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Universidade do Minho
Escola de Engenharia
Tiago Emanuel de Oliveira Pereira
Desenvolvimento de sistema de monitorização de bio-
sinais baseado no front-end analógico ADS1198
Dissertação de Mestrado
Mestrado Integrado em Engenharia Electrónica Industrial e
Computadores
Trabalho efectuado sob orientação de:
Hélder Carvalho
(Prof. Auxiliar, Universidade do Minho)
João Monteiro
(Prof. Catedrático, Universidade do Minho)
Dezembro, de 2012
ii
Agradecimentos
Neste momento da minha vida é altura de prestar o meu agradecimento a todas as
pessoas que estiveram envolvidas no meu percurso académico. E que culmina com a escrita
desta dissertação.
Quero assim particularizar o meu maior agradecimento, aos meus pais, pelos sacrifícios
que sempre fizeram, pela constante motivação e apoio que me permitiram reunir todas as
condições para alcançar todos os meus objectivos.
Aos meus colegas e amigos de curso e também aos colegas do departamento de
Engenharia Têxtil, agradeço todos os momentos partilhados ao longo do meu percurso
académico, sem os quais, todo este percurso académico teria sido mais difícil.
Quero expressar ainda um agradecimento especial ao Sr. Carlos e ao Sr. Joel, técnicos
do Departamento de Engenharia Electrónica, pela sua disponibilidade e toda a ajuda prestada ao
longo da realização deste trabalho.
Ao Professor Hélder Carvalho e Professor João Monteiro, os meus orientadores nesta
dissertação, agradeço toda a sua colaboração ao longo da realização deste trabalho de
dissertação. E por toda a motivação e entusiasmo que sempre recebi.
iii
iv
Resumo
A concepção de um sistema móvel para monitorização de sinais bioeléctricos de
pessoas, fora de ambientes hospitalares, envolve vários desafios que não se colocam quando se
está num meio controlado, como o meio hospitalar. As dimensões destes sistemas são um
factor importante a ter em conta, de forma a facilitar a sua utilização sem interferir com a
actividade diária dos indivíduos.
O objectivo deste trabalho é a implementação de um sistema de monitorização de sinais
ECG baseado no circuito integrado ADS1198 da Texas Instruments.
O sistema desenvolvido faz a aquisição de sinais ECG a partir de 3 eléctrodos com a
utilização do circuito Driven-Right-Leg, DRL, integrado do ADS1198. Além de atenuar
interferências no sinal monitorizado, o circuito DRL funciona como referência para o sinal
medido, uma vez que a tensão de referência para este circuito é a tensão média da tensão de
alimentação. Isto permite alimentar o sistema de monitorização com tensão unipolar sendo
necessário apenas uma bateria.
O módulo do sistema tem as dimensões de 38mm x 48mm. Pode ser alimentado com
tensões entre 2.7 e 5.5 Volts. Tem um consumo de corrente de 9.8 mA quando alimentado com
3 Volts. O sistema adquire e digitaliza o sinal analógico e disponibiliza o sinal digitalizado no
barramento SPI. Tudo isto é feito no mesmo módulo.
O ganho de amplificação é programado digitalmente entre 7 níveis, com o mínimo de 28
e o máximo de 336. A amplitude máxima admissível para o sinal diferencial de entrada é cerca
±85mV, considerando o sistema programado com o ganho mínimo. O acoplamento dos sinais é
em corrente alternada de forma a eliminar a componente continua dos sinais ECG.
O valor medido do nível de ruído inerente ao sistema foi de 0.83 para um ganho de
168. A taxa de rejeição de modo comum medida à frequência de 50 Hz foi de 93.8 dB.
O sistema provou ser eficaz na aquisição de sinais ECG com a utilização de eléctrodos
descartáveis de gel e com eléctrodos secos.
v
vi
Abstract
The development of mobile systems for monitoring bioelectric signals outside an hospital
environment involves many challenges that do not arise when it is in a controlled environment,
like a hospital. The dimensions of these systems are an important factor to consider in order
facilitating its use without interfering with the daily activities of individuals.
The purpose of this work is the implementation of an ECG signal monitoring system
based on the ADS1198 integrated circuit from Texas Instruments.
The system is designed to acquire ECG signals from three electrodes using the circuit
Driven-Right-Leg, DRL, integrated inside the ADS1198. Besides mitigating signal interference, the
DRL circuit acts as a reference for the measured signal, considering that the reference voltage for
this circuit is the average supply voltage of the system. This allows powering the system with
single supply voltage requiring only one battery.
The dimensions of the developed system module are 38mm x 48mm. It can be powered
with voltages between 2.7 and 5.5 Volts. It has a power consumption of 9.8 mA when powered
with 3 volts. The system acquires and digitizes the analog signal and provides the digitized signal
on the SPI bus. All this is done in the same module.
The amplification gain is digitally programmed in seven levels, with a minimum of 28 and
maximum of 336. The maximum allowable range at the differential signal input is about ± 85mV.
The input signals are AC coupled in order to attenuate the DC component of the ECG signals.
The measured noise level inherent to the system was 0.83 μVpp with gain 168, and the
common mode rejection ratio at 50 Hz was 93.8 dB.
The system proved to be efficient in acquiring ECG signals using disposable gel
electrodes and dry-contact electrodes.
vii
viii
Índice
Agradecimentos .................................................................................................................................ii
Resumo ............................................................................................................................................ iv
Abstract ............................................................................................................................................ vi
Índice ............................................................................................................................................. viii
Índice de figuras ................................................................................................................................ x
Índice de tabelas ............................................................................................................................ xiv
1 Introdução ............................................................................................................................ 1
1.1 Enquadramento ................................................................................................................. 1
1.2 Objectivos .......................................................................................................................... 2
1.3 Organização do documento ................................................................................................ 2
2 Fenómenos Bioeléctricos ....................................................................................................... 5
2.1 Origem dos Biopotenciais ................................................................................................... 5
2.2 Electrocardiograma ............................................................................................................ 9
2.3 Problemas inerentes à aquisição de sinais bioeléctricos.................................................... 15
3 Trabalho relacionado ........................................................................................................... 21
3.1 Circuito Driven-Right-Leg .................................................................................................. 21
3.2 Sistemas baseados em componentes discretos ................................................................ 24
3.3 Sistemas baseados em Chips dedicados .......................................................................... 29
4 O front-end analógico ADS1198......................................................................................... 35
4.1 Características gerais e modo de funcionamento .............................................................. 35
4.2 Entradas analógicas e funções ECG ................................................................................. 36
4.3 Protocolo de comunicação SPI (ADS1198) ....................................................................... 40
5 Sistema desenvolvido .......................................................................................................... 49
5.1 Arquitectura do sistema adoptado .................................................................................... 49
5.2 Condicionamento do sinal ECG ........................................................................................ 50
5.3 Circuito Driven-Right-Leg e Shield Drive ............................................................................ 55
5.4 Digitalização .................................................................................................................... 57
5.5 Sistema de aquisição de dados ........................................................................................ 59
6 Análise e discussão de resultados ....................................................................................... 67
6.1 Setup experimental .......................................................................................................... 67
ix
6.2 Medidas das características do sistema ............................................................................ 68
6.2.1 Implementação em PCB ............................................................................................. 68
6.2.2 Comunicação SPI........................................................................................................ 70
6.2.3 Medidas do nível de ruído e CMRR .............................................................................. 73
6.3 Sinais ECG obtidos .......................................................................................................... 77
6.3.1 Resultados e análise da Experiência 1: Avaliação da interferência da rede eléctrica
no sinal ECG 80
6.3.2 Resultados e análise da Experiência 2: Avaliação dos artefactos introduzidos no
sinal com o sujeito a saltar ............................................................................................................. 81
6.3.3 Resultados e análise da Experiência 3:Recuperação do sinal ECG após o
desligamento de um eléctrodo ........................................................................................................ 83
6.3.4 Resultados e análise da Experiência 4: Avaliação do desempenho do sistema com a
utilização dos eléctrodos secos ....................................................................................................... 84
6.3.5 Resultados e análise da Experiência 5: Utilização de uma camisola com eléctrodos
têxteis integrados ............................................................................................................................ 86
7 Conclusões ......................................................................................................................... 89
Referências .................................................................................................................................... 91
Anexos ........................................................................................................................................... 95
A. NI-8451 SPI API ............................................................................................................... 95
B. Layout do PCB do sistema desenvolvido ........................................................................... 97
C. Esquemático do PCB do sistema desenvolvido ................................................................. 98
x
Índice de figuras
Figura 1 – Actividade celular dos canais de potássio. (a) Distribuição da concentração dos iões
de potássio, sódio e cloro dentro e fora de uma célula. (b) Relação entre os gradientes químicos
e eléctricos dos iões de potássio e canais de potássio, [10]. .......................................................6
Figura 2 – Potencias de acção para diferentes células excitáveis: (A) célula do músculo cardíaco
e sua contracção (B); (C) célula músculo-esqueléticas e a sua contracção (D); célula de um nervo
(E), [11]. ...................................................................................................................................9
Figura 3 – Vector cardíaco, [14] .............................................................................................. 10
Figura 4 – Relação entre os vectores a1 , a2 e o vector cardíaco M, [14]. ................................ 10
Figura 5 – Posição da colocação dos electrodos em relação ao corpo humano para obtenção das
derivações I, II e III, [14]. ........................................................................................................ 11
Figura 6 – a), b) e c): Ligação de electrodos para obter as 3 derivações aumentadas; d) Vectores
indicando as direcções das derivações I, II, III, aVR, aVL e aVF, no plano frontal do corpo, [14].13
Figura 7 – Posições para colocação dos electrodos das derivações precordiais, [14]. .............. 13
Figura 8 – Circuito de geração do ponto WCT, [14]. ................................................................ 14
Figura 9 – Traçado típico de um sinal ECG. Adaptado de [17] ................................................. 14
Figura 10 – Acoplamento do campo eléctrico com o corpo e o sistema de aquisição de sinais
bioeléctricos, Adaptado de [14] ............................................................................................... 16
Figura 12 – Circuito DRL: a) Configuração do circuito DRL com 3 eléctrodos; b) circuito
equivalente de a). Adaptado de [9] .......................................................................................... 22
Figura 13 – Circuito de amplificação de biopotenciais proposto por [26]. ................................. 25
Figura 14 – Circuito de amplificação de biopotenciais proposto por [27]. ................................. 26
Figura 15 – Circuito de acoplamento em corrente alternada proposto por [29] ........................ 27
Figura 16 – Circuito de aquisição de sinais bioeléctricos, [29] ................................................. 28
Figura 18 – Arquitectura do sistema proposta por [31], ........................................................... 30
Figura 19 – Diagrama interno do CI RHA1016, [32]. ............................................................... 32
Figura 20 – Sinal ECG adquirido com eléctrodos de Ag/AgCl, para uma largura de banda de 100
Hz, [32]. ................................................................................................................................. 33
Figura 21 – Diagrama interno do CI ADS1198, [7]. ................................................................. 36
Figura 22 – Configuração da entrada diferencial de um canal do ADS1198, ............................ 36
Figura 23 – Configuração diferencial da entrada de um canal do ADS1198, [7]. ...................... 37
xi
Figura 24 – Circuito DRL do ADS1198, [7]. ............................................................................. 38
Figura 25 – Circuito interno de geração do ponto WCT, [7]. ..................................................... 39
Figura 26 – Circuito interno de geração dos pontos de Goldberger, [7] .................................... 40
Figura 27 – Diagrama de transferência de dados Mestre/Escravo, [35]. .................................. 42
Figura 28 – Polaridade e fase do barramento SPI, [34]. .......................................................... 42
Figura 29 – Utilização do comando RDATAC, [7]. .................................................................... 44
Figura 30 – Utilização do comando RDATA, [7]. ...................................................................... 44
Figura 31 – Diagrama de tempo dos sinais SPI, [7]. ................................................................ 45
Figura 32 - Exemplo da utilização do comando RREG no barramento SPI, [7]. ......................... 47
Figura 33 - Exemplo da utilização do comando WREG no barramento SPI, [7].......................... 47
Figura 34 – Diagrama de blocos do sistema de aquisição de sinais ECG de 3 eléctrodos ......... 49
Figura 35 - Pré-Amplificador com acoplamento em corrente alternada ..................................... 50
Figura 36 – Queda de potencial no sinal devido às correntes de polarização das entradas dos
amplificadores operacionais .................................................................................................... 54
Figura 37 – Circuito DRL interno do ADS1198 ........................................................................ 56
Figura 38 – Circuito shield-drive .............................................................................................. 57
Figura 39 – Ilustração das características dos sinais ECG e de um filtro passa-baixo no domínio
da frequência; fM: Máxima frequência do sinal de interesse; 2fM: Frequência de Nyquist; fS:
Frequência de sobreamostragem ............................................................................................ 58
Figura 40 – Diagrama de blocos da parte digital do sistema de aquisição ................................ 59
Figura 41 – Ligação do barramento SPI entre o ADS1198 e a placa NI USB-8451 ................... 59
Figura 42 – Fluxograma da rotina de programação do barramento SPI para o caso geral. ........ 60
Figura 43 – Rotina de inicialização do ADS1198 ..................................................................... 62
Figura 44 – Fluxograma da rotina de inicialização do ADS1198 ............................................... 62
Figura 45 – Rotina de leitura de dados das conversões do ADS1198 ....................................... 63
Figura 46 – Fluxograma da rotina de leitura de dados do ADS1198 ......................................... 64
Figura 47 - Trama de dados gerados pelo ADS1198 por cada ciclo de amostragem ................. 65
Figura 48 – Ambiente gráfico do software Labview. a) painel de configuração dos canais para
gerar o sinal DRL; b) painel de configuração global dos registos do ADS1198; c) painel de
visualização dos sinais digitalizados. ....................................................................................... 66
Figura 49 – Fotografia da configuração experimental para recolha de dados ............................ 67
Figura 50 – Fotografia da placa PCB em comparação com o tamanho de moeda de 1 euro .... 68
xii
Figura 51 – Esquemático do circuito regulador de tensão. a) Regulação de tensão do circuito
analógico; b) Regulação de tensão do circuito digital. .............................................................. 69
Figura 52 – Atraso entre a transferência de bytes da placa NI USB-8451 ................................ 71
Figura 53 – Linha SCLK correspondente a 1 ciclo de amostragem de 2 canais ........................ 71
Figura 54 – Tempo de atraso entre ciclos de amostragem ...................................................... 72
Figura 55 – Configuração usada para medir o nível de ruído relativamente às entradas do
sistema .................................................................................................................................. 73
Figura 56 – Sinal digitalizado a partir da configuração da Figura 55 ........................................ 73
Figura 58 – Sinal digitalizado a partir da configuração da Figura 57 ........................................ 75
Figura 59 – a) Gráfico da FFT do sinal medido com DRL; b) Gráfico da FFT do sinal medido sem
DRL ........................................................................................................................................ 76
Figura 60 – Eléctrodos secos de metal de alumínio ................................................................. 77
Figura 61 – Posição da colocação dos eléctrodos: Derivação I (à esquerda); Derivação III (à
direita).RA: eléctrodo do braço direito; LA: eléctrodo do braço esquerdo; LL: eléctrodo da perna
esquerda; RL: eléctrodo de referência do circuito DRL. ............................................................ 78
Figura 62 – Sinal ECG da derivação I com amplificação de 112X. ........................................... 78
Figura 63 – Sinal ECG da derivação III com amplificação de 336X. ......................................... 79
Figura 64 – Sinal ECG da derivação I com amplificação de 336X ............................................ 79
Figura 65 – a) ECG obtido pela Experiência 1; b) Sinal DRL gerado pelo sistema ..................... 80
Figura 66 – Ampliação da área sombreada da Figura 65......................................................... 81
Figura 67 – a) Sinal ECG da derivação III com amplificação de 112x, saltando; b) Ampliação da
área sombreada. .................................................................................................................... 82
Figura 68 – Efeito do desligamento total de um eléctrodo ........................................................ 83
Figura 69 – a) ECG da derivação III com amplificação de 336x, obtido com eléctrodos secos; b)
Ampliação da área sombreada. ............................................................................................... 84
Figura 70 – a) ECG da derivação I com amplificação de 336, obtido com eléctrodos secos; b)
Ampliação da área sombreada. ............................................................................................... 85
Figura 71 – a) Camisola com eléctrodos têxteis integrados; b) Pormenor da ligação ao sistema
de aquisição. .......................................................................................................................... 86
Figura 72 – a) Sinal ECG obtido com o sujeito imóvel. Amplificação de 112X; b) Ampliação da
área sombreada ..................................................................................................................... 87
xiii
Figura 74 – Sinal ECG obtido com os eléctrodos da camisola completamente secos, com
amplificação de 112X ............................................................................................................. 88
Figura 75 – NI-845x SPI Create Script Reference.vi ................................................................. 95
Figura 76 – NI-845x SPI Script Enable SPI.vi ........................................................................... 95
Figura 77 – NI-845x SPI Script Clock Polarity Phase.vi ............................................................ 95
Figura 78 – NI-845x SPI Script Clock Rate.vi ........................................................................... 95
Figura 79 – NI-845x SPI Script CS Low.vi ................................................................................ 95
Figura 80 – NI-845x SPI Script Write Read.vi ........................................................................... 96
Figura 81 – NI-845x SPI Script CS High.vi ............................................................................... 96
Figura 82 – NI-845x SPI Script Disable SPI.vi .......................................................................... 96
Figura 83 – NI-845x SPI Run Script.vi ..................................................................................... 96
Figura 84 – NI-845x SPI Extract Script Read Data.vi ................................................................ 96
Figura 85 – Layout do PCB desenvolvido em PADS Layout 9.2. a) camada superior; b) camada
inferior. .................................................................................................................................. 97
Figura 86 – Esquemático da camada superior do layout da Figura 85 ..................................... 98
Figura 87 – Esquemático da camada inferior do layout da Figura 85 ....................................... 99
xiv
Índice de tabelas
Tabela 1 – Modos de operação do barramento de dados SPI ........................................................ 43
Tabela 2 – Ganho programável do sistema de aquisição ............................................................... 54
Tabela 3 – Características principais do CI LMP7704 para uma tensão de alimentação de 3
Volts, [38] .................................................................................................................................... 55
Tabela 4 – Legenda da Figura 50 ................................................................................................. 70
1
1 Introdução
1.1 Enquadramento
As dimensões físicas e o consumo de potência eléctrica de um sistema móvel para
monitorização de sinais bioeléctricos, fora do contexto hospitalar, são alguns dos factores a ter
em consideração na implementação destes sistemas. De forma a tornar os sistemas de
monitorização de biosinais cada vez mais ubíquos, estes devem ser de reduzidas dimensões e
com um baixo consumo de potência.
