Reporte Del Filtro Digital

7/31/2019 Reporte Del Filtro Digital

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FILTROS DIGITALES

: Proceso computacional que genera una secuencia discreta a partir de otra, segn una reglapreestablecida

o En funcin de la forma del mdulo de la respuesta en frecuencias

o En funcin del procedimiento de realizacino En funcin de la longitud de la respuesta impulsional

o En funcin de la caracterstica de fase.

Proceso por el cual dado un filtro digital Respuesta en Frecuencias

En el diseo de filtros selectivos en frecuencia. Las caractersticas deseadas del filtro se especifican en el dominio dela frecuencia en funcin de la respuesta del filtro en magnitud y fase. El proceso del diseo del filtro consiste bien en:

a) La seleccin de los coeficientes de la ecuacin en diferencias, b) La determinacin de la respuesta impulsional h(n).

de forma que se cumpla algn criterio sobre las caractersticas en el dominio del tiempo o de la frecuencia.

o Especificacin de las propiedades.

o Aproximacin

o Realizacin

En general, un filtro digital es un sistema DLI realizado utilizando aritmtica de precisin finita.

La forma clsica de disear un filtro discreto IIR consiste en transformar un filtro analgico en uno digital que cumplalas especificaciones prescritas, por lo que haremos un repaso general sobre el diseo de filtroa anlgicos.

Se trata de determinar la H(s) de un sistema LIT cuya correspondiente respuesta frecuencial caiga dentro del margende tolerancias especificado. Esto constituye un problema de aproximacin funcional, por lo que veremos acontinuacin distintos tipos de aproximacin:

Lo ms simple sera considerar: |H(jS)|2 = k/P(S2)

La aproximacin de Butterworth consiste en :
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siendo N en orden del filtro, Sc la frecuencia de corte del filtro, (que representa una atenuacin de 3dB).

Se define el filtro Butterworth normalizado como:

Caractersticas:

* Esta aproximacin es la que presenta una respuesta mas plana en S=0. ( Para un filtro de orden N, las 2N-1primeras derivadas de |H(jS)|son nulas en S =0.

* Para altas frecuencias presenta una pendiente asinttica de -20N dB/dcada.

* En general, la ganancia es montona decreciente con S.

Presenta las siguientes caractersticas:


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*

* La aproximacin es:

: Controla la amplitud del rizado en paso banda.

k: Controla el nivel de ganancia.

TN(S): Polinomio de Chebyshev de 10 clase y orden N definido por:

TN(S) = cos( N cos-1 S ) , |S|=1

1) TN(0) =(-1)N/2 si N es par, 0 si N es impar

2) TN(1) = 1 N3) T N(-1) = 1 si N es par, -1 si N es impar4) TN (S) oscila con rizado constante entre +1 y -1 para |S|


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A partir de la frecuencia de corte normalizada (S=1),[Hn(jS)]

2 pasa a ser montona decreciente.

* En pasabanda oscila entre k (mximo) y k/(1+ 2) (mnimo)* Se denomina en db (*) a la relacin de valores mximos y mnimos de [Hn(jS)2] en pasabanda:

* K se escoge para ajustar la ganancia en c.c., as para ganancia unitaria en c.c, K debe ser:

* A altas frecuencias, la ganancia en dB tiene asintticamente a:

* La aproximacin Chebyshev presenta mejores caractersticas que la Butterworth en el paso banda. A altasfrecuencias, en el rechazo de banda, ambas presntan un buen comportamiento, pero sus caractersitcas se teterioranprogresivamente al decrecer ls frecuancia.

* La aproximacin elptica es la que presenta un mejor comportamiento en este ltimo sentido, al poseer una bandade trancisin mas estrecha, comparativamente para un orden dado del filtro.

* La aproximacin elptica presenta rizado constante en el paso banda y rechazo de banda.

* Hemos considerado las tres aproximaciones ms frecuentes de filtros analgicos paso bajo. A partir de estasaproximaciones pueden obtenerse otros tipos de filtros analgicos a travs de una transformacin de la variablefrecuencial.


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* Las tres transformaciones que permiten a partir de un filtro prototipo paso bajo normalizado, obtener filtros pasoalto, paso banda y rechazo de banda se ilustra en la siguiente figura:

Si el Filtro es Butterworth o Chebyshev, oh es la frecuencia de corte del filtro paso alto que le corresponder oh/oh =1 rad/seg en el paso bajo normalizado).

Si el Filtro es elptico


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siendo ob y B constantes a determinar de forma que se cumplan las especificaciones del filtro paso banda..

s = j 1 sii p = j1

B=( 2- 1) ob = ( 1 2)1/2

Si el filtro es Butterworth o Chebyshev, 2 y 1 son las frecuencias de corte del filtro paso banda, B es elancho de banda del filtro y ob es la media geomtrica de las frecuencias de corte.

Si el filtro es elptico hay que seleccionar dos ob y dos B de forma que la transformacin genere el paso bajonormalizado.


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Dado un filtro analgico, generar un filtro digital con caractersticas similares.

o Aprovechar las ventajas y la simplicidad del diseo analgico

o Simular con filtros digitales las caractersticas de los filtros analgicos

1) Que se conserven las propiedades esenciales de la respuesta en frecuencia del Filtro Analgico enla correspondiente al Filtro Digital. (es decir, que se mapee el eje imaginario del plano S en el crculounidad del plano Z)

2) Que se garanticen los requisitos de Estabilidad

Encontrar un filtro digital cuya respuesta Impulsional sean muestras equiespaciadas de la respuestaImpulsional del filtro analgico.

h(n)=ha(t)t=nT

Las respuestas en frecuencias del filtro digital estarn relacionadas con la respuesta en frecuencia del filtroanalgico por:

Es decir, la respuesta en frecuencias del filtro digital consiste en la suma de infinitos tJrminos de respuestasanalgicas frecuenciales escaladas y desplazadas.

