0 1K

GND_

1

T

1 BC337

1 2

J1 JUMPE

R

T

2 BC327

V

1 INPAD

1 2

J2 JUMPER

GND_

1

C5 47

u

R61 15

TRIANG OUTPAD

6V R9 100

k

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Modulação Senoidal Bipolar PWM Aplicada em Inversores de