Neste contexto, destaca-se a investigação na utilização de têxteis com capacidades
integradas de monitorização de biosinais do corpo humano, [1],[2]. Estes têxteis podem
funcionar como substitutos dos eléctrodos convencionais para monitorização de sinais
bioeléctricos. Têm a vantagem de serem facilmente integrados em vestuário, contribuindo para a
fácil utilização por longos períodos, [2] sem a intervenção de técnicos especializados.
A monitorização do estado de saúde das pessoas idosas torna-se cada vez mais
importante na sociedade moderna actual., considerando, entre outros, a esperança média de
vida à nascença, nos países da União Europeia, que está a aumentar. Pelas projecções
realizadas, prevê-se que ocorra um aumento de 7.9 anos para os homens e 6.5 anos para as
mulheres, durante o período de projecção de 2008 a 2060, [3]. Com estes dados, a esperança
média de vida à nascença, será de 84.6 anos para os homens e 89.1 para as mulheres, [3] O
envelhecimento da população na Europa é um facto bem conhecido que tem consequências
tanto para a sociedade como para a economia dos países, [4] Neste sentido foi criada em 2008
a Ambient Assisted Living Association (AALA) cujo objectivo é financiar actividades que permitam
melhorar a qualidade de vida das populações mais idosas através das tecnologias da informação
e comunicação, [4]
Neste âmbito foram financiados pela Comissão Europeia diversos projectos entre os
quais se destaca aqui o projecto ECAALYX que esteve activo entre Setembro de 2009 e Maio de
2012. O objectivo principal deste projecto é o desenvolvimento de soluções que tragam
melhorias na qualidade de vida de pessoas idosas. Através de sistemas de monitorização do
estado de saúde que possam ser utilizados nas suas casas sem a intervenção de técnicos
especializados. Mais especificamente, este projecto teve como objectivo o desenvolvimento de
vestuário capaz de monitorizar sinais vitais, tais como o batimento cardíaco ou sinais ECG, [5].
2
A preocupação com os cuidados de saúde é transversal à sociedade actual, com o
desenvolvimento e disponibilização de sistemas cada vez mais ubíquos, a monitorização do
estado de saúde das pessoas torna-se mais simplificada e preventiva, na medida em que tais
sistemas podem passar a fazer parte do quotidiano, como o são actualmente os telemóveis,
relógios ou os computadores pessoais.
Os avanços tecnológicos na electrónica permitem cada vez mais a miniaturização dos
sistemas de monitorização de sinais bioeléctricos no corpo humano. Neste sentido espera-se que
os sistemas de aquisição de sinais ECG sejam cada vez mais pequenos, portáteis e com
reduzido custo de produção, [6]. Em [6] os autores consideram que o sistema ECG ideal deverá
incluir num único Circuito Integrado, todo o sistema de medida e análise do sinal.
A partir do contexto até aqui apresentado será desenvolvido o trabalho desta dissertação.
1.2 Objectivos
Os objectivos da presente dissertação podem ser categorizados em dois grupos distintos.
O primeiro grupo tem por objectivos o estudo e compreensão dos fenómenos associados
aos sinais bioeléctricos do corpo humano e as metodologias usadas para o condicionamento
destes sinais.
O segundo grupo prevê a realização prática de um sistema de condicionamento de
sinais bioeléctrico, particularmente os sinais ECG. O sistema será baseado no front-end
analógico ADS1198 da Texas Instruments, [7]. Pretende-se que o sistema projectado seja
optimizado para a possibilidade de ser utilizado em aplicações móveis, alimentado por uma
pequena bateria. O circuito integrado ADS1198 deverá ser ligado através de SPI a um PC para
configuração e teste através de software a desenvolver em Labview. Pretende-se que o sistema
seja implementado com um número reduzido de componentes, de forma a facilitar a futura
integração em vestuário.
1.3 Organização do documento
Este documento está dividido em 7 capítulos
O primeiro capítulo faz a introdução e contextualização do problema da monitorização de
sinais bioeléctricos e define os objectivos propostos a realizar. No segundo capítulo é feito um
estudo teórico sobre as características dos sinais bioeléctricos. No terceiro capítulo estão
referidos alguns trabalhos sobre sistemas de condicionamento de sinais bioeléctricos. No quarto
3
capítulo são analisadas as características e modos de funcionamento do ADS1198. A descrição
do sistema desenvolvido é apresentada no capítulo cinco e a análise dos resultados obtidos é
feita no capítulo seis. Por fim são apresentadas as conclusões retiradas do trabalho realizado e
algumas recomendações para trabalho futuro.
4
5
2 Fenómenos Bioeléctricos
Todos os fenómenos bioeléctricos que ocorrem no corpo humano têm origem ao nível
celular.
Os sinais biológicos que podem ser observados em sistemas biológicos, tal como o
corpo humano, contêm informações acerca do estado do sistema biológico em estudo.
Consoante as fontes que originam os sinais biológicos estes podem ser classificados como,
sinais bioeléctricos, sinais de bioimpedância, sinais bioacústicos, sinais biomagnéticos, sinais
biomecânicos, sinais bioquímicos e sinais biópticos, [8]. No âmbito do presente projecto serão
os sinais bioeléctricos que se pretende adquirir e gravar para posterior processamento e estudo.
Os potenciais eléctricos gerados no corpo humano são originados pela actividade
electroquímica das células excitáveis. Estas células estão presentes no tecido nervoso, muscular
e glandular. Do ponto de vista eléctrico as células excitáveis apresentam um potencial de
repouso e um potencial de acção, [9]
Um potencial de acção é gerado pela despolarização das células excitáveis. Esta
despolarização é provocada por um estímulo aplicado nas células, causando um movimento de
iões através da membrana semipermeável das células. Este movimento de iões, entre o interior
e o exterior das células excitáveis, origina um potencial eléctrico que pode ser medido pela
colocação de eléctrodos na superfície da pele, [8, 9].
São os processos que estão na origem dos potenciais eléctricos acima mencionados que
serão descritos de forma sucinta neste capítulo.
2.1 Origem dos Biopotenciais
Ao nível celular existem trocas de substâncias iónicas entre o interior e o exterior das
células. Este movimento de substâncias, entre o meio interior e exterior das células, ocorre
através da membrana da célula. Esta apresenta diferentes características de permeabilidade
para as diferentes substâncias iónicas presentes no meio.
No denominado estado de repouso, cada uma das células excitáveis apresenta uma
diferença de potencial eléctrico entre o meio exterior e interior. Este potencial eléctrico pode ter
valores de -50 mV a -100 mV, relativamente ao meio exterior da célula [9], dependendo do tipo
de célula. Daqui pode concluir-se que o potencial eléctrico gerado entre os meios, intracelular e
6
extracelular, tem uma relação directa com a diferença de concentração dos iões positivos e
negativos.
A membrana celular é composta por diferentes canais permeáveis a um determinado
tipo de ião. Quando um destes canais fica aberto, as substâncias iónicas correspondentes à
permeabilidade do canal atravessam a membrana pelo processo de difusão, ou seja, existe uma
movimentação de iões do meio com maior concentração para o meio com menor concentração
desse tipo de ião.
Figura 1 – Actividade celular dos canais de potássio. (a) Distribuição da concentração
dos iões de potássio, sódio e cloro dentro e fora de uma célula. (b) Relação entre os gradientes
químicos e eléctricos dos iões de potássio e canais de potássio, [10].
Para ilustrar este fenómeno é dado o seguinte exemplo baseado em [10]:
Considera-se uma situação em que os iões de Potássio, K+, presentes no interior da
célula e os iões de Sódio, Na+, no exterior, e que o potencial de transmembrana inicial é zero.
Nesta situação os iões de K+ irão movimentar-se pelo processo de difusão para o exterior da
célula, quando os canais de K+ da membrana estiverem abertos. Esta movimentação de iões K+
faz aumentar progressivamente o potencial negativo no interior da célula em relação ao exterior,
uma vez que estão a ser retiradas cargas eléctricas positivas do interior da célula, Figura 1.
Desta forma é estabelecido um potencial eléctrico através da membrana da célula.
Como já foi referido atrás este potencial é denominado potencial de transmembrana. O potencial
eléctrico estabelecido pelo processo descrito atrás provoca um campo eléctrico direccionado
7
para o interior da célula, dado que o meio extracelular tem mais cargas carregadas
positivamente em relação ao meio intracelular.
O campo eléctrico estabelecido é então uma força que vai repelir cargas positivas de
saírem do interior da célula. No exemplo de [10], referido atrás, estas cargas correspondem aos
iões de K+.
De forma geral podem distinguir-se duas forças opostas que influenciam o movimento de
iões, através da membrana celular, entre o interior e exterior das células. Uma provocada pelo
processo de difusão e a outra provocada pelo campo eléctrico gerado, [9]. Desta forma, como
existem duas forças opostas, no momento em que a magnitude destas se igualar atinge-se um
estado de equilíbrio. Este estado é denominado potencial de equilíbrio para o potássio, o seu
valor em volts pode ser calculado pela equação de Nernst considerando uma temperatura de 37
°C, [9]:
[ ]
[ ] ( ) (2.1)
Onde:
n é o valor dos electrões de valência de K+;
R é o valor da constante universal do gás;
T é o valor absoluto da temperatura em Kelvin;
F é a constante de Faraday;
[ ] e [ ] são as concentrações intracelular e extracelular de K+ em moles por litro,
respectivamente.
Existem no entanto outros tipos de iões presentes no meio intracelular e extracelular que
vão contribuir para o equilíbrio do potencial de repouso de transmembrana, E. A equação de
Goldman-Hodgkin-Katz expressa o valor de E de forma mais precisa, [9]:
[ ] [ ] [ ] [ ] [ ] [ ]
( )
Onde corresponde ao coeficiente de permeabilidade para os diferentes tipos de iões.
No caso da equação 2.2 estão considerados para o cálculo do valor do potencial de repouso de
transmembrana, os principais iões presentes no meio em causa, K+, Na+ e Cl-.
8
Até este ponto foram, de forma geral, referidas as principais características de uma
célula excitável no seu estado de repouso. De relembrar que o potencial eléctrico destas células
no estado de repouso tem um valor negativo no interior relativamente ao seu meio exterior. Este
valor pode ir de -50 mV a -100 mV.
Por outro lado uma célula excitável compreende também um estado activo. Isto
acontece quando lhe é aplicado um estímulo adequado. Entendendo-se o estímulo adequado
como sendo uma força que provoque a despolarização da célula acima de um determinado valor
de threshold, [9]. Nesta situação a célula tem a capacidade de conduzir um potencial de acção,
que é independente da intensidade do estímulo aplicado. Ou seja, apenas é necessário que seja
ultrapassado o valor de treshold para desencadear um potencial de acção, que vai ter a mesma
intensidade independentemente da intensidade do estímulo aplicado na célula, [10]. No entanto,
caso o estímulo aplicado à célula não ultrapasse o valor de threshold, esta permanece no estado
de repouso.
No estado de repouso, as células excitáveis estão polarizadas, possuindo mais cargas
negativas no seu interior relativamente ao meio exterior. No processo de desencadeamento de
um potencial de acção o meio intracelular vai ficando mais positivo, em relação ao meio
extracelular, com a entrada de iões com cargas positivas no interior da célula. A este processo
dá-se o nome de despolarização, [10]. A repolarização é a outra etapa envolvida no
desencadeamento de um potencial de acção. A fase de repolarização é o processo inverso da
despolarização. Nesta fase o potencial de transmembrana volta ao estado de repouso, em que o
meio intracelular volta a ficar mais negativo relativamente ao meio exterior.
Nos processos de despolarização e repolarização a entrada e saída de iões acontece
devido a mudanças de permeabilidade da membrana celular,[10].
É a propagação dos potenciais de acção nas células cardíacas que fazem com que o
coração produza o batimento cardíaco. A sua propagação nas células do sistema nervoso,
permite a comunicação com os diferentes órgãos do corpo.
A Figura 2 ilustra a relação da magnitude em relação à variação do tempo dos potenciais
de acção para as células dos neurónios motores, as células músculo-esqueléticas e as células
cardíacas. Pela análise da Figura 2 pode inferir-se que existe uma grande variação na duração
do potencial de acção para as diferentes células.
Nas células cardíacas a fase de despolarização do potencial de acção tem uma duração
relativamente grande em relação aos outros tipos de células. De forma geral, isto acontece
9
porque os canais da membrana para os diferentes tipos de iões abrem e fecham com diferentes
velocidades. Estudos mais aprofundados destes fenómenos são apresentados por [9] e [10].
Uma consequência directa deste período denominado estado refractário, é a limitação
da frequência do batimento cardíaco, [10]
Figura 2 – Potencias de acção para diferentes células excitáveis: (A) célula do músculo
cardíaco e sua contracção (B); (C) célula músculo-esqueléticas e a sua contracção (D); célula de
um nervo (E), [11].
2.2 Electrocardiograma
A actividade eléctrica do coração vem sendo estudada desde o início do século 20,
inicialmente com as medidas efectuadas por Willem Einthoven, [12]. É neste contexto que se
foca este trabalho, o estudo de sistemas para registo da actividade eléctrica do coração. Não
será aqui descrita em profundidade aspectos da morfologia e funcionamento deste órgão. No
entanto, de forma geral, será descrita a metodologia usada no registo da actividade eléctrica do
coração a partir da superfície corporal.
O registo desta actividade eléctrica é usualmente realizado pela colocação de eléctrodos
na superfície da pele. O electrocardiograma, ECG, é o resultado obtido destas medições, que
vem sendo usado como um meio no diagnóstico e tratamento de pacientes, [12].
10
A actividade eléctrica do coração pode ser modelizada por um dipolo eléctrico, o qual
produz um campo eléctrico, [9]. A variação do campo eléctrico produzido é representada pelo
vector cardíaco M representado na Figura 3. Um vector é representado por uma direcção e uma
magnitude. No caso do vector cardíaco M, este está direccionado a partir do pólo com carga
negativa para o pólo com carga positiva e a sua magnitude é proporcional à quantidade de carga
multiplicada pela distância entre as cargas, [9].
Este modelo permite estudar a actividade eléctrica do coração através do sistema de
derivações, inicialmente desenvolvido por Einthoven, [13]. Cada derivação corresponde a um par
de eléctrodos ou à combinação de vários eléctrodos, equivalentes a um par, [9].
Voltando ao modelo do dipolo eléctrico e representando cada derivação por um vector
unitário, a tensão que será monitorizada para as diferentes derivações corresponde à
componente do vector cardíaco M na direcção dos vectores definidos para as diferentes
derivações, [9]. Ou seja, para o exemplo da Figura 4 a tensão , correspondente a uma
derivação representada pelo vector , é dada pelo produto escalar de por .
| || | (2.3)
Figura 3 – Vector cardíaco, [14]
Figura 4 – Relação entre os vectores a1 , a2 e o vector cardíaco M, [14].