A partir del Teorema del muestreo sabemos que:

si Ha(j )= o para $ B/T entonces: H(ejw) = 1/T Ha(j ) para # B/T

La siguiente expresin constituye una generalizacin de la anterior:

Sea un polo en s = + j , que se corresponder con:

Pz=esT= eFT ejST = Dejw , siendo D = eFT w= ST

Para F


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T debe escogerse suficientemente pequeo, de forma que todos los polos del filtro analgico, caigan dentro dela primera franja.

La tcnica de la repuesta Impulsional invariante puede distorsionar la forma de la respuesta frecuencial por el"aliasing", aun cuando todos los polos del filtro analgico estn en la primera franja.

Computar H(z) directamente a partir de Ha(s).

Expandamos Ha(s) en fracciones simples Esta representacin se ilustra en la figura:

Descomposicin paralela de un filtro analgico de orden M en M filtros simples de polonico.

Sea la respuesta Impulsional del filtro i-simo:

hai(t) = Aiepit si t0, 0 si t


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En el procedimiento de diseo de la invarianza de la respuesta Impulsional, la relacin entre la frecuenciadiscreta y continua es lineal, consiguientemente excepto por el aliasing la forma de la respuesta en frecuenciase mantiene. Esto contrasta con el siguiente procedimiento que est basado en una transformacin algebraica.

Obtener el filtro digital aproximando las derivadas de la ecuacin diferencial correspondiente a un filtro

analgico, mediante diferencias finitas.

Sea: ' ck dkya(t)/dtk = ' dkdkxa(t)/dt k Consideremos la aproximacin:

d ya(t)/dt ---- L(1)[y(n)] = [y(n+1)-y(n)]/T

dkya(t)/dtk---- L(k)[y(n)] = L(1)[L(k-1)[y(n)] ]

Luego: Comparando ambas funciones de transferencia, podemos concluir que:

Es decir, el proceso de aproximacin de derivadas por diferenciasequivale a realizar un mapeo del plano s al plano Z segn la transformacin:

Se ha indicado que el eje imaginario jS del plano S debe mapearse en el crculo unidad del plano Z y que, para queel filtro digital diseado a partir de uno analgico sea estable, los polos situados en el semiplano izquierdo de S debencaer dentro del crculo unidad en el Z. Analicemos este caso, expresando z como funcin de s:

Sustituyendo s=j , resulta:

y expresando el cociente en forma polar:
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Luego, el mapeo de polos es "semiplano izquierdo de s al crculo anterior en z". Observar que aunque el eje jSno se mapea en el crculo unidad, los polos caen dentro de ste y por tanto el filtro digital resulta estable.

Hay una nocin intuitiva segn la cual, la simulacin discreta del operador derivada mediante diferenciasfinitas es mejor cuanto mas pequea es la distancia entre muestras (periodo de muestreo). Esta idea resultaconsistente de acuerdo con los resultados obtenidos. Si T es suficientemente pequeo en L(1)[y(n)], larespuesta en frecuencias del filtro digital se concentrar< en la vecindad de z=1, es decir donde ambos crculosson tangentes, por lo que el filtro digital ser< bastante aproximado al analgico.

Una aproximacin alternativa consiste en reemplazar las derivadas por una aproximacin en diferencias haciaadelante:

L(1)[y(n)] = [y(n+1)-y(n)]/T

la cual presenta la desventaja de que puede dar lugar a filtros digitales inestables.

De todos modos, los mtodos hasta ahora comentados suelen dar lugar a resultados insatisfactorios si el filtroque se disea no es paso bajo.

Aunque los filtros IIR presentan caractersticas atractivas, tienen algunos inconvenientes como por ejemplo el nopoder aprovechar las ventajas de la FFT en la implementacin, ya que para esto es necesario un nmero de puntosfinito. Otra desventaja es que los IIR alcanzan una magnfica respuesta en amplitud a expensas de un comportamientono lineal en fase.

Algunas ventajas de los filtros FIR son:

* Facilidad de diseo para filtros de fase lineal

* Realizacin eficiente en forma tanto recursiva como no recursiva

* Factible implementacin utilizando la FFT

* Los filtros FIR no recursivos, son siempre estables.

* El ruido de redondeo puede hacerse fcilmente pequeo con realizaciones no recursivas.

Algunas desventajas son:

Se requiere un nmero de puntos N alto para aproximar filtros de transicin brusca. El retardo de fase puede no ser entero.
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Un filtro FIR de longitud M se describe por la ecuacin en diferencias:

bien por la convolucin:

a partir de ambas expresiones, se deduce que: bk=h(k), k=0,1,2,...,M-1

El filtro tambin se puede caracterizar por su funcin de transferencia:

que es un polinomio de grado M-1 en la variable z-1.

Un Filtro FIR tiene fase lineal si su respuesta impulsional satisface la condicin:

Teniendo en cuenta estas condiciones de simetra y antisimetra:

Ahora, si sustituimos z-1 por z en la expresin de H(z) y multiplicamos ambos lados de la ecuacin resultante por z -(M-1),obtenemos:


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Las caractersticas de respuesta en frecuencia de filtros FIR de fase lineal se obtienen evaluando H(z) en elcrculo unidad.

Cuando H(w) se puede expresar como:

donde Hr( w) es una funcin real de w y se puede expresar como:

La caracterstica de fase del filtro para M impar y par es:

Cuando , la respuesta impulsional es antisimtrica. Para M impar es h((M-1)/2)=0. En este caso:

donde:


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La caracterstica de fase del filtro para M par y M impar es:

El problema de diseo de filtros FIR es simplemente el de determinar M coeficientes h(n), n=0,1,...,M-1, apartir de una especificacin de la respuesta en frecuencias deseada Hd(w) del filtro FIR.

A continuacin veremos mtodos de diseo basados en la especificacin de Hd(w).

Especificacin de Hd(w) y determinacin (mediante la Transformada de Fourier) de hd(n):

En general, hd(n) es infinita, por lo que para producir un filtro FIR de longitud M, debe ser truncada en unpunto n=M-1. Lo que equivale a multiplicar por una ventana rectangular w(n):

La respuesta impulsional del filtro FIR ser:

Consideremos el efecto de la funcin ventana en la respuesta en frecuencias deseada H d(w), y recordemosque multiplicar por una funcin ventana equivale a una convolucin en frecuencias de los espectros, esto es:

La transformada de Fourier de la ventana rectangular es:
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La funcin ventana tiene una respuesta en magnitud:

Y una fase lineal a tramos:

La convolucin de Hd(w) con W(w) tiene el efecto de suavizar Hd(w)

En la eleccin de la ventana rectangular, hay que llegar a una solucin de compromiso entre dos requisitosantagnicos como son:

Elegir M de forma que W(ejw) sea lo mas estrecho posible. Elegir M de forma que la duracin de w(n) se lo mas corta posible. Otra solucin alternativa consiste en usar ventanas menos abruptas en sus caractersticas en el dominio

temporal. Todas estas funciones ventanas tienen lbulos laterales mas bajos comparados con la ventana rectangular, sin

embrago para un mismo valor de M el ancho del lbulo principal es tambin mas amplio, por lo que la reginde transicin del filtro ser mas amplia. Para reducir este ancho, podemos simplemente incrementar lalongitud de la ventana. La siguiente tabla resume estas caractersticas para los distintos tipos de ventanas:


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Rectangular 4 /M -13

Bartlett 8 /M -27

Hanning 8 /M -32

Hamming 8 /M -43

Blackman 12 /M -58

La tcnica de ventana se describe mejor con un ejemplo especfico. Supongamos que queremos disear un filtro FIRde fase lineal paso bajo y simtrico con una respuesta en frecuencias deseada:

El retardo (M-1)/2 es para forzar la longitud M. La respuesta impulsional es:

Observar que hd(n) es no causal y de duracin infinita.

Si se selecciona M impar el valor de h(n) en n=(M-1)/2 es:


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Especificamos la respuesta en frecuencias deseada Hd(w) en un conjunto de frecuencias equiespaciadas:

y calculamos la respuesta impulsional h(n) del filtro FIR a partir de estas especificaciones. Para reducir los lbuloslaterales deseable optimizar la especificacin de frecuencia en la banda de transicin del filtro.

Ahora, explotaremos una propiedad bsica de simetra de la funcin de respuesta en frecuencia muestreada parasimplificar los clculos. Sea la respuesta en frecuencia deseada del filtro FIR:

Supongamos que especificamos la respuesta en frecuencias del filtro en las frecuencias anteriores. Entonces,obtenemos:

Expresando h(n) en funcin de , obtenemos:


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Esta expresin nos permite calcular los valores de h(n) a partir de la especificacin de las muestras en frecuencia.

Observar que cuando , ambas expresiones se reducen a la DFT e IDFT

respectivamente. Al ser h(n) real:

Esta condicin de simetra, junto con las condiciones de simetra para h(n) ayudan a reducir ala mitad las

especificaciones en frecuencias. As, las ecuaciones lineales para determinar h(n) a partir de sesimplifican considerablemente.

En la Naturaleza nos encontramos con seales continuas en el tiempo, frente a las seales discretas, nico tipode seales manejables por los sistemas digitales.

Seales Continuas (en el tiempo): x(t)Seales Discretas (en el tiempo): x[n]

Bajo ciertas condiciones una seal continua puede ser completamente representada y puede serperfectamente recuperada a partir de valores instantneos consistentes en muestras equiespaciadas de dicha seal.

En lo que sigue intentaremos descubrir cuales son dichas condiciones, lo que nos llevar a enunciar elTeorema de Muestreo, base de todo el Procesado Digital de Seal.

Los ordenadores, microprocesadores, DSPs,... son dispositivos digitales que trabajan nicamente con sealesdiscretas (tambin llamadas secuencias), x[n], definidas slo para n = 0, 1, 2, ... y que se forman a partir de unaseal continua de la siguiente manera:

x[n] = x(nTs) con Ts : periodo de muestreoFs = 1/Ts : frecuencia de muestreo


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La transformacin de una seal continua en su equivalente discreto se realiza en dos pasos: primero semultiplica la seal por un tren infinito de deltas de Dirac espaciadas Ts segundos; posteriormente, la seal resultanteatraviesa un Conversor Continuo-Discreto. Este proceso y las seales que intervienen se muestran en las siguientesfiguras.

x(t): seal continua originalxs(t): seal muestreadax[n]: seal discreta

En este instante nos centraremos en determinar bajo que condiciones podemos recuperar de forma perfecta einequvoca x(t) a partir de xs(t), pues, a priori, existen infinitasseales que en los instantes de muestreo pasan por losvalores de xs(t), tal y como muestra la figura 2.

Para ello, vamos a relacionar el espectro de la sealoriginal y el espectro de la seal muestreada. En la figura 3 sepueden observar los efectos del muestreo tanto en el dominiotemporal como en el frecuencial. Notar que el muestreoconsiste en el producto de una seal por un tren infinito de

deltas equiespaciadas Ts, lo que se traduce en el dominioespectral en la convolucin por un tren infinito de deltas equiespaciadas s=2/Ts. Tal y como desarrollaremosanalticamente de forma posterior, la seal muestreada resultante poseer un espectro formado por infinitas rplicasdel espectro original centradas en mltiplos de la frecuencia de muestreo.