11
Daí a necessidade de utilizar um sistema de derivações para monitorizar a actividade
eléctrica do coração em diferentes planos do corpo.
Actualmente o sistema padrão para aquisição e estudo de sinais ECG é composto por 12
derivações que definem a posição da colocação dos eléctrodos na superfície do corpo, [13].
As 3 principais derivações propostas por Einthoven formam o triângulo de Einthoven, e
as respectivas diferenças de potencial são obtidas pela colocação de 3 eléctrodos no braço
direito, braço esquerdo e perna esquerda. Assim:
Figura 5 – Posição da colocação dos eléctrodos em relação ao corpo humano para obtenção das
derivações I, II e III, [14].
Sendo o potencial no braço esquerdo, o potencial no braço direito e o
potencial na perna esquerda.
As 3 derivações aumentadas, , e , são obtidas a partir da relação da rede de
resistências representada na Figura 6. Cada uma destas derivações aumentadas é obtida
relativamente ao ponto de referência denominado terminal central de Goldberger, [15]. O
terminal central de Goldberger, para cada uma das derivações aumentadas, é obtido por:
-
para a derivação ;
-
para a derivação ;
-
para a derivação .
12
Assim a derivação corresponde à diferença de potencial do eléctrodo do braço
direito, , e do terminal central de Goldberger, -
:
-
(2.4)
Para a derivação fica:
-
(2.5)
E finalmente para a derivação :
-
(2.6)
Estas 3 derivações aumentadas em conjunto com as 3 derivações do triângulo de
Einthoven, permitem estudar a actividade eléctrica do coração do ponto de vista do plano frontal1
do corpo, [9].
Por outro lado o estudo da actividade eléctrica do coração do ponto de vista do plano
transversal2 do corpo é feito pelas 6 derivações precordiais, . Cada uma destas 6 derivações é
obtida pela diferença de potencial entre cada um dos eléctrodos colocados nas posições
indicadas pela Figura 7 e o ponto correspondente ao terminal central de Wilson (WCT), Figura 8.
O ponto corresponde ao ponto de referência dado pela média dos potenciais dos eléctrodos
colocados no braço direito, braço esquerdo e perna esquerda, equação 2.7.
(2.7)
Assim, cada uma das derivações precordiais é obtida por:
- (2.8)
1 Neste contexto entende-se como plano frontal do corpo, o plano paralelo ao chão quando se está deitado no chão
2 Neste contexto entende-se como plano transversal do corpo, o plano paralelo ao chão quando se está em pé, erecto sobre o chão
13
Com .
Figura 6 – a), b) e c): Ligação de eléctrodos para obter as 3 derivações aumentadas; d) Vectores
indicando as direcções das derivações I, II, III, aVR, aVL e aVF, no plano frontal do corpo, [14].
Figura 7 – Posições para colocação dos eléctrodos das derivações precordiais, [14].
14
Figura 8 – Circuito de geração do ponto WCT, [14].
Figura 9 – Traçado típico de um sinal ECG. Adaptado de [17]
A Figura 9 representa esquematicamente o traçado típico de um sinal ECG. O ciclo
cardíaco tipicamente é representado por um sinal ECG composto pela onda P, pelo complexo
QRS, a onda T e a onda U. Esta última nem sempre é visível. A linha de base do sinal ECG é
denominada de linha isoeléctrica, [16]. É esta morfologia que se pretende identificar nos sinais
adquiridos pelo sistema desenvolvido neste trabalho.
15
2.3 Problemas inerentes à aquisição de sinais bioeléctricos
A aquisição de sinais bioeléctricos traz consigo vários problemas associados. São vários
os trabalhos publicados [18, 19, 20, 21], [22], que analisam e propõem modelos que
descrevem as diferentes fontes de interferência na aquisição de sinais bioeléctricos. Com base
no estudo destes trabalhos, são a seguir apresentados os principais problemas a ter em conta
no projecto de um circuito de aquisição de sinais bioeléctricos.
A principal fonte de interferência que ocorre no processo de aquisição de sinais
bioeléctricos é causada pela rede de alimentação eléctrica e por todos os dispositivos a ela
ligados, [9]. Em Portugal a energia eléctrica, para consumo doméstico, é distribuída a 230 Volts
à frequência de 50 Hz. A aquisição de sinais bioeléctricos nas proximidades de instalações
eléctricas está assim sujeita a interferências electromagnéticas à frequência de 50 Hz. Uma vez
que as instalações eléctricas estão presentes por todo o lado, não é possível eliminar a fonte
destas interferências no momento de aquisição de sinais bioeléctricos.
No entanto é desejável atenuar estas interferências na sua fonte, evitando o uso
posterior de filtros que podem distorcer o sinal a medir, [22]. Este é um aspecto importante no
projecto de sistemas de aquisição de sinais ECG, visto que as interferências causadas pela rede
eléctrica na frequência de 50 Hz sobrepõem-se ao sinal ECG, que contém informação a esta
frequência.
A Figura 10 representa um modelo simplificado, do acoplamento capacitivo do campo
eléctrico gerado pela rede eléctrica e o conjunto composto pelo sistema de aquisição de sinais e
o corpo sob medição. Na Figura 10 o condensador Cb representa o acoplamento eléctrico entre
a rede e o corpo, C1 e C2 representa o acoplamento eléctrico entre a rede e os cabos dos
eléctrodos. C3 corresponde ao acoplamento eléctrico da rede com o sistema de aquisição de
sinais. Este acoplamento eléctrico gera correntes eléctricas que são induzidas nos elementos
que compõem o sistema de aquisição. Estas correntes estão representadas pelas setas da
Figura 10.
16
Z1
Z2
Z3
Rede eléctrica (230 V – 50 Hz)
Cb
C1
Sistema de aquisição C2
C3
Id2
Id1
Idb
Idb
Zin
ZinZd
A
G
B
Figura 10 – Acoplamento do campo eléctrico com o corpo e o sistema de aquisição de sinais
bioeléctricos, Adaptado de [14]
Tendo em conta o modelo da Figura 10 pode derivar-se a equação da qual resulta o
valor do potencial eléctrico de interferência que vai ser amplificado pelo sistema de aquisição.
Considerando que as entradas do sistema de aquisição são de alta impedância, Zin, as correntes
Id1 e Id2 fluem para a massa do circuito, G, pelo caminho de menor impedância. Ou seja
através das impedâncias Z1, Z2 e Z3, que correspondem às impedâncias eléctrodos/pele, [14].
Foi ignorada a impedância interna do corpo, que é relativamente baixa em relação às restantes
impedâncias do modelo da Figura 10.
A diferença de potencial de interferência nas entradas A e B é então obtido por:
( )
( )
- - (2.9)
Com .
Da equação obtida verifica-se que a interferência eléctrica - , pode ser causada pela
diferença entre as impedâncias e , ou pela diferença entre as correntes e .
17
Esta interferência pode ser reduzida se as impedâncias e estiverem balanceadas,
assegurando um bom contacto eléctrodo/pele. A utilização de cabos blindados reduz as
correntes induzidas e nos mesmos. Por outro lado, a queda de potencial provocada pelas
correntes induzidas é minimizada com a utilização de cabos dos eléctrodos, o mais curtos
possíveis, [20].
O acoplamento eléctrico da rede directamente sobre o corpo causa a indução de uma
tensão de modo comum por todo o corpo, [14]. Analisando o modelo da Figura 10 verifica-se
que esta tensão de modo comum , é criada pelo fluxo da corrente . Esta corrente entra no
corpo através do acoplamento capacitivo entre a rede eléctrica e flui para a massa do circuito
através da impedância do terceiro eléctrodo, .
Ignorando novamente a impedância interna do corpo, a é obtida por:
(2.10)
é directamente proporcional a Assim a redução da impedância é um factor
importante a ter em conta no projecto de um sistema de aquisição. Isto pode ser conseguido
assegurando um bom contacto com a pele do terceiro eléctrodo. Neste trabalho será
implementado um circuito Driven-Right-Leg que reduz a impedância e ao mesmo tempo
garante o isolamento eléctrico entre o corpo e a massa do circuito, ver na secção 3.1.
Idealmente uma tensão de modo comum não é amplificada quando são utilizados
amplificadores diferenciais. No entanto, na realidade as impedâncias de entrada têm valores
finitos, o que provoca o aparecimento de uma tensão diferencial - , nas entradas dos
amplificadores, [20] e [14]:
(
) (2.11)
Como e são muito menores que , fica:
(
) (2.12)
Da análise da equação 2.12 constata-se que quanto maior a diferença entre as
impedâncias eléctrodo/pele e , maior será o valor do potencial de interferência causado
18
pela tensão de modo comum, . A utilização de amplificadores com valores elevados de
impedância de entrada , ajuda na redução destas interferências.
A capacidade de rejeição de tensões de modo comum pelos amplificadores operacionais
é quantificada pelo valor de CMRR3. Este valor indica a taxa de rejeição de modo comum,
normalmente expressa em decibéis (dB). Com a introdução deste parâmetro na equação acima,
o valor de interferência causado pela é dado por, [20]:
- (
-
) (2.13)
Desta forma o valor de CMRR é também um parâmetro importante a ter em conta na
selecção dos amplificadores operacionais de um circuito de aquisição de sinais bioeléctricos,
devendo este parâmetro ter um valor o mais elevado possível. No entanto, a partir da equação
2.13 verifica-se que mesmo na situação ideal de o valor de CMRR ser infinito, o não
balanceamento das impedâncias eléctrodo/pele e , gera interferências devido à presença
da .
A indução magnética é também uma fonte de interferência causada principalmente
pelas linhas de tensão da rede eléctrica. Um campo magnético é gerado pela passagem de
corrente eléctrica por um cabo condutor. Em qualquer circuito condutor que esteja próximo de
um campo magnético vai ser induzido um potencial proporcional à área fechada formada pelo
circuito condutor, à sua orientação em relação ao campo magnético e à intensidade do fluxo do
campo magnético. Esta relação é dada pela lei da indução magnética, [20]:
∫
(2.14)
Onde:
é o fluxo magnético (Wb);
B é o campo magnético (Wb/m2);
S é a área da superfície considerada.
3 Do inglês, Common Mode Rejection Ratio
19
Considerando que a orientação da área S não varia, e sendo a frequência da rede
eléctrica constante, a redução da área S minimiza os efeitos da indução do campo magnético
sobre o sistema de aquisição.
Z1
Z2
Rede eléctrica (230 V – 50 Hz)
Sistema de aquisição
Campo Magnético
B
S
Figura 11 – Campo magnético induzido na área fechada S, formada pelos cabos do sistema de
aquisição de sinais bioeléctricos, Adaptado de [14]
A área S é reduzida de forma eficaz se os cabos dos eléctrodos forem entrelaçados um
no outro. Outra forma de reduzir a interferência de campos magnéticos é manter o sistema de
aquisição afastado das fontes geradoras de campos magnéticos, ou utilizando cabos com
blindagem, [9].
O ruido eléctrico presente em todos os circuitos electrónicos é também uma fonte de
interferência na aquisição de sinais bioeléctricos, [21]. É importante seleccionar amplificadores
de baixo ruído no projecto de circuitos de sistemas de aquisição de sinais bioeléctricos de
reduzida amplitude.
Os artefactos de movimento são distorções do sinal bioeléctrico sob medição,
provocadas pelo movimento do sujeito, dos eléctrodos colocados na superfície da pele ou pelo
movimento dos cabos dos eléctrodos. Na aquisição de sinais ECG ou EEG, o movimento dos
músculos pode também causar o aparecimento de artefactos no sinal a medir, [21].
20
21
3 Trabalho relacionado
Nesta secção serão abordados alguns trabalhos relacionados com circuitos electrónicos
destinados à aquisição de biopotenciais, particularmente os sinais ECG, com especial incidência
sobre trabalhos com características orientadas para aplicações móveis possíveis de serem
operados com baterias de reduzida tensão. Pretende-se com este estudo inicial adquirir algum
conhecimento sobre as topologias de circuitos usadas para o condicionamento de sinais ECG de
3 eléctrodos.
Esta secção está dividida em três partes. A análise do princípio de funcionamento de um
circuito Driven-Right-Leg , DRL, é feita na primeira. Os circuitos DRL são utilizados em circuitos
de aquisição de biosinais como meio eficaz de atenuar interferências eléctricas do sinal a medir.
Na segunda parte são analisados sistemas construídos com componentes electrónicos discretos,
f g ê ’ E terceira
parte são analisados sistemas que integram grande parte dos componentes discretos em
circuitos integrados ’ f õ íf é
3.1 Circuito Driven-Right-Leg
Um circuito DRL é utilizado para minimizar a interferência provocada pela tensão de
modo comum, . O circuito DRL está ligado ao terceiro eléctrodo do corpo sob medição,
permitindo desta forma reduzir a diferença de potencial entre o corpo e o valor de referência do
sistema de aquisição.
A utilização deste circuito ligado ao terceiro eléctrodo evita a sua ligação directa ao
potencial de referência do sistema de aquisição, o que se traduz numa melhoria nas condições
de segurança para o sujeito sob medição, [19]. Além disso reduz a resistência eléctrica efectiva
do terceiro eléctrodo, e com isto a diferença de potencial entre o corpo e a referência do sistema
de aquisição é também reduzida, [19].
A aplicação de circuitos DRL em implementações de sistemas de aquisição de
biopotenciais está generalizada, com diversos trabalhos publicados que descrevem diferentes
implementações, [23], [24]
De seguida será descrito o funcionamento de um circuito DRL baseado em 3 eléctrodos,
2 eléctrodos para adquirir o sinal diferencial ECG e 1 terceiro eléctrodo ligado ao circuito DRL,
Figura 12 a).
22
O funcionamento do circuito DRL pode ser entendido como um sistema de controlo com
realimentação negativa, [23], onde a é medida por meio de duas resistências de igual valor
sendo depois comparada com o valor de referência do sistema de aquisição. Desta comparação
resulta um valor de erro, que corresponde à diferença entre o potencial de referência do sistema
de aquisição e o potencial ao qual se encontra o corpo sob medição. É esta diferença que se
pretende anular para evitar interferências no sinal bioeléctrico que se deseja medir. Para isto, a
diferença de potencial é amplificada e invertida sendo então realimentada para o corpo através
do terceiro eléctrodo.
+
- R
Rg
R
RaRa
A1
A2-
+
+
-
ADRL
Rel1
Rel2
Rel3
Ro
Rf
VRef
a)
+
-
ADRL
Ro
Rf
Vo
Ra/2
Vcm
VRef
+ Rel3 Vcm
Id
b)
Figura 12 – Circuito DRL: a) Configuração do circuito DRL com 3 eléctrodos; b) circuito
equivalente de a). Adaptado de [9]
Para entender como a é minimizada pelo circuito DRL será analisado o circuito DRL
da Figura 12, [9].
De notar o facto da configuração dos amplificadores A1 e A2, da Figura 12 a), não
amplificarem a componente comum do sinal de entrada. Esta configuração é também utilizada
nos amplificadores internos do CI ADS1198. Daí poder medir-se a na saída destes
amplificadores.
23
Pela análise do circuito equivalente da Figura 12 a) verifica-se:
- (3.1)
Onde f
, é o ganho do amplificador do circuito DRL correspondente a uma
configuração inversora.
A é dada por:
(3.2)
Onde corresponde à resistência do terceiro eléctrodo em contacto com a pele, e
é a corrente que percorre o corpo, devido ao acoplamento capacitivo com a rede eléctrica.
Pela substituição da equação 3.1 na equação 3.2 obtém-se a relação da com o
ganho, , do amplificador do circuito DRL:
(3.3)
Da análise da equação 3.3 verifica-se que a é inversamente proporcional ao ganho
do amplificador do circuito DRL.
Por outro lado verifica-se que a resistência efectiva do terceiro eléctrodo, em relação ao
potencial de referência do sistema de aquisição, é reduzida pelo factor , [9, 19] . Isto mostra
a importância da utilização de um circuito DRL para o terceiro eléctrodo, em detrimento da
simples ligação deste ao potencial de referência do circuito de aquisição.
A resistência pode ser incluída para efeitos de protecção. Esta deve ser colocada
entre a saída do amplificador e o caminho de realimentação do amplificador. Desta forma fica
a fazer parte do amplificador, não influenciando a resistência efectiva do terceiro eléctrodo, [19].
Como foi referido anteriormente, sendo o circuito DRL um sistema com realimentação,
este está sujeito a problemas de estabilidade. Em [19] propuseram um modelo para analisar a
estabilidade de circuitos DRL. O modelo não será reproduzido aqui, no entanto sabe-se, da teoria
dos sistemas, que um sistema com realimentação torna-se instável quando à frequência de
inversão de fase, -180º, o ganho do sistema em malha aberta é maior que 1, [25].
Os filtros de radiofrequência, filtros passa-baixo formados pelas resistências dos
eléctrodos e as capacidades parasitas e o amplificador do circuito DRL, são os principais
elementos do sistema que podem introduzir deslocamento de fase, levando à instabilidade do
sistema. [19]
24
Desta análise, [19] recomendam a compensação do circuito DRL da Figura 12 b) com a
substituição da resistência f por um condensador, f.
Assim a função de transferência do amplificador DRL passa a ser dada por:
( )
f
Esta configuração corresponde a um integrador inversor. Para garantir uma margem de
fase de 45º, em [19] calcularam um valor para a constante de tempo, f, de 130 µs. No
modelo proposto por [19] são assumidos parâmetros para as capacidades parasitas de
acoplamento com a rede eléctrica, para o pior caso, ou seja, pode considerar-se que numa
aplicação real esses valores não são atingidos.
Assim o valor de 130 µs foi tido como referência para este trabalho.
3.2 Sistemas baseados em componentes discretos
[26] propuseram um circuito para amplificação de sinais ECG obtidos a partir de
eléctrodos secos. A finalidade do circuito desenvolvido destina-se, segundo os autores, a
aplicações móveis para obter os sinais ECG em situações de exercício físico.
A topologia adoptada está representada na Figura 13. Esta topologia baseia-se em 3
estágios de amplificação. O primeiro estágio é um amplificador com entrada e saída diferencial,
apresentando um ganho relativamente baixo, 13 dB, para evitar a saturação dos amplificadores
potencialmente causada pelas tensões de offset das entradas dos amplificadores, [26].
Os eléctrodos são acoplados em corrente alternada, CA, a este primeiro estágio, de
forma a eliminar a componente contínua do sinal ECG.
No entanto, como este circuito funciona com uma alimentação unipolar, é necessário
polarizar as entradas dos amplificadores com um nível de tensão adequado que permita
visualizar o sinal diferencial ECG sem cortes nos limites, inferior e superior da alimentação. Para
solucionar este problema os autores propuseram uma malha de resistências, R5, R6 e R7 da
Figura 13, que coloca as entradas dos amplificadores a cerca de 1.2V dos limites da
alimentação, [26]. Contudo esta solução degrada o CMRR, uma vez que as impedâncias das
25
entradas dos amplificadores são reduzidas com a utilização da malha de resistências de
polarização.
O valor de CMRR medido pelos autores foi de 55 dB, sendo melhorado para 88 dB pela
utilização do terceiro eléctrodo ligado ao circuito DRL também implementado pelos autores.
O segundo estágio de amplificação é também de entrada e saída diferencial e
proporciona um ganho adicional de 25.6 dB. O último estágio tem a função de converter o sinal
diferencial dos estágios anteriores para uma saída simples, além de amplificar o sinal em 6 dB.
Resulta um ganho relativamente baixo, cerca de 43 dB.
Figura 13 – Circuito de amplificação de biopotenciais proposto por [26].
Nos trabalhos de [27] os autores apresentam um circuito com uma topologia
semelhante à proposta por [26], dois estágios amplificadores de entrada e saída diferencial e o
último estágio converte o sinal diferencial para um sinal não diferencial. No entanto o
acoplamento dos eléctrodos ao primeiro estágio de amplificação é feito em corrente contínua, o
que desde logo limita o ganho máximo permitido para este estágio, de forma a evitar a saturação
dos amplificadores. Por esta razão os autores estabeleceram um ganho de 10 para o primeiro
estágio de amplificação.
26
A eliminação da componente contínua do sinal ECG é realizada pelo segundo estágio
através de um filtro passa-alto diferencial com uma frequência de corte de cerca de 0.05 Hz. No
entanto, as resistências do filtro são ligadas ao potencial de referência do circuito através de
uma resistência de valor finito, o que limita o valor de CMRR.
O último estágio é um amplificador diferencial ao qual está ligado um circuito de auto-
zero. Um circuito de auto-zero tem como função manter o valor médio da tensão de saída no
valor da tensão de referência do circuito, [28]. Os autores implementaram este circuito como
forma de anular as tensões de offset provenientes dos estágios anteriores.
O circuito funciona com alimentação unipolar, o que facilita a sua utilização em
aplicações móveis alimentadas com uma única bateria. Por esta razão é necessário polarizar as
entradas dos amplificadores do primeiro estágio para que o circuito funcione de forma correcta.
Uma vez que o circuito proposto não implementa uma malha de resistências de polarização, tal
como acontece na solução proposta por [26], é indispensável a utilização do terceiro eléctrodo.
Este é ligado ao circuito DRL cujo valor de referência é o valor médio da tensão de alimentação
do circuito. Assim, o potencial de referência do corpo do utilizador tem o mesmo valor do
potencial de referência do circuito, permitindo desta forma a leitura do sinal ECG com valores
positivos e negativos em relação ao potencial de referência.
Figura 14 – Circuito de amplificação de biopotenciais proposto por [27].
27
Nos trabalhos analisados atrás, a amplificação dos sinais bioeléctricos é subdividida em
diferentes estágios, principalmente para evitar a saturação dos amplificadores de entrada devido
a tensões de offset geradas pela polarização dos eléctrodos. No trabalho a seguir analisado,
proposto por [29], a amplificação dos sinais é realizada num único estágio, o estágio de
entrada. Com esta topologia optimiza-se o valor de CMRR. No entanto para evitar o problema da
saturação dos amplificadores de entrada é necessário um acoplamento em corrente alternada
dos sinais de entrada. Caso contrário a componente de corrente contínua dos sinais bioeléctricos
facilmente satura os amplificadores.
Neste contexto, [29], propuseram um circuito formado apenas com componentes
passivos que funciona como um filtro passa-alto para sinais diferenciais e bloqueia sinais de
modo comum, Figura 15. Além disso, como não existem resistências conectadas ao potencial de
massa do circuito, o valor de CMRR é optimizado.
Figura 15 – Circuito de acoplamento em corrente alternada proposto por [29]
Esta configuração apenas é possível com a utilização de um terceiro eléctrodo. Este
eléctrodo fornece o caminho para a massa do circuito, das correntes de polarização das
entradas dos amplificadores. Sem este caminho para as correntes de polarização, os
amplificadores não funcionariam correctamente, uma vez que não existem resistências
directamente ligadas à massa do circuito.
O circuito completo, proposto por [29], está representado na Figura 16. Para análise
deste circuito pode dividir-se a sua composição em 3 principais estágios.
28
Figura 16 – Circuito de aquisição de sinais bioeléctricos, [29]
O primeiro estágio é composto pelo circuito de acoplamento em corrente alternada
f f ê ’ ’ Figura 16. A
função de transferência ( ) deste circuito na forma simplificada, derivada por [29] é:
( )
(3.5)
Onde , considerando .
Esta função de transferência corresponde à resposta de um filtro passa-alto de primeira
ordem. A frequência de corte de ( ) é então dada por
.
A principal vantagem da utilização deste circuito é a possibilidade de utilizar
acoplamento em corrente alternada sem a utilização de resistências ligadas à massa do circuito.
O segundo estágio corresponde ao único andar de amplificação do circuito. É um circuito
de amplificação de entrada e saída diferencial, formado por 2 amplificadores operacionais.
Amplifica os sinais diferenciais com um ganho de 1001. Este valor de ganho tão elevado,
concentrado num único andar de amplificação apenas é possível porque foi utilizado um circuito
de acoplamento em corrente alternada, que remove a componente contínua dos sinais
bioeléctricos.
29
O último estágio apenas transforma o sinal em modo diferencial para simples, ou seja,
com referência à massa do circuito. Além disso, este estágio integra também um circuito de
acoplamento em corrente alternada já referido atrás, nos trabalhos dos mesmos autores, [27].
A solução proposta, Figura 16, integra ainda um filtro activo passa-baixo de segunda
ordem e um circuito DRL. A topologia deste circuito apresenta características que possibilitam a
sua implementação em aplicações móveis com alimentação eléctrica por pequenas baterias. O
circuito é composto por um reduzido número de CI, reduzindo assim a potência eléctrica
consumida. Este é um factor importante em sistemas operados por baterias. Por outro lado, a
alimentação eléctrica deste circuito é unipolar, possibilitando a utilização de uma bateria apenas,
eliminando também a necessidade de utilizar circuitos geradores de tensões simétricas.
3.3 Sistemas baseados em Chips dedicados
Nos trabalhos realizados por [30] foi desenvolvido um CI de nove canais especificamente
para medir sinais ECG. O dispositivo é um ASIC construído com tecnologia CMOS de 2 µm,
ocupando uma área total de 65 mm2.
O sistema desenvolvido faz o processamento analógico e digital dos sinais. O CI integra
um ADC de aproximações sucessivas de 13 bits com uma taxa de amostragem de 44100
amostras por segundo. Cada um dos nove canais analógicos é constituído por 2 estágios de
amplificação. O primeiro estágio tem um ganho de 10 e o segundo de 50. A saída e a entrada do
primeiro e segundo estágio, respectivamente, estão disponíveis externamente para possíveis
configurações de filtros, por exemplo para remover a componente contínua presente nos sinais
ECG. Este CI implementa internamente um filtro de Bessel passa-baixo de 8ª ordem, que
permite variar a largura de banda entre 250 Hz e 1 KHz.
Figura 17 – Arquitectura do sistema desenvolvido por [30].
30
A Figura 17 representa a arquitectura do sistema desenvolvido por [30]. Nesta
arquitectura apenas é usado um ADC conectado a um multiplexador de 9:1. Com esta topologia
foi necessário implementar pelos autores um circuito sample-and-hold por cada canal analógico.
Só desta forma é possível realizar aquisições simultâneas com um único ADC. A comunicação
digital é bidireccional, através de uma porta série, integrada também no CI desenvolvido.
A topologia proposta para o CI desenvolvido por [30] tem características vocacionadas
para aplicações móveis, uma vez que integra num único CI todos os blocos funcionais que
permitem adquirir, condicionar e digitalizar sinais analógicos.
No entanto a alimentação de 10 Volts e um consumo de potência de 270mW não se
adequam a um sistema portátil moderno. É necessário ainda um oscilador externo para usar o
CI.
Uma outra solução é apresentada por [31], que pode ser interpretada como uma
melhoria ao sistema proposto por [30], descrito atrás. É um CI concebido para aquisição de
sinais ECG e EEG, dado que permite uma grande variação do valor da amplificação através de
um amplificador operacional de ganho variável, PGA4. O valor de amplificação pode ser
configurado, digitalmente, entre 0 e 80 dB.
Na topologia proposta por [31], representada na Figura 18, é usado um multiplexador de
8:1 a montante dos circuitos de condicionamento de sinal. Isto significa que apenas é necessário
um canal de condicionamento de sinais analógicos, sendo cada uma das 8 entradas
multiplexadas sucessivamente. Isto reduz a área necessária no CI assim como a potência
eléctrica consumida, [31].
Figura 18 – Arquitectura do sistema proposta por [31],
4 Da língua inglesa Programmble Gain Amplifier
31
O CI integra um amplificador de instrumentação com entrada rail to rail desenvolvido
especificamente para esta aplicação. Este CI integra ainda um filtro passa baixo e um estágio de
amplificação na saída para ajustar a escala do valor medido. A largura de banda do sistema
completo com filtro passa baixo está configurada entre 0.3 e 150 Hz.
A interface digital está integrada no mesmo CI. Esta é composta por 3 sinais, CLOCKIN,
DATAIN e CHIPSELECT, Figura 18. É usada para controlar todos os blocos funcionais do CI. O
sinal CHIPSELECT permite expandir o sistema com vários CI ligados em simultâneo, uma vez
que este sinal permite seleccionar individualmente o CI a ser utilizado, colocando o valor de
saída dos restantes em alta impedância.
A alimentação eléctrica do CI resultante dos trabalhos de [31], é feita por tensões
simétricas de +/- 1,5 Volts, podendo ter o valor mínimo de +/-1 Volt. Apresenta um consumo de
corrente de 485 µA, acrescendo a este valor 40,5 µA correspondentes ao consumo de corrente
de um oscilador externo necessário à operação do CI.
Com estes valores de tensão e corrente de alimentação, a potência consumida é de
aproximadamente 1.6 mW, o que permite a utilização deste sistema em aplicações móveis,
podendo operar por longos períodos de tempo alimentado por 2 baterias de 1,5 Volts.
O CI RHA1016 é um amplificador multicanal disponibilizado comercialmente pela
empresa Intan Technologies, [32]. Este CI faz parte de uma família de amplificadores criados
para aplicações de bioinstrumentação portáteis de baixo consumo.
Esta solução integrada faz o condicionamento do sinal bioeléctrico directamente a partir
dos eléctrodos e disponibiliza um sinal analógico diferencial pronto a ser digitalizado por um ADC
com sinal de entrada diferencial.
A arquitectura do sistema é composta de 16 canais de entrada e saída diferencial, o que
optimiza a rejeição de interferências externas, Figura 19. Os eléctrodos podem ser ligados
directamente nas entradas com acoplamento em corrente alternada, eliminando assim a
componente contínua do sinal de entrada. No entanto, o pólo dos filtros passa-alto não pode ser
alterado, uma vez que os condensadores estão integrados internamente no CI. A frequência
deste pólo está fixada abaixo dos 0.05 Hz, [32]]. Esta particularidade, apesar de impedir a
alteração da resposta em frequência dos filtros passa-alto, facilita a integração do CI na
aplicação final, libertando espaço no PCB.
32
Figura 19 – Diagrama interno do CI RHA1016, [32].
Por outro lado a largura de banda dos amplificadores pode ser alterada através de 2
resistências externas, entre 10 Hz e 10 KHz. No entanto não é possível a alteração individual da
largura de banda de cada canal. O filtro passa-baixo implementado é de 3ª ordem com uma
característica de Butterworth. O fabricante disponibiliza uma tabela com a relação de
resistências a usar para obter a largura de banda desejada, [32].
O sinal da saída diferencial de cada um dos 16 canais é colocado nos pinos de saída do
CI pelo roteamento dos canais através de um multiplexador de alta velocidade de 16:1, Figura
19. Com a utilização deste tipo de arquitectura apenas é necessário um ADC para digitalizar
todos os canais. No entanto, a multiplexagem dos canais individualmente limita a taxa máxima
de amostragem. Para o caso do CI RHA1016 é possível adquirir amostras a uma taxa máxima
de 30 000 amostras por segundo, [32]. Esta taxa de amostragem é a suficiente para aplicações
em sistemas para aquisição de sinais ECG ou EMG. O ganho total está fixo em 46 dB (200V/V).
Este valor de ganho relativamente baixo é justificado pelo fabricante com a recomendação de
’ x [33], com o objectivo de obter uma
resolução, em relação à entrada, abaixo do valor do nível de ruído do amplificador. No caso do
CI RHA1016 o valor de ruído é de 2 µV rms.
Tomando o exemplo dado por [33], para um ADC de 16 bits com uma gama total de
operação de 2.5 Volts obtém-se uma resolução de . Para um ganho de 200 a
33
resolução em relação à entrada é de , que está abaixo do valor de ruído de 2
µV do amplificador. Logo um ganho mais elevado ou um ADC com maior resolução não irá
melhorar a fidelidade do sinal adquirido, [33]. Na Figura 20 está representado um sinal ECG
adquirido com o CI RHA1016. A amplitude do sinal apresentado é referente ao sinal na entrada
do amplificador.
A alimentação deste CI deve ser feita por uma fonte de tensão regulada de 5 Volts ou
por uma fonte de tensão bipolar de +/-2.5 Volts, com um consumo de potência que varia entre
1.7 mW e 2.5 mW por canal, dependendo da largura de banda programada.
Figura 20 – Sinal ECG adquirido com eléctrodos de Ag/AgCl, para uma largura de banda de 100
Hz, [32].
34
35
4 O front-end analógico ADS1198
Nesta secção é apresentado o conversor analógico digital, ADC, ADS1198
comercializado pela Texas Instuments. Este dispositivo foi objecto de estudo neste trabalho. É
um circuito integrado construído especificamente para a aquisição de sinais bioeléctricos, uma
vez que tem vários blocos funcionais dedicados às especificidades deste tipo de aplicações,
especialmente aquisição de sinais ECG. Numa fase inicial o desempenho e modo de
funcionamento do ADS1198 foram avaliados com a utilização de um Kit de demonstração
disponibilizado pelo fabricante do ADS1198.