=

=n

sp )nT(t(t)x

C/Dx(t) xs(t) x[n] = xs(nTs)

(a)

x(t)

txs(t)

tx[n]

n

(b)

Figura 1. Proceso de Conversin Continuo-Discreto. a) Diagrama de Bloques, b) Sealesue intervienen.

Figura 2. Reconstruccin de x(t) a partir de

xs(t)

Figura 3. Efecto del muestreo en el tiempo y en la frecuencia.

x(t)

t t

xs(t)

X()

max

-max

Xs()

max

-max s-s

xp(t)

tTs

Xp()

s 2s-s-2s

1/Ts

TF


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[ ] [ ] )X(eenxenx)2X(-n

n2j-nj-

-n

n)2j(- ===+

=

=

+

Previamente, habamos llegado a una expresin que nos relacionaba el espectro de la seal continua y de laseal muestreada:

1)(ec.)k-X(

T

1)(X

-k

s

s

S

=

=

Podemos llegar a otra expresin equivalente de la siguiente manera:

=

=

===-n

ss

-n

sps )nT-(t)x(nT)nT-(tx(t).(t)xx(t)(t)x

y aplicando la Transformada de Fourier,

{ } { }

2)(ec.e)x(nT

)nT-(t)TFx(nT)nT-(t)x(nTTF)nT-(t)x(nTTF)(X

snTj-

-n

s

ssss

-n

sss

=

=

=

=

=

===

=nn

Ya tenemos dos expresiones de Xs() (ec.1 y ec. 2), por tanto:

snTj-

-n

s

-k

s

s

S e)x(nT)k-X(T

1)(X

=

= ==

Se puede observar el gran parecido existente entre esta expresin y la de la Transformada Discreta de Fourier:

[ ]

=

=

=

=

-n

nj-

snTj-

-n

ss

enx)X(

e)x(nT)(X

de hecho, estas dos expresiones son idnticas si hacemos =Ts, puesto que ya vimos que x[n]=x(nTs).

En definitiva, ya disponemos de la relacin existente entre la Transformada de Fourier de la secuencia x[n], laTransformada de Fourier de la seal muestreada xs(t) y la Transformada de Fourier de la seal original x(t):

=

=

==k ssT

sT

2k

TX

Ts

1)(X)X(

s

En resumen, bajo las condiciones del Teorema de Muestreo, el espectro de la secuencia x[n] es igual alespectro de la seal x(t) escalado en amplitud por 1/Ts y escalado en frecuencia segn =Ts y apareciendo rplicasespectrales en mltiplos de 2, tal como muestra la figura 5.

(a) (b) (c)

Figura 5. Espectros de (a) la seal continua, (b) la seal muestreada y (c) la secuenciadiscreta.

X()

max

-max

X()

Tsmax

-Tsmax 2-2

1/Ts

Xs(

)

max

-max s-s

1/Ts


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Hasta el momento hemos trabajado con seales y secuencias de duracin infinita, pero en la prctica, debido alimitaciones de memoria, los sistemas digitales solo pueden trabajar con secuencias de longitud finita. Una secuenciatpica de N muestras es:x[0], x[1], x[2], ...., x[N-1]

por lo tanto, la expresin de la Transformada de Fourier de un secuencia ver truncado su sumatorio infinito:

[ ]

=

=1

0n

nj-enx)X(N

An as, X() es una funcin continua en , por lo que no se puede evaluar en un sistema digital. Se recurre acalcular nicamente N valores equiespaciados de X():

[ ] [ ] 1-N0,1,2,....kconkN

2siendoenxkX)X( k

1

0n

knN

2j-

k ====

=

N

Esta es la expresin de la Transformada de Fourier Discreta ( ). Como se puede observar, la DFT consisteen calcular N nmeros complejos a partir de los N valores de la seal discreta. Es por tanto posible calcularlos yalmacenarlos en sistemas digitales.

La (Fast Fourier Transform o Transformada Rpida de Fourier) es un algoritmo rpido de clculo de la

DFT, que alcanza su mayor eficiencia, desde el punto de vista de la velocidad de cmputo, cuando el nmero depuntos en los que evaluamos el espectro es potencia de 2.

MC68HC912B32

El MC68HC912B32 es un microcontrolador de 16-bits (MCUs) compuesto de un chip periferico estandar. El bus externomultiplexado puede tambien operar en 8 bits, en el modo reducido para interfazarlo con memorias simples de 8 bits ensistemas de bajo costo.

Features MC68HC912B32

CPU12 X

Multiplexed bus X

32-Kbyte FLASH electrically

erasable, programmable X

read-only memory (EEPROM)

32-Kbyte read-only memory

(ROM)

768-byte EEPROM X

1-Kbyte random-access memory

X

(RAM)

Analog-to-digital (A/D) converter X


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Standard timer module (TIM) X

Enhanced capture timer (ECT)

Pulse-width modulator (PWM) X

Asynchronous serial

communications interface X(SCII)

Synchronous serial peripheral

X

interface (SPI)

J1850 byte data link

X

communication (BDLC)

Controller area network module(CAN)

Computer operating properly

X

(COP) watchdog timer

Slow mode clock divider X

80-pin quad flat pack (QFP) X

Features include:

16-bit CPU12:

Upwardly compatible with the M68HC11 instruction set

Interrupt stacking and programmers model identical to the M68HC11

20-bit arithmetic logic unit (ALU)

Instruction queue

Enhanced indexed addressing

Fuzzy logic instructions

Multiplexed bus:

Single chip or expanded

16-bit by 16-bit wide or 16-bit by 8-bit narrow modes

Memory:


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32-Kbyte FLASH electrically erasable, programmable read-only memory (EEPROM) with 2-

Kbyte erase-protected boot block MC68HC912B32 and MC68HC912BC32 only

32-Kbyte ROM MC68HC12BE32 and MC68HC12BC32 only

768-byte EEPROM

1-Kbyte random-access memory (RAM) with single-cycle access for aligned or misaligned

read/write

8-channel, 10-bit analog-to-digital converter (ATD)