4.1 Características gerais e modo de funcionamento
O ADS1198 integra num único CI 8 canais de aquisição de sinais analógicos. Cada um
dos canais integra um amplificador de ganho programável. O ADS1198 permite amostragens em
simultâneo nos 8 canais, não existindo portanto a necessidade de multiplexar os diferentes
canais, uma vez que a cada canal está alocado um conversor analógico-digital delta sigma, (ΔΣ-
ADC) de 16 bits. Esta característica é uma vantagem em relação a sistemas de aquisição
multicanal implementados com multiplexers com um único ADC, já que o processo de
multiplexagem introduz um atraso inevitável, reduzindo desta forma a taxa de amostragem
eficaz.
A taxa de amostragem máxima é de 8000 amostras por segundo. Inclui um oscilador e
uma referência de tensão internas, permitindo com isto libertar espaço no PCB.
O ADS1198 tem vários blocos de circuitos que implementam funções específicas na
aquisição de sinais ECG. Este dispositivo pode ser usado na construção de um sistema padrão
de 12 derivações ECG, com recurso a um reduzido número de componentes externos. Estas
funcionalidades são explicadas nas secções seguintes.
A alimentação eléctrica pode ser bipolar ou unipolar. Neste projecto apenas será
considerada a alimentação unipolar. Com isto evita-se a implementação de circuitos adicionais
para gerar tensões simétricas bipolares. Este é um aspecto importante nesta aplicação, dada a
necessidade de conseguir um sistema de baixo consumo alimentado apenas com uma bateria.
36
Figura 21 – Diagrama interno do CI ADS1198, [7].
4.2 Entradas analógicas e funções ECG
Cada uma das entradas dos 8 canais do ADS1198 pode ser usada numa configuração
simples ou diferencial. Neste trabalho será apenas considerada a configuração diferencial para
as entradas analógicas do CI, Figura 23.
Figura 22 – Configuração da entrada diferencial de um canal do ADS1198,
37
Figura 23 – Configuração diferencial da entrada de um canal do ADS1198, [7].
Numa configuração diferencial a tensão comum às duas entradas, , é dada por:
Onde e representam as excursões positiva e negativa, respectivamente, de um
canal analógico.
Nesta configuração, considerando o ganho igual a 1, as entrada e de cada canal
permitem medir valores de tensão entre a - . corresponde à
tensão de referência do ADS1198, que pode ser configurada digitalmente para 2.4 ou 4 Volts.
No presente trabalho esta foi configurada para 2.4 Volts, uma vez que a gama dinâmica das
tensões diferenciais dos sinais ECG é relativamente baixa.
Assim, a gama de tensões de entrada na configuração diferencial, , pode ter
o valor máximo de
g . Ou seja para um ganho igual a 1 o valor máximo para a tensão
diferencial de entrada é de: - .
O valor de ganho para os amplificadores de entrada pode ser configurado também
digitalmente, para valores de 1, 2, 3, 4, 6, 8 e 12. A largura de banda destes, vai diminuindo
com o aumento do ganho. Os valores nominais da largura de banda para os diferentes valores
de ganho podem ser consultados no datasheet do fabricante, [7]. Para o valor de ganho máximo
a largura de banda correspondente é de 12 kHz, sendo suficientemente alta para a medição de
sinais ECG. E EMG
.O CI ADS1198 inclui na sua construção circuitos internos que permitem configurar um
sistema para medir sinais ECG usando o padrão de 12 derivações, ver secção 2.2.
Resumidamente, as funções implementadas pelos circuitos internos do ADS1198 são um
circuito DRL, um circuito para derivação do ponto de referência WCT e um circuito para
derivação dos pontos de referência de Goldberger. Além destas funções, existe a possibilidade de
configurar o ADS1198 para detectar individualmente o desligamento, ou má conexão dos
eléctrodos ao corpo do utilizador e a detecção de passos gerados artificialmente por sistemas de
38
pacemaker. Todas estas funções são realizadas por circuitos internos do ADS1198, cuja
configuração é controlada digitalmente, através de multiplexers internos do ADS1198.
O circuito DRL é a função com maior relevância para este trabalho, dado que não será
implementado um sistema de aquisição de 12 derivações, não sendo necessário utilizar muitas
das funcionalidades disponibilizadas pelo ADS1198 para este efeito.
O CI ADS1198 integra um amplificador operacional e diferentes multiplexers, que
permitem configurar um circuito DRL com um reduzido número de componentes externos,
Figura 24.
Figura 24 – Circuito DRL do ADS1198, [7].
Qualquer um dos canais podem ser usados para derivar o sinal de saída do circuito DRL.
Esta selecção é feita digitalmente pela configuração de multiplexers, podendo ser usada
qualquer combinação de canais.
39
A tensão de referência para o circuito DRL pode ser gerada externamente através do
pino RLDREF, ou internamente, pela configuração do multiplexer correspondente.
Para reduzir o número de componentes externos e optimizar o espaço no PCB, foi
utilizada a referência interna para o circuito DRL. Este valor de referência corresponde a metade
do valor da tensão de alimentação do CI. Como o ADS1198 é alimentado com 3 Volts, o valor de
referência é de 1,5 Volts. É este valor de tensão a partir do qual serão lidos os sinais ECG.
O terminal WCT é usado como ponto de referência para o cálculo das derivações V1 a V6,
do sistema de 12 derivações padrão, ver secção 2.2. O potencial de referência WCT pode ser
gerado usando qualquer uma das entradas dos canais 1 a 4. Depois de multiplexado, o sinal
é ê Ω é buffer de ganho
unitário, Figura 25, sendo o potencial no pino WCT o valor médio do potencial na saída dos 3
amplificadores da Figura 25.
Figura 25 – Circuito interno de geração do ponto WCT, [7].
Outra funcionalidade presente no ADS1198 é a possibilidade de gerar os sinais de
referência dos pontos de Goldberger. Os pontos de Goldberger são usados para obter as
derivações aumentadas no sistema de 12 derivações.
Estes pontos de referência são gerados da mesma forma usada para derivar o terminal
WCT. No entanto os sinais de saída são roteados através de uma malha de resistências
diferente. Os pontos de referência gerados são depois ligados às entradas negativas (INN) dos
40
canais 5 a 7, Figura 26, permitindo assim calcular os pontos de referência de Goldberger tal
como descrito na secção 2.2.
Figura 26 – Circuito interno de geração dos pontos de Goldberger, [7]
A configuração dos vários blocos funcionais do CI ADS1198 é realizada pela escrita em
registos de memória através do barramento SPI. O mapa dos registos de memória do ADS1198
não vai ser reproduzido aqui, remetendo-se esta informação para a consulta do datasheet do
fabricante, [7]. No entanto, na secção seguinte é analisado o barramento SPI, indispensável para
configurar o modo de operação do CI ADS1198.
.
4.3 Protocolo de comunicação SPI (ADS1198)
SPI é um protocolo de comunicação série entre dispositivos digitais desenvolvido pela
Motorola. No entanto, existe uma grande variedade de variantes do protocolo SPI que usam
diferentes configurações. Não existe portanto um padrão convergente com todos os fabricantes.
É comum a referência ao SPI como um de facto standard, uma vez que foi amplamente
adoptado por vários fabricantes apesar de não ser um protocolo formalmente padronizado, [34].
41
O protocolo SPI é utilizado pelo ADC ADS1198 para comunicação com um controlador,
permitindo desta forma o envio de dados das conversões realizadas, a leitura e escrita de
registos e o envio de comandos para controlar toda a operação do ADC. É o protocolo SPI usado
especificamente pelo ADS1198 que será descrito nesta secção.
O barramento SPI é composto por 4 linhas de sinal. As linhas de entrada e saída de
dados são designadas por DIN e DOUT, respectivamente. A linha do sinal de relógio é designada
por SCLK e a linha de selecção do dispositivo por CS.
As designações acima descritas, atribuídas pelo fabricante do ADC, Texas Instruments,
não são universais podendo assumir outros nomes. Por exemplo MOSI, MISO e SS são nomes
alternativos para as linhas DIN, DOUT e CS, respectivamente.
A comunicação com o ADS1198 através do barramento SPI pressupõe a utilização de
um dispositivo Mestre, sendo o ADS1198 um dispositivo Escravo.
A linha CS é usada para seleccionar o dispositivo com o qual se pretende iniciar
comunicação, caso exista mais de um dispositivo no barramento. No caso do ADS1198 a linha
CS deve ser colocada com valor lógico zero para seleccionar o ADC, e deve permanecer com
este valor lógico até terminar a comunicação. Alternativamente poderia manter-se o CS
permanentemente com o valor lógico zero para aplicações em que apenas um dispositivo está
presente no barramento, como é o caso do presente projecto. No entanto a linha CS pode ser
usada para reiniciar a comunicação série caso ocorra algum erro na comunicação. A
comunicação SPI é reiniciada sempre que se coloca a linha CS com o valor lógico 1.
Para iniciar uma comunicação série, um dispositivo Mestre deve configurar o sinal de
relógio, SCLK, para operar a uma frequência menor ou igual à frequência máxima suportada
pelo dispositivo Escravo. Esta frequência não deverá ser superior a 20 MHz no caso do
ADS1198..
Este sinal de relógio é usado para sincronizar a transferência de dados entre o
dispositivo Mestre e Escravo. A transferência de informação nas duas linhas de dados ocorre em
série pelo deslocamento de bits entre o shift register5 do dispositivo Mestre e o shift register do
dispositivo Escravo, Figura 27.
Uma vez que o barramento SPI é composto por duas linhas de dados, DIN e DOUT, a
comunicação ocorre em full-duplex.
5 Registo de deslocamento
42
Figura 27 – Diagrama de transferência de dados Mestre/Escravo, [35].
Além de configurar a frequência do sinal SCLK, o dispositivo Mestre é responsável pela
configuração da fase e polaridade deste sinal.
No barramento SPI a polaridade do sinal de relógio define qual o valor da linha de base
do sinal SCLK. Este valor é normalmente designado por CPOL e pode assumir o valor 0 ou 1.
Desta forma, em dispositivos configurados com CPOL igual a 1, a primeira transição do sinal
SCLK acontece a partir do valor lógico 1 para 0. Com CPOL igual a 0 a primeira transição de
SCLK ocorre a partir do valor lógico 0 para 1.
A fase do sinal de relógio é designada por CPHA, e assume os valores 0 ou 1. Este valor
define a forma de transmissão dos bits de informação, [35]. Assim existem dois formatos
possíveis, descritos a seguir de forma geral:
Para CPHA = 0, os bits de dados são lidos na primeira transição de cada período do
sinal SCLK e são transmitidos nas linhas de dados na segunda transição do período de SCLK.
Para CPHA = 1, os bits de dados são transmitidos nas linhas de dados na primeira
transição do período de SCLK e são lidos na segunda transição de cada período do sinal SCLK,
Figura 28.
Figura 28 – Polaridade e fase do barramento SPI, [34].
A combinação dos valores de CPOL e CPHA dá origem a 4 modos de operação
diferentes, Tabela 1.
43
Tabela 1 – Modos de operação do barramento de dados SPI
Modo CPOL CPHA
1 0 0
2 0 1
3 1 0
4 1 1
O ADC ADS1198 está configurado para operar pelo modo 2. Sendo assim, qualquer
dispositivo Mestre usado para estabelecer comunicação com o ADS1198 tem de ser também
configurado com polaridade 0 e fase 1, Tabela 1.
Para além das 4 linhas do barramento SPI, o ADS1198 tem dois pinos adicionais que
podem ser usados em conjunto com o barramento SPI para conversão e recolha de dados do
ADC.
Estes pinos são o sinal Data Ready, DRDY, e o sinal START.
O sinal DRDY é um sinal de saída que sinaliza a disponibilidade dos dados de uma
conversão realizada pelo ADC, através de uma transição do valor lógico 1 para 0.
A linha DRDY volta sempre ao valor lógico 1 no momento da primeira transição de 1
para 0 do sinal SCLK.
O pino START pode ser usado pelo controlador para iniciar as conversões no ADC. As
conversões são iniciadas colocando esta linha com valor lógico 1. No entanto esta linha pode ser
suprimida, enviando para o ADC o opcode START para iniciar as conversões. Neste caso o pino
START deve ser colocado, fisicamente, com valor lógico 0.
A obtenção dos dados das conversões realizadas pelo ADC ADS1198 pode ser
conseguida por cada um dos seguintes métodos, aqui denominados de Método 1 e Método 2.
Método 1: Neste método é enviado o comando de leitura de dados em modo contínuo,
RDATAC. É o modo de operação por defeito do ADS1198. Este comando, RDATAC, coloca os
dados das conversões no registo de saída, a uma taxa sinalizada pelo sinal DRDY. Neste modo
apenas é necessário monitorizar a linha DRDY, e sempre que nesta ocorra uma transição para o
nível lógico 0 deverá enviar-se o sinal SCLK com um número de períodos da onda SCLK igual ao
número de bits que se vai ler da linha de dados DOUT. A Figura 29 exemplifica o modo de
funcionamento do comando RDATAC.
44
Com o uso deste comando para obter os dados das conversões não há a necessidade
de enviar sucessivos comandos. Apenas é enviado o comando RDATAC no início da transmissão
e para terminar a leitura de dados em modo contínuo é enviado o comando de paragem
SDATAC.
Neste modo de operação cada leitura de dados, correspondente a uma amostragem,
tem de ser completada antes da próxima transição da linha DRDY, que sinaliza a próxima
amostragem. Deve ainda evitar-se a leitura de dados no intervalo de tempo tUPDATE, correspondente
a 4 ciclos de CLK do ADS1198, Figura 29.
Figura 29 – Utilização do comando RDATAC, [7].
Método 2: Corresponde ao envio do comando RDATA, Figura 30. O envio deste comando
permite a obtenção de uma amostra de dados da linha DOUT. Neste modo é necessário reenviar
o comando RDATA sempre que se pretende ler uma amostra de dados. O comando é enviado
após a transição da linha DRDY. Após o envio deste comando os dados da amostra são
disponibilizados na linha DOUT pelo envio do número de períodos da onda de sinal SCLK
correspondente ao número de bits da amostra.
Este modo tem a vantagem de poderem ocorrer sobreposições entre a leitura dos dados
na linha DOUT e a ocorrência da transição seguinte da linha DRDY, sem corrompimento das
leituras.
Figura 30 – Utilização do comando RDATA, [7].
45
Qualquer um dos modos, RDATAC ou RDATA, utilizados para a aquisição dos dados das
conversões conduz à obtenção da mesma trama de dados na linha DOUT. Esta é composta por
24 bits de estado seguidos de 16 bits de dados por cada canal, correspondentes a cada amostra
f ’ ADS1198 existem 8 canais. Sendo assim,
a trama obtida por cada amostra realizada é composta por 152 bits (24*8+16*8). A ordem dos
dados de cada canal na trama inicia-se no canal 1 e termina no canal 8, sequencialmente.
Figura 31 – Diagrama de tempo dos sinais SPI, [7].
Esta sequência é mantida mesmo quando qualquer um dos canais é desactivado. Neste
caso, o valor apresentado para os canais desactivados é 0. Por exemplo, tendo em conta o
cenário em que apenas o canal 8 está activo, para aceder aos dados das conversões deste canal
é necessário transmitir na linha SCLK 152 ciclos de relógio. Mas apenas os últimos 16 bits são
utilizados, os restantes apresentam valor 0. Isto significa que não é possível ter uma trama de
dados apenas com os bits correspondentes a um canal específico.
No entanto numa aplicação em que apenas se utiliza o canal 1, e como este está
posicionado em primeiro lugar na sequência da trama de dados, pode obter-se uma trama de
dados apenas com os bits de estado e os bits de dados do canal 1. Para isto acontecer basta
colocar na linha de relógio SCLK, apenas 40 ciclos de SCLK. Desta forma são colocados na linha
DOUT 40 bits, correspondentes a 24 bits de estado mais 16 bits de dados do canal 1. Os
restantes dados seriam assim ignorados.
Os bits de estado contêm informações do estado dos registos GPIO, LOFF_STATP e
LOFF_STATN.
O bit mais significativo, MSB, é o primeiro a ser colocado na linha sincronizado com a
primeira transição do SCLK. De notar que os dados, de cada canal, são colocados na linha
DOUT no formato complemento para 2.
46
O barramento SPI é também responsável pela escrita e leitura dos registos da memória
do ADS1198. Estas duas operações são realizadas pelo envio de comandos pelo barramento
SPI. No entanto, como estes comandos são compostos por múltiplos bytes, é necessário ter em
conta o período de tempo que o ADS1198 consome para descodificar cada um dos bytes.
São necessários 4 períodos de CLK, para descodificar e executar cada byte.