8-channel standard timer module (TIM) MC68HC912B32 and MC68HC(9)12BC32 only:

Each channel fully configurable as either input capture or output compare

Simple pulse-width modulator (PWM) mode

Modulus reset of timer counter

Enhanced capture timer (ECT) MC68HC12BE32 only:

16-bit main counter with 7-bit prescaler

Eight programmable input capture or output compare channels; four of the eight input

captures with buffer

Input capture filters and buffers, three successive captures on four channels, or two captures

on four channels with a capture/compare selectable on the remaining four

Four 8-bit or two 16-bit pulse accumulators

16-bit modulus down-counter with 4-bit prescaler

Four user-selectable delay counters for signal filtering

16-bit pulse accumulator:

External event counting

Gated time accumulation

Pulse-width modulator (PWM):

8-bit, 4-channel or 16-bit, 2-channel

Separate control for each pulse width and duty cycle

Programmable center-aligned or left-aligned outputs

Serial interfaces:

Asynchronous serial communications interface (SCI)

Synchronous serial peripheral interface (SPI)

J1850 byte data link communication (BDLC), MC68HC912B32 and MC68HC12BE32 only

Controller area network (CAN), MC68HC(9)12BC32 only


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Computer operating properly (COP) watchdog timer, clock monitor, and periodic interrupt

timer

Slow-mode clock divider

80-pin quad flat pack (QFP)

Up to 63 general-purpose input/output (I/O) lines

Single-wire background debug mode (BDM)

On-chip hardware breakpoints


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Port A

Port A pins are used for address and data in expanded modes. The port data register is not in the address map during

expanded and peripheral mode operation. When it is in the map, port A can be read or written at anytime.

The port A data direction register (DDRA) determines whether each port A pin is an input or output. DDRA is not in the

address map during expanded and peripheral mode operation. Setting a bit in DDRA makes the corresponding bit in

port A an output; clearing a bit in DDRA makes the corresponding bit in port A an input. The default reset state ofDDRA is all 0s.

When the PUPA bit in the PUCR register is set, all port A input pins are pulled up internally by an active pullup device.

This bit has no effect if the port is being used in expanded modes as the pullups are inactive.

Setting the RDPA bit in the reduced drive register (RDRIV) causes all port A outputs to have reduced drive levels.

RDRIV can be written once after reset and is not in the address map in peripheral mode.

Port B

Port B pins are used for address and data in expanded modes. The port data register is not in the address map during

expanded and peripheral mode operation. When it is in the map, port B can be read or written at anytime.

The port B data direction register (DDRB) determines whether each port B pin is an input or output. DDRB is not in the

address map during expanded and peripheral mode operation. Setting a bit in DDRB makes the corresponding bit in

port B an output; clearing a bit in DDRB makes the corresponding bit in port B an input. The default reset state of

DDRB is all 0s.

When the PUPB bit in the PUCR register is set, all port B input pins are pulled up internally by an active pullup device.

This bit has no effect if the port is being used in expanded modes because the pullups are inactive.

Setting the RDPB bit in register RDRIV causes all port B outputs to have reduced drive levels. RDRIV can be written

once after reset. RDRIV is not in the address map in peripheral mode.

Port E

Port E pins operate differently from port A and B pins. Port E pins are used for bus control signals and interrupt

service request signals. When a pin is not used for one of these specific functions, it can be used as general-purpose

I/O. However, two of the pins, PE1 and PE0, can be used only for input, and the states of these pins can be read in

the port data register even when they are used for IRQ and XIRQ.

The PEAR register determines pin function, and the data direction register (DDRE) determines whether each pin is

an input or output when it is used for general-purpose I/O. PEAR settings override DDRE settings. Because PE1 and

PE0 are input-only pins, only DDRE7DDRE2 have effect. Setting a bit in the DDRE register makes the

corresponding bit in port E an output; clearing a bit in the DDRE register makes the corresponding bit in port E an

input. The default reset state of DDRE is all 0s.

When the PUPE bit in the PUCR register is set, PE7, PE3, PE2, and PE0 are pulled up. PE7, PE3, PE2, and PE0

are active pulled-up devices, while PE1 is always pulled up by means of an internal resistor.


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Port E and DDRE are not in the map in peripheral mode or in expanded modes when the EME bit in the MODE

register is set.

Setting the RDPE bit in register RDRIV causes all port E outputs to have reduced drive level. RDRIV can be written

once after reset. RDRIV is not in the address map in peripheral mode.

Port DLC

The MC68HC912B32 and MC68HC12BE32 contain the port DLC.

Byte data link communications (BDLC) pins can be configured as general-purpose I/O port DLC. When BDLC functions

are not enabled, the port has seven general-purpose I/O pins, PDLC6PDLC0. The port DLC control register

(DLCSCR) controls port DLC function. The BDLC function, enabled with the BDLCEN bit, takes precedence over other

port functions.

The port DLC data direction register (DDRDLC) determines whether each port DLC pin is an input or output. Setting a

bit in DDRDLC makes the corresponding pin in port DLC an output; clearing a bit makes the corresponding pin an

input. After reset, port DLC pins are configured as inputs.

When the PUPDLC bit in the DLCSCR register is set, all port DLC input pins are pulled up internally by an active pullup

device.

Setting the RDPDLC bit in register DLCSCR causes all port DLC outputs to have reduced drive level. Levels are at

normal drive capability after reset. RDPDLC can be written anytime after reset.

Port CAN

The MC68HC(9)12BC32 contains the port CAN.

The port CAN has five general-purpose I/O pins, PCAN[6:2]. The msCAN12 receive pin, RxCAN, and transmit pin,

TxCAN, cannot be configured as general-purpose I/O on port CAN.

The msCAN data direction register (DDRCAN) determines whether each port CAN pin PCAN[6:2] is an input or output.

Setting a bit in DDRCAN makes the corresponding pin in port CAN an output; clearing a bit makes the corresponding

pin an input. After reset, port CAN pins PCAN[6:2] are configured as inputs.

When a read to the port CAN is performed, the value read from the most significant bit (MSB) depends on the MSB,

PCAN7, of the port CAN data register, PORTCAN, and the MSB of DDRCAN: it is 0 if DDRCAN7 = 0 and is PCAN7 if

DDRCAN7 = 1.When the PEUCAN bit in the port CAN control register (PCTLCAN) is set, port CAN input pins PCAN[6:2] are pulled up

internally by an active pullup device.

Setting the RDRCAN bit in register PCTLCAN causes the port CAN outputs PCAN[6:2} to have reduced drive level.

Levels are at normal drive capability after reset. RDRCAN can be written anytime after reset.

Port AD


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Port AD provides input to the analog-to-digital subsystem and general-purpose input. When analog-to-digital functions

are not enabled, the port has eight general-purpose input pins, PAD7PAD0. The ADPU bit in the ATD control register

2 (ATDCTL2) enables the A/D function.

Port AD pins are inputs; no data direction register is associated with this port. The port has no resistive input loads and

no reduced drive controls.

Port P

The four pulse-width modulation channel outputs share general-purpose port P pins. The PWM function is enabled with

the PWM enable register (PWEN). Enabling PWM pins takes precedence over the general-purpose port. When pulse-

width modulation is not in use, the port pins may be used for general-purpose I/O.

The port P data direction register (DDRP) determines pin direction of port P when used for general-purpose I/O. When

DDRP bits are set, the corresponding pin is configured for output. On reset, the DDRP bits are cleared and the

corresponding pin is configured for input.

When the PUPP bit in the PWM control register (PWCTL) register is set, all input pins are pulled up internally by an

active pullup device. Pullups are disabled after reset.

Setting the RDPP bit in the PWCTL register configures all port P outputs to have reduced drive levels. Levels are at

normal drive capability after reset. The PWCTL register can be read or written anytime after reset.

Port T

This port provides eight general-purpose I/O pins when not enabled for input capture and output compare in the timer

and pulse accumulator subsystem. The TEN bit in the timer system control register (TSCR) enables the timer function.

The pulse accumulator subsystem is enabled with the PAEN bit in the pulse accumulator control register (PACTL).

The port T data direction register (DDRT) determines pin direction of port T when used for general-purpose I/O. When

DDRT bits are set, the corresponding pin is configured for output. On reset the DDRT bits are cleared and the

corresponding pin is configured for input.

When the PUPT bit in the timer mask register 2 (TMSK2) is set, all input pins are pulled up internally by an active

pullup device. Pullups are disabled after reset.

Setting the RDPT bit in the TMSK2 register configures all port T outputs to have reduced drive levels. Levels are at

normal drive capability after reset. The TMSK2 register can be read or written anytime after reset. For the

MC68HC912B32 and MC68HC(9)12BC32,

Port S

Port S is the 8-bit interface to the standard serial interface consisting of the serial communications interface (SCI) and

serial peripheral interface (SPI) subsystems. Port S pins are available for general-purpose parallel I/O when standard

serial functions are not enabled.


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Port S pins serve several functions depending on the various internal control registers. If WOMS bit in the SCI control

register 1 (SC0CR1) is set, the P-channel drivers of the output buffers are disabled for bits 01 (23). If SWOM bit in

the SP0CR1 register is set, the P-channel drivers of the output buffers are disabled for bits 47 (wired-OR mode). The

open drain control affects both the serial and the general-purpose outputs. If the RDPSx bits in the PURDS register are

set, the appropriate port S pin drive capabilities are reduced. If PUPSx bits in the port S pullup, reduced drive register

(PURDS) are set, the appropriate pullup device is connected to each port S pin which is programmed as a general-

purpose input. If the pin is programmed as a general-purpose output, the pullup is disconnected from the pin

regardless of the state of the individual PUPSx bits.

El convertidor analgico a digital toma una entrada de seal analgica y la convierte a una seal digital . Este es elmtodo por ejemplo en que los telfonos celulares toman la voz de la persona y la prepara para ser enviada va sealinalmbrica digital.

Un convertidor analogico a digital realiza un proceso llamado de muestreo y cuantizacin. Empieza por tomar unalectura de la seal analgica en un cierto tiempo (muestreo). El A/D entonces redondea el dato a el valor mas cercanorepresentado por el numero de bits usados. Por ejemplo, En el caso del HC12, desde el A/D puede ser establecidopara 8 o 10 bits, Hay 28 (256) o 210 (1024) posibles valores que pueden ser tomados

Control de Registro A/D 2

Direccion $0062

El bit 7 de este registro habilita el A/D. El 0 lo regresa a su estado de apagado y el 1 lo enciende. El resto de los bitsno son importantes.

Control de Registro A/D 5

Direccion $0065

El bit 6: cuando el A/d ene l HC12 corre, hace algunas conversiones y los promedia para asegurarse que el resultadoobtenido sea valido. Este bit establece cuantas conversiones har. 0 es para 4 conversiones y el 1 es para ocho. Si serealiza 8 conversiones el resultado sera mas preciso a su salida.

El bit 5: Si este bit es establecido, en lugar de hacer una simple conversiones, el A/D toma conversionescontinuamente. Este es bueno para algunas aplicaciones, pero tambin consume mucho mas energia.

Los bits 3-0 : Estos bits darn las coordenadas en la cuales se especifica en que puerto y hacia que registro sermandado el resultado. Por ejemplo, si el canal 3 es usados, $3 deberia ser colocado en el registro


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Direccion $0066

El bit 7 estar en alto cuando la conversione est completada. El resto de los bits no son importantes.