Esta particularidade implica uma restrição da velocidade do sinal de relógio colocado na
linha SCLK, ou a introdução de um atraso de tempo entre os sucessivos bytes de comando.
Assim considerando CLK = 2,048 MHz e SCLK = 20 MHz, o tempo de descodificação de
um byte, , é dado por:
O tempo de transmissão de um byte tem de ser inferior a 1,96 µs. No entanto o tempo
de transmissão de um byte corresponde a 8 ciclos de relógio SCLK,
,
Logo, o tempo de transmissão de um byte com uma frequência de relógio SCLK a 20
MHz é inferior ao tempo necessário para descodificação. Desta forma seria necessário introduzir
um atraso entre os bytes, de 1,56 µs (1,96 – 0,4)µs.
Por outro lado poderia reduzir-se a frequência do sinal de relógio SCLK para 4 MHz.
Assim = 0,25 µs,
,
Assim, o tempo de transmissão de um byte passa a ser de 2 µs, que é superior ao
tempo de descodificação de um byte (1,96 µs). Com isto evita-se a necessidade de introdução
de atrasos entre os bytes enviados.
47
Figura 32 - Exemplo da utilização do comando RREG no barramento SPI, [7].
Uma operação de leitura de registos do ADS1198 é realizada pelo envio do comando
RREG, composto por 2 bytes de opcode, Figura 32,
O primeiro byte tem a seguinte estrutura:
0010 rrrr, em que rrrr representa o endereço da posição de memória do primeiro registo
que se pretende ler.
O segundo byte é composto do seguinte modo:
000n nnnn, em que n nnnn representa o número de registos a ler menos 1.
O resultado da operação de leitura é colocado na linha de dados DOUT sincronizado
com o 17º ciclo de relógio SCLK, sendo o MSB do primeiro registo a ler, colocado em primeiro
lugar.
Tomando como exemplo a leitura do registo na posição de memória 00h,
correspondente ao registo de identificação, ID Register, os bytes de opcode a enviar seriam 0010
0000 seguido de 0000 0000.
Figura 33 - Exemplo da utilização do comando WREG no barramento SPI, [7].
48
A operação de escrita em registos é realizada pelo envio do comando WREG. Este
comando é composto por 2 bytes de opcode, seguido dos bytes de dados que se pretende
escrever nos respectivos registos.
O primeiro byte apresenta a seguinte estrutura:
0100 rrrr, rrrr representa o endereço do primeiro registo a escrever.
O segundo byte é composto do seguinte modo:
000n nnn, n nnnn representa o número de registos a escrever menos 1.
Os dados são escritos de forma sequencial, começando pelo primeiro registo
endereçado pelo primeiro byte de opcode. A Figura 33 ilustra o modo como é processada a
operação de escrita em dois registos.
49
5 Sistema desenvolvido
5.1 Arquitectura do sistema adoptado
A configuração final adoptada para o sistema de aquisição de sinais ECG está
representada pelo diagrama de blocos da Figura 34.
Electrodo 1
Electrodo 2
Electrodo DRL ADS1198 NI USB-8451PC
(Aplicação LabVIEW)
Pré-Amplificador
Shield-Drive
SPI USB
Figura 34 – Diagrama de blocos do sistema de aquisição de sinais ECG de 3 eléctrodos
O sistema foi configurado para aquisição de sinais ECG de uma derivação, sendo
facilmente extensível para aquisição de mais derivações ou à aquisição de outros tipos de sinais
bioeléctricos, tais como EEG ou EMG.
Uma vez que o sistema está configurado para sinais ECG de uma derivação, apenas são
necessários 2 eléctrodos para adquirir o sinal diferencial gerado. É necessário também um
terceiro eléctrodo que tem como função fornecer uma tensão de referência para a aquisição dos
sinais ECG. A utilização deste eléctrodo é obrigatória para que o sistema funcione de forma
correcta, porque a alimentação eléctrica de todo o sistema é unipolar e não existem resistências
de polarização ligadas às entradas do pré-amplificador para servirem como referência para os
eléctrodos 1 e 2. Ou seja, estes estão num nível de tensão indefinido em relação ao valor de
tensão de referência do sistema de aquisição. Foi adoptada esta metodologia para maximizar o
valor de CMRR, como será descrito nas secções seguintes.
A utilização de um pré-amplificador para o CI ADS1198 foi considerada após os testes
iniciais com o Kit de demonstração. Estes testes preliminares revelaram que o ganho de
amplificação máximo do ADS1198 é pouco satisfatório para amplificar os sinais ECG de forma a
usufruir-se de toda a gama dinâmica do ADC integrado de 16 bits.
50
A recolha e visualização dos dados adquiridos são feitas por uma aplicação criada em
LabVIEW executada num PC. A aplicação permite também configurar todos os parâmetros do CI
ADS1198. A comunicação entre o PC e o ADS1198 é garantida pela placa NI 8451. Esta placa
faz a ponte entre o barramento SPI do CI ADS1198 e a ligação USB que comunica com o PC.
Esta comunicação é bidireccional, permitindo a recolha de dados digitalizados no ADS1198 e o
envio de comandos de configuração para o mesmo.
5.2 Condicionamento do sinal ECG
R5
Rg
R6
C1
C2
R4
R1 R2
R3
Vb
’
R7
R8
+
-A3
C3
Vo1
Vo2A4-
+A2-
+
+
-A1
Va
’
Vi1
Vi2
Vo1'
Vo2'
Figura 35 - Pré-Amplificador com acoplamento em corrente alternada
A Figura 35 representa o esquemático do circuito implementado para a pré-amplificação
dos sinais à entrada do ADS1198. Foi utilizada uma configuração de entrada e saída diferencial
de modo a fazer a interface directa a uma das entradas diferenciais do ADS1198. Pode
entender-se como um amplificador subdividido em 4 estágios:
1º estágio - é composto pelos amplificadores operacionais A1 e A2. Têm a função de
fazer a interface de alta impedância dos eléctrodos em contacto com a pele, para a saída de
baixa impedância.
2º estágio - é uma malha de acoplamento em corrente alternada proposta por [29]
formada pelas resistências R1 a R4 e pelos condensadores C1 e C2, da Figura 35. Esta malha
implementa um filtro passa-alto diferencial de primeira ordem, eliminando a componente em
corrente contínua dos sinais ECG. Com esta configuração o CMRR é maximizado uma vez que
51
não existem impedâncias directamente ligadas ao potencial de referência do circuito, [29, 37].
Isto implica o uso obrigatório do terceiro eléctrodo de referência, que está ligado ao circuito DRL.
A função de transferência deste circuito, ( ), para sinais diferenciais é obtida através
da divisão da transformada de Laplace da tensão diferencial de saída, VoD = Vb – ’
transformada de Laplace da tensão diferencial de entrada, ViD = Va – ’ Figura 35:
( )
(5.1)
A análise do circuito pode ser simplificada considerando R1=R2=R3=R4 e C1=C2,
obtendo-se assim um cancelamento de polos e zeros da função de transferência. Desta
simplificação resulta a seguinte função de transferência, [29]:
( )
(5.2)
Onde .
( ) corresponde à função de transferência de um filtro passa-alto de primeira ordem cuja
frequência de corte, f , é dada por:
f
Com os valores dos componentes usados na implementação do circuito da Figura 35
obteve-se uma frequência de corte de 0.028 Hz.
Ω
f
Este valor está em concordância com os valores recomendados por [15], para evitar
distorções no sinal medido.
3º estágio - é composto pelos amplificadores operacionais A3 e A4. Corresponde a um
amplificador para sinais diferenciais com saída diferencial. É uma configuração tipicamente
utilizada no primeiro andar de amplificação dos amplificadores de instrumentação de 3
amplificadores operacionais. Da análise deste circuito, e assumindo A3 e A4 como
52
amplificadores operacionais ideais, verifica-se que a corrente, g, que atravessa g é a mesma
que atravessa as resistências R5 e R6:
g -
g (5.3)
Assim sendo a tensão diferencial de saída, - , corresponde à queda de tensão
nas resistências R4, R5 e g. Sendo R4 =R5=R fica:
- g
g (5.4)
Substituindo a equação 5.3 em 5.4 obtém-se a relação da tensão de saída com a tensão
de entrada para sinais contínuos. Esta relação corresponde ao ganho G, da configuração
amplificadora:
-
g - (5.5)
Sendo o ganho G igual a
g.
f ê Ω Ω
e g, respectivamente. Com isto obteve-se um ganho G igual a 28.
O valor de ganho seleccionado para esta fase de amplificação foi de 28, uma vez que o
CI ADS1198 permite um controlo adicional de ganho até ao valor máximo de 12x.
Um valor de ganho de 28 para o primeiro estágio de amplificação só foi possível porque
foi implementado o circuito descrito no 2º estágio, que elimina o valor de corrente contínua dos
sinais medidos. Caso contrário existiria o risco de saturação dos amplificadores.
É desejável ter um valor elevado de amplificação para os sinais diferenciais no primeiro
estágio de amplificação, de forma a conseguir um valor alto de rejeição de tensões de modo
comum, [36].
4ºestágio - é composto pelas resistências R7, R8 e o condensador C3. Implementa um
filtro passa-baixo diferencial de primeira ordem, [37]. Tem como principal função atenuar as
componentes de alta frequência e evitar efeitos de aliasing.
Considerando R7 = R8 = R, a função de transferência deste filtro é dada por:
53
Onde .
Nesta implementação um filtro de primeira ordem é suficiente para fazer interface com o
CI ADS1198. Isto porque este CI integra conversores analógico-digitais sigma-delta com sobre-
amostragem (oversampling). Ou seja os sinais analógicos são amostrados a uma frequência
muito superior à frequência de interesse dos sinais analógicos. No caso do ADS1198 os sinais
são amostrados a 256KHz, sendo depois filtrados por um filtro de decimação controlado
digitalmente. O filtro de decimação digital do ADS1198 permite obter dados com a taxa máxima
de 8000 amostras por segundo, [7].
A função de transferência global, H(s), do pré-amplificador da Figura 35 é dada por :
Com os componentes seleccionados obtém-se:
Para o ganho:
;
Constante de tempo do filtro passa-alto: Ω g ;
Constante de tempo do filtro passa-baixo: Ω 0.00014
segundos.
Assim a frequência de corte do filtro passa-baixo é de aproximadamente 523 Hz,
).
Uma vez que o ganho do pré-amplificador foi fixado em 28, o ganho global do sistema,
(pré-amplificador+ADS1198), pode ser configurado entre 7 níveis diferentes, Tabela 2.
54
Tabela 2 – Ganho programável do sistema de aquisição
Ganho pré-amplificador Ganho ADS1198 Ganho global
28
1 28
2 56
3 84
4 112
6 148
8 244
12 336
Os 4 amplificadores operacionais do circuito da Figura 35 foram implementados com a
utilização de um único CI. Este CI é o LMP7704, [38]. As características destes amplificadores
permitem a sua aplicação no condicionamento de sinais bioeléctricos. É um amplificador de
baixo ruido, com baixa tensão de offset e apresenta um valor típico de 130 dB para o CMRR. O
valor alto de CMRR é desejável nesta aplicação devido à natureza do sinal ECG, que apresenta
uma componente continua que deve ser rejeitada, como já foi discutido atrás.
As correntes de polarização, (Ip) das entradas dos amplificadores são necessárias para a
sua correcta operação, [39]. No entanto para aplicações de sinais bioeléctricos é necessário
utilizar amplificadores com correntes de polarização o mais baixo possível. Isto porque a fonte do
sinal ECG (o corpo humano), pode apresentar uma resistência (Rs) de algumas centenas de kilo-
ohms, podendo assim causar uma queda de tensão (Vq=Rs*Ip) no sinal ECG na presença de
correntes de polarização elevadas nas entradas dos amplificadores, Figura 36. Este problema é
atenuado pela utilização do LMP7704 que apresenta correntes de polarização típicas de 0.2 pA.
+
-
Rs
Vs
Fonte de sinal ECG
Iq
Figura 36 – Queda de potencial no sinal devido às correntes de polarização das entradas dos
amplificadores operacionais
55
Outra característica importante é a possibilidade de alimentar electricamente o LMP774
com tensão unipolar de 3 Volts. Apesar da baixa tensão de alimentação os amplificadores
operacionais do CI LMP7704 apresentam uma arquitectura RRIO6. Isto significa que as entradas
e saídas dos amplificadores podem variar até ao valor da tensão de alimentação sem ocorrer
distorção do sinal.
Tabela 3 – Características principais do CI LMP7704 para uma tensão de alimentação de 3
Volts, [38]
Parâmetro Valor típico
Tensão de offset da entrada ± 56 µV
Corrente de polarização da entrada ± 0.2 pA
Corrente de offset de entrada 40 fA
CMRR 130 dB
Produto ganho x Largura de banda 2.5 MHz
5.3 Circuito Driven-Right-Leg e Shield Drive
Aplicando o conceito proposto por [19] e tendo como referência o valor de 130 µs da
constante de tempo f obtido por este, ver secção 3.1, foi implementado o circuito DRL com
recurso ao circuito interno do ADS1198, Figura 37.
Neste trabalho o circuito DRL será implementado usando os recursos do CI ADS1198,
que possui circuitos internos que implementam esta funcionalidade com um reduzido número de
componentes externos, ver secção 4.2. Na implementação proposta apenas são necessários
componentes passivos, condensadores e resistências, para completar o circuito DRL disponível
no ADS1198.
As resistências internas para medição da têm valor Ω
partida foi seleccionado um condensador, f, de 1nF para fechar o circuito DRL do ADS1198.
6 Do inglês, rail-to-rail input output.
56
ADS1198+
-
220 Ω 220 Ω
PGA
PGA-
+
+
-
ADRL
(AVDD-AVSS)/2 = 1.5V
1nF
RLDout
Figura 37 – Circuito DRL interno do ADS1198
A constante de tempo obtida com os valores acima é de:
f Ω
Para esta constante de tempo, o poder de atenuação do circuito DRL à principal
frequência de interferência (50Hz) da componente de modo comum é de:
g| ( )| g |
f|
g |
| .
Foi implementado um circuito de guarda, daqui em diante denominado circuito shield
drive. Um circuito shield-drive é utilizado para ligar a blindagem dos cabos usados na ligação dos
eléctrodos. Esta abordagem é utilizada para reduzir as correntes eléctricas de interferência nos
cabos, [40].
Para implementar este circuito foi utilizado um amplificador operacional para funcionar
como buffer da tensão de modo comum do sinal a medir. Esta tensão é aplicada à blindagem
dos cabos. Com esta topologia pretende-se diminuir a diferença de potencial entre o cabo
57
condutor e a blindagem exterior. Com isto atenua-se a capacitância de entrada para os sinais de
modo comum, e consequentemente as interferências causadas pelos sinais de modo comum
são também atenuadas, [40].
ADS1198+
-
220 Ω 220 Ω
PGA
PGA-
+
+
-
ADRL
(AVDD-AVSS)/2 = 1.5V
1nF
RLDout
-
+
shield-drive
Figura 38 – Circuito shield-drive
5.4 Digitalização
A digitalização dos sinais analógicos é q ’
óg ’ -sigma (∆∑), com modulação
de segunda ordem.
Os sinais são amostrados à taxa de f /8, sendo f a frequência de operação do
relógio interno do ADS1198, que é de 2.048 MHz. Logo os sinais são amostrados pelo ADS1198
à frequência fS, de 256 KHz. Tendo em conta que a largura de banda de interesse para os sinais
ECG se situa abaixo da frequência fM de 150 Hz, os sinais estão a ser sobreamostrados, Figura
39. Esta característica permitiu reduzir a complexidade do filtro passa-baixo descrito na secção
5.2. Este é um filtro passivo de primeira ordem, suficiente para evitar efeitos de aliasing nesta
aplicação. A Figura 39 ilustra de forma simplificada a amostragem dos sinais com a utilização de
um filtro passa baixo de primeira ordem.
58
Figura 39 – Ilustração das características dos sinais ECG e de um filtro passa-baixo no domínio
da frequência; fM: Máxima frequência do sinal de interesse; 2fM: Frequência de Nyquist; fS:
Frequência de sobreamostragem
Pela análise da Figura 39 verifica-se que não é necessário implementar filtros com uma
banda de transição com decaimento muito acentuado quando os sinais de interesse são
sobreamostrados, uma vez que à frequência de amostragem fS, a componente do sinal fora da
banda de interesse está fortemente atenuada pelo filtro passa-baixo de primeira-ordem.
Uma vez amostrados, os sinais digitalizados passam por um filtro passa-baixo digital.
é f g ’ ∆∑ do ADS1198. [7]. A
taxa de decimação deste filtro é controlada digitalmente e define a taxa de amostragem de saída
do ADS1198.
A taxa de amostragem de saída pode ser configurada para 125, 250, 500, 1000, 2000,
4000 e 8000 amostras por segundo.
’ g f q
consegue digitalizar. Tendo em consideração o valor de tensão de referência de 2.4 Volts do
q f ’ g f
em Volts é dado por:
Filtro passa-baixo
de 1ª ordem
(decaimento:20 dB década)
Sinais
ECG
0 fM 2fM fS
Frequência
59
Assim, 73.4 corresponde à resolução do ADS1198 quando configurado para ganho
unitário, sem pré-amplificador. Este é também o valor de tensão correspondente ao peso do bit
menos significativo do sistema, para as mesmas condições atrás referidas.
Com a utilização do circuito de pré-amplificação, descrito na secção 5.2, o ganho
máximo do sistema desenvolvido neste trabalho é de 336, (28 * 12). Assim, a resolução efectiva
do sistema, (pré-amplificador + ADS1198) é de aproximadamente:
5.5 Sistema de aquisição de dados
O sistema de aquisição de dados a partir do ADS1198 é composto pela placa NI USB-
8451 e uma aplicação LabVIEW executada num PC.
ADS1198 NI USB-8451PC
(Aplicação LabVIEW)SPI USB
Figura 40 – Diagrama de blocos da parte digital do sistema de aquisição
Os dados digitalizados pelo ADS1198 são transferidos para o PC através da ligação
SPI/USB controlada pela placa digital NI USB-8451.
NI USB-8451
ADS1198
DOUT
DIN
SCLK
CS
SDI
SDO
SCLK
CS 0CS 1CS 2CS 3CS 4CS 5CS 6CS 7
Figura 41 – Ligação do barramento SPI entre o ADS1198 e a placa NI USB-8451
A configuração da placa digital NI USB-8451 é feita pela aplicação LabVIEW através de
USB, utilizando a National Instruments Virtual Instrument Software Architecture (NI VISA). NI
VISA faz a gestão da interface entre o hardware e o ambiente de desenvolvimento. No caso
60
particular deste trabalho o hardware corresponde à placa NI USB-8451 e o LabVIEW o ambiente
de desenvolvimento.
O barramento SPI da placa digital pode ser programado em dois modos, o básico e o
avançado, [41]. Nesta aplicação foi usado o modo avançado, que permite maior flexibilidade na
programação do barramento SPI.
Esta programação é feita por funções de script implementadas pelas diferentes VI7’
anexo A encontram- ’ g software desenvolvido em Labview.
Na Figura 42 está descrito, para um caso geral, o fluxo das funções de script
necessárias para programar a comunicação SPI, pelo modo avançado, com o ADS1198.
Script: Activar SPI
Script:Configurar fase = 0, polaridade= 1 frequência do relógio =
4MHz
Script: Configurar Chip Select com nível lógico 0
Script: Ler Escrever
Script: Configurar Chip Select com nível lógico 1
Sript: Desactivar SPI
Executar Script
Extrair dados da leitura
Figura 42 – Fluxograma da rotina de programação do barramento SPI para o caso geral.
7 VI: Virtual Instrument: Designação dada no ambiente Labview para o que tradicionalmente é conhecido por sub-rotina, função, e
também para um interface gráfico
61
Figura 43 – Rotina de inicialização do ADS1198
62
Alimentação eléctrica do circuito
Configurar operação do SPI (modo 2):Fase do relógio = 0
Polaridade do relógio = 1
Configurar frequência de operação do SCLK = 4MHz
Seleccionar dispositivo escravo:CS 0 = 0
Enviar comando RESET (06h) e esperar 1 ms antes de iniciar a comunicação SPI com
o ADS1198
Enviar comando SDATAC (11h) eRREG (20h)
Colocar linha CS 0 = 1
Executar script e ler registo 00h
Figura 44 – Fluxograma da rotina de inicialização do ADS1198
A inicialização do ADS1198 é realizada pela rotina da implementada em LabVIEW, cujo
fluxograma está representado na Figura 44.
Inicialmente é necessário programar o barramento SPI no modo 2, ver secção 4.3 A
frequência do SCLK é programada a 4 MHz.
A placa NI USB-8451 dispõe de 8 linhas CS, estando o ADS1198 ligado na linha CS 0,
Figura 41. Para utilizar o dispositivo a linha CS 0 é então colocada a nível lógico 0.
É depois enviado o comando RESET seguido do comando SDATAC para parar o modo
RDATAC. O comando SDATAC tem de ser sempre enviado antes de poderem efectuar-se
63
operações de escrita nos registos do ADS1198. Isto acontece porque o dispositivo é inicializado
por defeito no modo de leitura continua, RDATAC.
Finalmente, é executado o script, pela VI NI-845x SPI Run Script.vi da Figura 83, e
extraída a informação recebida pela linha SDI resultante do envio do comando RREG (20h), que
corresponde a uma operação de leitura do registo de identificação, com endereço 00h. Se a
inicialização do dispositivo for realizada correctamente, o valor retornado deverá ser B6h.
Figura 45 – Rotina de leitura de dados das conversões do ADS1198
64
Programação do barramento SPI
Configurar modo de operação SPI:Fase do relógio = 0
Polaridade do relógio =1
Configurar frequência de operação do SCLK = 4MHz
Seleccionar dispositivo escravo:CS 0 = 0
Enviar comando RDATA (12h)Enviar 56 ’ ( 7 bytes )
Colocar linha CS 0 = 1
Executar script, ler e apresentar dados
Parar?
Não
Fim da operação
Sim
Figura 46 – Fluxograma da rotina de leitura de dados do ADS1198
Após a inicialização do ADS1198 é necessário configurar o modo de operação deste.
Esta tarefa é feita pela configuração dos diferentes registos com o envio de comandos SPI,
descritos na secção 4.3.
Nesta implementação é usado o modo RDATA para a leitura dos dados das conversões,
evitando desta forma fazer o polling da linha DRDY.
65
Nesta aplicação apenas são usados 2 canais do ADS1198. Um dos quais é usado para
monitorizar o sinal DRL gerado pelo ADS1198, sendo o outro usado para monitorizar o sinal ECG
em causa. Para ler os dados digitalizados de cada amostragem, é necessário enviar 56 ciclos de
SCLK. Cada ciclo SCLK desloca 1 bit nos shift registers. Cada amostra é digitalizada com 16 bits
e por cada ciclo de amostragem são enviados 3 bytes, correspondentes ao bits de estado, Figura
47.
Dados Canal 116 bits
Dados Canal 216 bits
Bits de estado24 bits
MSB (bit 56) (bit 0) LSB
Figura 47 - Trama de dados gerados pelo ADS1198 por cada ciclo de amostragem
Desta forma, são enviados 7 bytes com valor 0 para que sejam gerados, pela placa NI
USB-8451, os 56 ciclos de SCLK necessários para ler os dados dos dois canais.
A placa NI USB-8451 apenas suporta transacções de 8 bits, daí a necessidade de
transferir individualmente, 2 bytes por cada amostra.
A Figura 48 mostra o ambiente gráfico do software desenvolvido em Labview.
66
a)
b)
c) Figura 48 – Ambiente gráfico do software Labview. a) painel de configuração dos canais para gerar
o sinal DRL; b) painel de configuração global dos registos do ADS1198; c) painel de visualização dos
sinais digitalizados.
67
6 Análise e discussão de resultados
6.1 Setup experimental
A fotografia da Figura 49 ilustra a configuração utilizada para recolher os dados
resultantes das medições obtidas pelo sistema desenvolvido. O sistema é alimentado pela
bateria do computador portátil desconectado da rede eléctrica. A placa NI USB-8451 permite
fornecer alimentação eléctrica de 5 Volts para a placa PCB desenvolvida, proveniente da porta
USB do computador portátil. No entanto, para determinar o consumo de corrente eléctrica da
placa PCB, esta é alimentada por uma bateria de 3 Volts, simulando assim o ambiente de
operação real pretendido do circuito implementado. Ou seja, pretende-se simular uma aplicação
móvel alimentada por pequenas baterias. O ADS1198 foi configurado para funcionar a uma taxa
de amostragem de 1000 amostras por segundo.
Sendo assim, todos os resultados apresentados nas secções seguintes foram obtidos
partindo dos pressupostos acima descritos.
Figura 49 – Fotografia da configuração experimental para recolha de dados
NI USB-8451
Placa PCB
c/ ADS1198
Eléctrodos
PC portátil
68
6.2 Medidas das características do sistema
6.2.1 Implementação em PCB
A partir do trabalho realizado resultou a construção de um protótipo implementado em
PCB utilizando componentes SMDs8. O módulo implementado em PCB mede 38 X 48 mm,
Figura 50. Este módulo divide-se em duas camadas eléctricas. Numa das camadas estão
localizados os módulos reguladores de tensão. Na outra camada, ilustrada na fotografia da
Figura 50, estão localizados os amplificadores operacionais do pré amplificador e circuito shield
drive e o CI ADS1198. No anexo B e C encontram-se o layout e o esquemático, respectivamente,
da placa, criados com o software PADS 9.2.
1
48,0mm
38
,0m
m
CB
A
234
D
Figura 50 – Fotografia da placa PCB em comparação com o tamanho de moeda de 1 euro
A regulação da tensão eléctrica para alimentação do circuito é feita por 2 reguladores de
tensão de baixo ruído TPS73230 da Texas Instruments, [42]. Estes reguladores geram uma
tensão de saída máxima de 3 Volts. São utilizados dois reguladores de tensão uma vez que
existe uma parte de sinal analógico e uma parte de sinal digital no mesmo módulo. Cada um dos
reguladores de tensão alimenta cada uma destas partes separadamente, de forma a evitar o
acoplamento de ruido eléctrico, proveniente do circuito digital, com o circuito analógico. Este
aspecto é recomendado pelo fabricante do CI ADS1198, [7].
Os reguladores de tensão utilizados podem ser desactivados ou activando por meio de
um pino dedicado para o efeito, pino Enable. Esta funcionalidade é útil em aplicações móveis,
onde o consumo de potência eléctrica é uma prioridade. No presente trabalho esta
8 Do inglês, Surface mount devices
69
funcionalidade não foi utilizada, estando os reguladores sempre activos, a partir do momento em
que o circuito é ligado.
a) b)
Figura 51 – Esquemático do circuito regulador de tensão. a) Regulação de tensão do circuito
analógico; b) Regulação de tensão do circuito digital.
A Figura 51 representa o esquemático do circuito regulador de tensão implementado,
onde VIN é a tensão de entrada para alimentação do módulo, AVDD e DVDD é a tensão de saída
regulada para alimentar a parte analógica e digital do circuito, respectivamente.
O protótipo desenvolvido neste trabalho implementa um canal diferencial para ligação de
dois eléctrodos e um circuito DRL para ligação do terceiro eléctrodo de referência. Está
implementado também um circuito shield drive para ligação à blindagem dos cabos utilizados
para os eléctrodos, no caso de existir a blindagem. Os sinais analógicos são digitalizados pelo
protótipo desenvolvido e disponibilizados em formato digital no barramento SPI. A Tabela 4
descreve a legenda da Figura 50.
70
Tabela 4 – Legenda da Figura 50
Legenda Descrição
1 Pino do circuito Shield Drive
2 Pino do circuito DRL
3 Pino de eléctrodos
4 Pino de eléctrodos
A Circuito Shield Drive
B Circuito pré-amplificador
C CI ADS1198
D Barramento SPI
O consumo de corrente eléctrica do protótipo implementado, medido com multímetro, é
de cerca de 9.8 mA, considerando o ADS1198 a funcionar com um canal activo, com o circuito
DRL activo e com uma taxa de amostragem de 1000 amostras por segundo.
6.2.2 Comunicação SPI
A utilização da placa NI USB-8451 limitou o valor máximo de transferência de dados e
consequentemente o valor máximo da taxa de amostragem possível.
Da análise feita aos sinais do barramento SPI verificou-se que existe um atraso de 8,5 µs
entre cada byte transferido no barramento, Figura 52.
71
Figura 52 – Atraso entre a transferência de bytes da placa NI USB-8451
No sistema implementado cada ciclo de amostragem compreende a colocação de 64
ciclos de SCLK no barramento SPI, sendo ’
’ U y
referentes aos bits de estado e aos dados das conversões. De notar que cada grupo de 8
SCLK´s, na Figura 52, corresponde à transferência de um byte.
Assim, e uma vez que a frequência do sinal de relógio do barramento SPI é de 4 MHz,
g ’ é f /4MHz)+7*8.5 µs), Figura
53.
Figura 53 – Linha SCLK correspondente a 1 ciclo de amostragem de 2 canais
Grupo de 8
SCLK´s
Linha DOUT
Linha SCLK
Linha DOUT
Linha SCLK
72
Nestas condições o valor máximo de transferência de bits é de 847.682Kb/s
correspondendo a 13.245 (847.682/64) amostras por segundo. Este seria o máximo valor
teórico possível para a taxa de amostragem, o que permitiria utilizar o ADS1198 com a máxima
taxa de amostragem de 8000 amostras por segundo.
No entanto verificou-se a existência de um atraso de cerca de 1 ms entre cada ciclo de
amostragem, Figura 54.
Este atraso deve-se ao facto de a placa NI USB-8451 utilizar buffers para as operações
de leitura e escrita no barramento SPI. São as operações de enchimento dos buffers que
’
Consequentemente, cada ciclo de amostragem fica limitado a 1 KHz. Esta característica
da placa NI USB-8451 determinou a configuração da taxa de amostragem máxima do ADS1198,
para o valor de 1000 amostras por segundo, de forma a preservar a fidedignidade dos dados
recebidos. Isto porque o ADS1198 não possui memória interna, sendo os dados das conversões
imediatamente colocados no barramento SPI e substituídos a cada nova conversão.
Esta limitação da placa NI USB-8451 não está referenciada no datasheet do fabricante,
mas foi confirmada em contactos com responsáveis do suporte técnico da National Instruments.
Figura 54 – Tempo de atraso entre ciclos de amostragem
Linha DOUT
Linha SCLK
73
6.2.3 Medidas do nível de ruído e CMRR
A caracterização do nível de ruido do sistema foi realizada pela configuração da Figura
55. Foram ligadas as entradas em curto-circuito ao ponto de referência do circuito (0 Volts).
ADS1198Pré-
Amplificador
+
-
Placa PCB
0V
Figura 55 – Configuração usada para medir o nível de ruído relativamente às entradas do
sistema
Para esta configuração o ganho do ADS1198 foi configurado para 6, sendo o ganho total
do sistema de 168 (28 X 6). O sinal de ruído digitalizado está representado na Figura 56. O sinal
foi amostrado durante 5 segundos.
Figura 56 – Sinal digitalizado a partir da configuração da Figura 55
A partir do sinal de ruído digitalizado foi calculado o valor, pico a pico do nível de ruido
do sistema relativamente às entradas. Este valor é normalmente denominado nos datasheets de
componentes electrónicos por IRN9. É obtido por:
í
(6.1)
9 Do inglês, Input-Referred Noise
-0,00335
-0,0033
-0,00325
-0,0032
-0,00315
-0,0031
-0,00305
0,0 0,4 0,8 1,2 1,6 2,0 2,4 2,8 3,2 3,6 4,0 4,4 4,8
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
74
O valor de í do sinal representado no gráfico da Figura 56 é de 0.15 m .
Substituindo este valor na equação 6.1 obtém-se o valor de:
Este valor de ruído indica que não é possível medir sinais abaixo de 1.07 , uma vez
que abaixo deste valor o ruído do sistema sobrepõe-se aos sinais de interesse.
Verificou-se a existência de uma tensão de offset no sinal medido a partir da
configuração da Figura 55. O valor calculado, em relação às entradas do sistema, para o ganho
de 168, foi de aproximadamente 19 µV.
O valor de CMRR à frequência de 50 Hz foi determinado experimentalmente através da
configuração da Figura 57. Foi escolhido o valor de 50 Hz para o sinal a colocar nas entradas
dos amplificadores dado que é a frequência de operação da rede eléctrica, no caso de países
europeus, sendo a principal frequência de interferência na medição de sinais ECG. Por esta
razão estudou-se a rejeição de tensões de modo comum à frequência de 50 Hz.
Foi utilizada uma fonte de sinal ligada às entradas da placa PCB desenvolvida para
medir a componente de modo comum, de forma a obter o ganho de modo comum , do
sistema. O valor de CMRR é depois calculado pela equação 6.3. Dividindo o ganho diferencial
, do sistema pelo ganho de modo comum.
ADS1198Pré-
Amplificador
+
-
Placa PCB
DRL
50Hz
Figura 57 – Configuração usada para medir o CMRR com DRL
O sinal injectado nas entradas do circuito da Figura 57 é uma sinusóide com 2.56 Vpp.