Direccin $0070

Direccin $0072

Direccin $0074

Direccin $0076

Direccin $0078

Direccin $007A

Direccin $007C

Direccin $007EThese are the registers where the converted output will be placed.

Estos pins tomaran las entradas del analogico, cuando son convertidas, son colocadas en registros ADR0H al ADR7H,respectivamente

Para establecer los valores muestreados del A/D, los valores maximos y minimos que los datos pueden tomar deberanser conocidos. VRH (Voltaje de referencia alto) esta dado por el maximo y VRL (Voltaje de referencia bajo) es elminimo. Por ejemplo, Si el rango de entrada analotica esta desde tierra a +5Volts, VRH deberia estar a 5V y VRL aTierra.

Codigo de EjemploPORTB EQU $0001

DDRB EQU $0003

ATDCTL2 EQU $0062

ATDCTL5 EQU $0065ADR0H EQU $0070

ATDSTAT EQU $0066

SCF EQU %10000000

ADPU EQU %10000000

ADMODE EQU %00000000

ORG $0800

MOVB #$FF,DDRB ;Set B to all out

MOVB #ADPU,ATDCTL2 ;POWER ATD

LDAA #!200 ;WAIT FOR ATD TO STABILIZE


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DLYATD DECA

BNE DLYATD

CHECK MOVB #00,ATDCTL5 ;SET ATD TO 4 CONV,1 CONV,1 IN, AN1

RWAIT ldaa ATDSTAT ;CHECK ATD STATUS

anda #SCF

BEQ RWAIT

LDAB ADR0H ;AB GETS CONVERTED #

STAB PORTB

LOOP BRA CHECK

Mcuez es el programa que usa el HC12 , y definitivamente es muy efectivo ya que se puede editar, compilar y ejecutarpaso a paso los programas realizados. En la figura de abajo, se muestra la pantalla del Mcuez , aqu se tiene controlabsoluto del micro ya que se puede ver el CCR trabajando en tiempo real con el micro, se pueden ver el mapa dememoria, las lineas del programa ejecutandose paso a paso entre muchas cosas mas.

H0

H1

H2

H3

T

T

T


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Filtro Digital Pasabajas de 4 Orden, con una frecuencia de corte establecida en 1Khz. Es decir que el filtro debe de sercapaz de atenuar aquellas frecuencias que esten arriba de la frecuencia de corte. Y dejar pasar nicamente aquellasfrecuencias que estn por debajo de la frecuencia de corte.

A simple anlisis el objetivo de este filtro es mandar por medio de un generador de funciones una seal al puerto A/Ddel micro, digitalizar la informacin y multiplicarla por su respectivo coeficiente el cual ser establecido mediante

matlab. Luego la informacin obtenida del A/D se guarda en un registro y se multiplica por su respectivo coeficiente yse suma con un dato que es el resultado de la multiplicacin del primer coeficiente con el dato actual del A/D. Esta esla secuencia que esta siguiendo este filtro y dar por resultado un filtro pasabajas.

Wn=[0.0000000000000000000000000000000000000001 0.1]

B=FIR1(3,Wn)

Freqz(B)


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Wn =

0.00000000000000 0.10000000000000

B =

Columns 1 through 2

0.04590801059018 0.45676849623192

Columns 3 through 4

0.45676849623192 0.04590801059018

ORG $0800 ;

PORTIN EQU $913 ;

PORTA EQU $0000 ;

DDRA EQU $0002 ;

ATDCTL2 EQU $0062 ;

ATDCTL4 EQU $0064 ;

ATDCTL5 EQU $0065 ;

ADR3H EQU $0076 ;

ZCICLO EQU $900 ;

Z0 EQU $901 ;

Z1 EQU $902 ;

Z2 EQU $903 ;

Z3 EQU $904 ;

C0 EQU $905 ;

C1 EQU $907 ;

C2 EQU $909 ;

C3 EQU $911 ;VOUT EQU $914 ;

ORG $0D00 ;

inicio lds #$BFF ;

clr $0016 ; copctl

MOVB #$0,ZCICLO ;

MOVB #$FF,DDRA ;

MOVB #$0,PORTA ;

MOVB #$0, ADR3H ;

MOVB #$0,Z0 ;

MOVB #$0,Z1 ;

MOVB #$0,Z2 ;

MOVB #$0,Z3 ;

LOOP MOVB #%10000000,ATDCTL2;

MOVB #%01000011,ATDCTL5;

LDAA #$28 ;

DELAY1 DECA ;

BNE DELAY1 ;

LDAA ADR3H ;

STAA PORTIN ;

LDAA Z2 ;

STAA Z3 ;

LDAB #$C ;

MUL ;


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STD C3 ;

LDAA Z1 ;

STAA Z2 ;

LDAB #117 ;

MUL ;

STD C2 ;

LDAA Z0 ;

STAA Z1 ;

LDAB #117 ;

MUL ;STD C1 ;

LDAA PORTIN ;

STAA Z0 ;

LDAB #$C ;

MUL ;

STD C0 ;

LDAA $905 ; TOMANDO NADA MAS 8 BITS DE LOS

LDAB $907 ; TOMANDO NADA MAS 8 BITS DE LOS

ABA ;

STAA VOUT ;

LDAA VOUT ;


ABA ;

STAA VOUT ;

LDAA VOUT ;


ABA ;

STAA VOUT ; COLOCANDO LA SUMATORIA DE LAS

STAA PORTA ;

LDX #$12E ;

DELAY2 DEX ;

BNE DELAY2 ;

JMP LOOP ;

SWI ;

Como se puede observer las primeras lineas estan destinadas para definir las variables del sistema, es importantesealar que son definidas en la memoria RAM y su direccion de inicio se coloca en ORG 800, este origen es la direccininicial de la memoria RAM del HC12. La otra parte del programa es guardada o almacenada en la EEPROM por estarazon su ORG comienza en la direccion $D00, que es la direccion de inicio de la EEPROM.

inicio lds #$BFF ;

clr $0016 ; copctl

Estas 2 lineas son importantes para desactivar el copctl y poder ejecutar sin problemas nuestro programa desde leEEPROM

MOVB #$0,ZCICLO ;

MOVB #$FF,DDRA ;

MOVB #$0,PORTA ;

MOVB #$0, ADR3H ;

MOVB #$0,Z0 ;

MOVB #$0,Z1 ;

MOVB #$0,Z2 ;

MOVB #$0,Z3 ;


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Esta seccin del programa inicializa con 0 todas las variables que se van a utilizar ya que en ocasiones estos registrospueden tener datos y es necesario que esten vacios. La instruccin MOVB es otra de las novedades del HC12 ya quemueve un dato hacia un registro en una sola instruccin.

LOOP MOVB #%10000000,ATDCTL2;

MOVB #%01000011,ATDCTL5;

LDAA #$28 ;

DELAY1 DECA ;

BNE DELAY1 ;

LDAA ADR3H ;STAA PORTIN ;

Aqu empieza el lazo de control, el ATDCTL2 activa el puerto A/D, ya que este puerto siempre esta apagado para ahorrar energia,cuando se coloca un %10000000 a este registro se pone en encendido al A/D, luego se configura el ATDCTL5 diciendole que va ahacer 8 conversiones y promediarlas y tambien especificamos que la seal vendr del puerto 3 del A/D y ser colocada en elADR3H, que en realidad se trata del registro $0076. Es importante darle Delay o un pequeo tiempo de retardo para estabilizar elA/D, ya que de otra forma no har las conversiones.

LDAA Z2 ;

STAA Z3 ;

LDAB #$C ;

MUL ;STD C3 ;

LDAA Z1 ;

STAA Z2 ;

LDAB #117 ;

MUL ;

STD C2 ;

LDAA Z0 ;

STAA Z1 ;

LDAB #117 ;

MUL ;

STD C1 ;

LDAA PORTIN ;

STAA Z0 ;

LDAB #$C ;

MUL ;

En esta parte del programa es muy simple ya que las Z son los registros en donde se estan guardando los estadosanteriores que nos esta dando el A/D. Y por lo tanto solo se estan recolocando y multiplicando por su respectivocoeficiente.

Tambin es importante sealar que los coeficientes fueron multiplicados por 256, ya que en si los coeficientesrepresentan un valor en decimales, y por lo tanto se tuvo que hacer eso para poder tener un dato exacto a la salida.

Coeficiente1= C hexCoeficiente2=117 dec

Coeficiente3=117 decCoeficiente4= C hexPor lo tanto al multiplicar el dato del A/d por el coeficiente se obtiene una cantidad muy grande, que es de 16 Bits,por lo tanto cada registro de C0 a C3 son registros de 16 bits en donde se encuentra almacenada esta informacin.

LDAA $905 ; TOMANDO NADA MAS 8 BITS DE LOS


ABA ;

STAA VOUT ;

LDAA VOUT ;


ABA ;


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STAA VOUT ;

LDAA VOUT ;


ABA ;

STAA VOUT ; COLOCANDO LA SUMATORIA DE LAS

STAA PORTA ;

En esta seccin, como se puede obsevar esta truncando los registros de 16 bits, ya que se esta dividiendo entre 256los resultados anteriores, y por lo tanto solo se esta tomando los 8 bits mas significativos de los registros C0 al C3.

Pero en esta parte los esta sumando uno por uno y la suma total es mandada hacia el Puerto A del micro.

Al cual a su vez esta conectado hacia un DAC, el cual har convertir la seal digital y una seal analgica, que es laseal final del filtro.

LDX #$12E ;

DELAY2 DEX ;

BNE DELAY2 ;

JMP LOOP ;

SWI ;

La ultima parte del programa es un retardo, el cual es de vital importancia ya que este retardo es el que estaestableciendo la frecuencia de corte del filtro.

Se calculo este retardo a partir de la frecuencia nominal del micro, ya que este micro esta trabajando a 8 millones deciclos por segundo. Y se obtuvo por resultado que necesitbamos 2 veces $12E. Y se puso 2 veces $12E porque comoes lgico este ciclo de retardo consume 2 ciclos maquina por cada decremento, as que se coloco en el registroindexado el numero 12E para que as obtuvieramos el doble deseado originalmente.

De esta forma cuando termina el ciclo de retardo pasa hacia un salto incondicional regresandolo a la etiqueta loopvolviendo con esto a reiniciar el lazo.

Uno de los mas grandes problemas que se presento en este proyecto fue la colocacin del programa en la EEPROM,por esta razn, la siguiente lista enumera los pasos a seguir para la programacin y colocacin de la EEPROM del HC12

Dentro de Dbug12 o dentro del MCUEZ

1.- Cambiar la velocidad de transmisin del reloj del micro a 300 bauds/seg mediante la siguiente instruccin:

BAUD 300

2.- Irnos a la pantalla principal y cambiar la transmicin de la interfase de 9600 a 300

3.- Regresar a la pantalla del Dbug12 y cargar el programa mediante:

LOAD 0

Luego F6 y teclear el nombre del programa

4.- Desconectar la interfase

5.- Quitar los Jumpers J6 y J7 del micro

6.- DARLE UN PULSO DE VOLTAJE DE 5VOLTS AL PIN AD0, QUE ES EL PIN 0 DEL PUERTO ANALOGICO DIGITAL AD0


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Con esos pasos se puede arrancar el programa desde la EEPROM sin necesidad de usar la computadora.

Documents

Reporte Del Filtro Digital