O sinal digitalizado pelo ADS1198 está representado no gráfico da Figura 58. É uma sinusóide
75
de 50 Hz com 1.47 mVpp. O ganho do ADS1198 foi configurado para ganho unitário. O ganho
diferencial é então dado pelo ganho fixo do pré-amplificador. Ou seja
Figura 58 – Sinal digitalizado a partir da configuração da Figura 57
O ganho de modo comum é calculado pela divisão da amplitude do sinal medido pelo
sistema, com a amplitude do sinal de entrada:
Substituindo e na equação 6.3 obtém-se o valor de CMRR do sistema:
g
Sem a utilização do circuito DRL da configuração da Figura 57, o valor de CMRR
calculado foi de 73.4 dB.
Os gráficos da Figura 59 foram obtidos pelo cálculo da transformada rápida de Fourier,
(FFT10) dos sinais medidos a partir da configuração da Figura 57, com e sem a utilização do
circuito DRL. Foi utilizado o software Matlab no cálculo da FFT.
10 Do inglês: Fast Fourier Transform
-0,0035
-0,003
-0,0025
-0,002
-0,0015
-0,001
-0,0005
0
1 32 63 94 125
156
187
218
249
280
311
342
373
404
435
466
497
528
559
590
621
652
683
714
745
776
807
838
869
900
931
962
993
Ampl
itude
(Vo
lts)
Amostras
76
a)
b)
Figura 59 – a) Gráfico da FFT do sinal medido com DRL; b) Gráfico da FFT do sinal medido sem
DRL
Pela análise visual do espectro de frequências dos gráficos da Figura 59 verifica-se que a
utilização do circuito DRL melhora determinantemente a rejeição das tensões de modo comum.
Existe uma componente do sinal próxima dos 0 Hz, que corresponde ao offset inerente
aos amplificadores do sistema. A magnitude do sinal próxima dos 0 Hz foi truncada para melhor
visualização da componente de 50 Hz.
0
0,0001
0,0002
0,0003
0,0004
0,0005
0,0006
0 49 98 146 195 244 293 342 391 439 488
Mag
nitu
de
Frequência (Hz)
0
0,001
0,002
0,003
0,004
0 31 61 92 122 153 183 214 244 275 305 336 366 397 427 458 488
Mag
nitu
de
Frequência (Hz)
77
6.3 Sinais ECG obtidos
O desempenho do sistema de aquisição foi avaliado através da captura de sinais ECG
reais de um sujeito saudável de 25 anos de idade sem efectuar nenhuma preparação especial
da superfície da pele.
Foi utilizado um cabo condutor eléctrico com cerca de 1 metro de comprimento para
ligação dos 3 eléctrodos ao corpo do sujeito.
Na aquisição dos sinais foram utilizados eléctrodos descartáveis adesivos de gel
condutivo de Ag/AgCl. Este tipo de eléctrodos é universalmente utilizado para aquisição de sinais
bioeléctricos em meio clinico ou para investigação, [43]. O princípio de operação destes
eléctrodos não será aqui discutido. Numa segunda fase foram utilizados eléctrodos secos de
forma a avaliar a capacidade do sistema desenvolvido, de adquirir sinais bioeléctricos com este
tipo de eléctrodos. Os eléctrodos secos não utilizam um electrólito entre o eléctrodo e a
superfície da pele. Dependendo do tipo de construção, apresentam uma impedância
eléctrodo/pele mais elevada em relação aos eléctrodos de gel, [43]. Na forma mais simples
estes eléctrodos são formados por um disco metálico condutor eléctrico em contacto com a pele,
[43]. No âmbito deste trabalho, foram construídos, artesanalmente, 3 eléctrodos com folha de
alumínio ligados a um cabo eléctrico com cerca de 4 cm de diâmetro, Figura 60.
Figura 60 – Eléctrodos secos de metal de alumínio
A colocação dos eléctrodos foi feita de duas formas distintas, para obter as derivações
básicas I e III, referidas na secção 2.2. A Figura 61 indica as posições utilizadas para colocação
dos eléctrodos.
78
Figura 61 – Posição da colocação dos eléctrodos: Derivação I (à esquerda); Derivação III (à
direita).RA: eléctrodo do braço direito; LA: eléctrodo do braço esquerdo; LL: eléctrodo da perna
esquerda; RL: eléctrodo de referência do circuito DRL.
De notar que todos os sinais obtidos pelo sistema de aquisição desenvolvido, que serão
apresentados a seguir, não sofreram nenhum pós-processamento. Além disso, neste trabalho
evitou-se a implementação de filtros notch, para atenuação da componente do sinal na
frequência de 50 Hz, de forma a não distorcer o sinal ECG, uma vez que este contém
informação a esta frequência.
O sinal da Figura 62 foi adquirido com o sujeito sentado e imóvel fazendo uso dos
eléctrodos de gel colocados na posição da derivação I.
O sinal adquirido permite identificar de forma clara as ondas P, R, S e T.
Figura 62 – Sinal ECG da derivação I com amplificação de 112X.
-0,2
-0,15
-0,1
-0,05
0
0,05
0,1
0,15
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9
Ampl
itude
à s
aída
(Vo
lts)
Tempo (s)
(RA) (LA)
(RL) (RL)
(LA)
(LL)
R
T P
S
79
Como ponto de partida para a avaliação do sistema desenvolvido, foram comparados os
sinais obtidos pela colocação dos eléctrodos descartáveis nas posições indicadas na Figura 61.
As Figura 63 e Figura 64 mostram os resultados obtidos.
Figura 63 – Sinal ECG da derivação III com amplificação de 336X.
Figura 64 – Sinal ECG da derivação I com amplificação de 336X
Verificou-se que o sinal obtido pela derivação III apresenta menos interferências
causadas pela rede eléctrica e pela actividade dos músculos.
Numa segunda fase o desempenho do sistema foi avaliado com a execução das
seguintes experiências:
Experiência 1: Avaliação da interferência da rede eléctrica no sinal ECG. Foi colocado um
cabo da rede eléctrica (230V – 50 Hz) à volta do corpo durante a aquisição do sinal ECG.
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
2
2,5
0,0 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-0,6
-0,4
-0,2
0
0,2
0,4
0,6
0,8
0,0 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 10,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
80
Experiência 2: Avaliação dos artefactos introduzidos no sinal com o sujeito a saltar
durante a aquisição do sinal ECG. Foi utilizada fita adesiva para melhorar o contacto dos
eléctrodos com a pele durante a experiência.
Experiência 3: Avaliação da recuperação do sinal ECG após o desligamento de um
eléctrodo.
Experiência 4: Avaliação do desempenho do sistema com a utilização dos eléctrodos
secos, descritos atrás.
Experiência 5: Avaliação do sistema com a utilização de uma camisola com eléctrodos
têxteis.
6.3.1 Resultados e análise da Experiência 1: Avaliação da interferência da rede
eléctrica no sinal ECG
a)
b)
Figura 65 – a) ECG obtido pela Experiência 1; b) Sinal DRL gerado pelo sistema
-0,6
-0,4
-0,2
0
0,2
0,4
0,0 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 10,0 11,0 12,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-0,08
-0,07
-0,06
-0,05
-0,04
-0,03
-0,02
-0,01
0
0,0 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 10,0 11,0 12,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
Colocação do cabo junto ao
corpo
Colocação do cabo junto
ao corpo
81
Esta experiência demonstrou a presença evidente de interferências no sinal ECG quando
é colocado o cabo eléctrico junto ao corpo, Figura 65 a) e Figura 66. No entanto o sinal ECG
obtido continua bem visível permitindo a identificação das ondas que o compõem.
O sinal da Figura 65 b) foi obtido também pelo sistema desenvolvido, que permite a
monitorização do sinal DRL gerado. A partir deste sinal verifica-se que o circuito DRL actua de
forma dinâmica na atenuação dos sinais de interferência.
Figura 66 – Ampliação da área sombreada da Figura 65.
6.3.2 Resultados e análise da Experiência 2: Avaliação dos artefactos
introduzidos no sinal com o sujeito a saltar
Como era esperado o sinal ECG obtido com o sujeito a saltar, apresenta-se distorcido. A
distorção resulta do sinal gerado pela actividade dos músculos e pelos artefactos causados pelo
movimento do corpo e dos eléctrodos. É necessário corrigir o sinal através de processamento
digital, o que está fora do âmbito deste trabalho. No entanto é possível ainda assim identificar,
de forma clara, a onda de maior amplitude do sinal ECG, a onda R.
-0,6
-0,5
-0,4
-0,3
-0,2
-0,1
0
0,1
0,2
0,3
0,4
6,5 7,0 7,5 8,0 8,5 9,0 9,5 10,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
Cabo retirado junto do corpo
82
a)
b)
Figura 67 – a) Sinal ECG da derivação III com amplificação de 112x, saltando; b) Ampliação da
área sombreada.
-1
-0,8
-0,6
-0,4
-0,2
0
0,2
0,4
0,0 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 10,0 11,0 12,0 13,0 14,0 15,0 16,0 17,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-1
-0,8
-0,6
-0,4
-0,2
0
0,2
0,4
4,0 4,5 5,0 5,5 6,0 6,5 7,0 7,5 8,0 8,5 9,0 9,5 10,0 10,5 11,0 11,5 12,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
A saltar
83
6.3.3 Resultados e análise da Experiência 3:Recuperação do sinal ECG após o
desligamento de um eléctrodo
Esta experiência revela o problema causado pela desconexão total de um dos eléctrodos
na aquisição do sinal ECG, Figura 68. Este é um problema comum aos circuitos com
acoplamento em corrente alternada, uma vez que usam condensadores para o filtro passa-alto
nas entradas do circuito de amplificação. O problema encontra-se na elevada constante de
tempo do circuito RC implementado. Esta é de 5.576 segundos, ver secção 5.2.
Figura 68 – Efeito do desligamento total de um eléctrodo
O tempo total decorrido, desde o desligamento total de um dos eléctrodos e o instante
em que o sinal é totalmente recuperado em relação à linha base, é de aproximadamente 30
segundos. Este valor está de acordo com o teoricamente esperado, uma vez que o tempo de
carregamento de um condensador num circuito RC demora 5 constantes de tempo para atingir
99.9% da sua capacidade.
-3
-2
-1
0
1
2
3
0 5 10 15 20 25 30 35 40
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
Ponto de perda de contacto total
Ponto de recuperação da linha base
84
6.3.4 Resultados e análise da Experiência 4: Avaliação do desempenho
do sistema com a utilização dos eléctrodos secos
O sinal ECG obtido com os eléctrodos secos está representado na Figura 69 e
Figura 70, para a derivação III e derivação I, respectivamente. Os eléctrodos foram colocados em
contacto directo com a pele e fixados com fita adesiva.
a)
b)
Figura 69 – a) ECG da derivação III com amplificação de 336x, obtido com eléctrodos secos; b)
Ampliação da área sombreada.
-3
-2
-1
0
1
2
3
0 5 10 15 20 25 30
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
2
2,5
5,0 5,5 6,0 6,5 7,0 7,5 8,0 8,5 9,0 9,5 10,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
85
a)
b)
Figura 70 – a) ECG da derivação I com amplificação de 336, obtido com eléctrodos secos; b)
Ampliação da área sombreada.
Os sinais ECG obtidos com os eléctrodos secos revelaram-se comparáveis aos sinais
obtidos com eléctrodos de gel. Verificou-se no entanto, uma maior susceptibilidade aos
artefactos de movimento, resultantes de ligeiros movimentos do corpo e consequentemente dos
eléctrodos. O sinal obtido pela derivação I, Figura 70, apresenta menor amplitude em
comparação com o sinal obtido com os eléctrodos de gel, Figura 64. Além disto, o sinal da
Figura 70 apresenta maior interferência da componente da tensão de modo comum de 50 Hz.
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
0,0
2,0
4,0
6,0
8,0
10,0
12,0
14,0
16,0
18,0
20,0
22,0
24,0
26,0
28,0
30,0
32,0
34,0
36,0
38,0
40,0
42,0
44,0
46,0
48,0
50,0
52,0
54,0
56,0
58,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-0,4
-0,3
-0,2
-0,1
0
0,1
0,2
0,3
0,4
20,0 21,0 22,0 23,0 24,0 25,0 26,0 27,0 28,0 29,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
86
6.3.5 Resultados e análise da Experiência 5: Utilização de uma camisola com
eléctrodos têxteis integrados
a) b)
Figura 71 – a) Camisola com eléctrodos têxteis integrados; b) Pormenor da ligação ao sistema
de aquisição.
Nesta experiência pretendeu-se avaliar o sinal ECG obtido pelo sistema desenvolvido
neste trabalho, em conjunto com a utilização de uma camisola, Figura 71. Esta foi desenvolvida
no Departamento de Engenharia Têxtil da Universidade do Minho, [1], e tem integrados 3
eléctrodos têxteis tecidos com Elitex. Elitex é um fio de poliamida com um revestimento de prata,
conferindo-lhe capacidade de condução eléctrica. A resistência eléctrica deste fio é
aproximadamente 30 Ω/m, [1]. A ligação eléctrica da camisola ao sistema de aquisição é feita
por 3 botões de mola, normalmente utilizados no vestuário, Figura 71 b). Estes botões estão
localizados na parte inferior da camisola. A ligação eléctrica destes botões aos eléctrodos, é feita
de forma integral na camisola, com a utilização do mesmo material dos eléctrodos.
Os sinais representados nas figuras seguintes foram obtidos com os eléctrodos da
camisola humedecidos com água. Para garantir um melhor contacto com a superfície da pele foi
também utilizada uma cinta de velcro de forma a exercer alguma pressão sobre os eléctrodos,
mantendo-os imóveis em relação o corpo.
87
a)
b)
Figura 72 – a) Sinal ECG obtido com o sujeito imóvel. Amplificação de 112X; b) Ampliação da
área sombreada
Figura 73 – Sinal ECG, com amplificação de 112X, realizando pequenos movimentos com o corpo.
Os resultados representados pelas Figura 72 e Figura 73 demonstram a possibilidade da
utilização de eléctrodos têxteis com o sistema desenvolvido neste trabalho. O sistema revelou-se
-0,6
-0,4
-0,2
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
0,0 1,5 3,0 4,5 6,0 7,5 9,0 10,5 12,0 13,5 15,0 16,5 18,0 19,5 21,0 22,5 24,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-0,4
-0,2
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
6,5 7,0 7,5 8,0 8,5 9,0 9,5 10,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
-1,5
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
0,0 1,5 3,0 4,5 6,0 7,5 9,0 10,5 12,0 13,5 15,0 16,5
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
88
eficaz na atenuação da componente da tensão de modo comum. Apesar desta estar presente
nos sinais ECG medidos, a sua amplitude é várias ordens de grandeza inferior à amplitude do
sinal ECG.
O movimento do corpo causou o aparecimento de artefactos no sinal ECG, mesmo com
pequenos movimentos. No entanto o sistema de aquisição foi capaz de adquirir o sinal sem
atingir a saturação dos amplificadores, graças ao ganho relativamente baixo utilizado, este foi de
112X. O sistema permite configurar o ganho para valores inferiores, ver secção 5.2, evitando
assim a saturação dos amplificadores em situações de movimento mais intensivo.
Figura 74 – Sinal ECG obtido com os eléctrodos da camisola completamente secos, com
amplificação de 112X
O sinal ECG obtido com os eléctrodos da camisola completamente secos apresenta
interferências causadas pela componente da tensão de modo comum à frequência da rede
eléctrica, Figura 74. Este problema foi atribuído ao facto do contacto eléctrodo/pele apresentar
uma impedância eléctrica mais elevada, relativamente ao caso em que os eléctrodos estavam
humedecidos.
-0,8
-0,7
-0,6
-0,5
-0,4
-0,3
-0,2
-0,1
0
0,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 2,0 2,2 2,4 2,6 2,8 3,0
Ampl
itude
(Vo
lts)
Tempo (s)
89
7 Conclusões
O sistema de monitorização de sinais bioeléctricos desenvolvido foi utilizado com
sucesso na aquisição de sinais ECG. O modo de operação deste CI revelou ser simples de
utilizar através do barramento de dados SPI que permite, entre outras funções, controlar
digitalmente a taxa de amostragem e o ganho de amplificação. O controlo digital do ganho de
amplificação é útil quando se utiliza o sistema para monitorizar sinais em exercício físico,
permitindo facilmente ajustar o ganho de amplificação do sinal de forma a evitar a saturação dos
amplificadores, causada por possíveis artefactos de movimento. Assim é possível evitar a perda
do sinal, mantendo-o dentro dos limites de referência.
O sistema construído disponibiliza um canal diferencial, mas pode ser adaptado para
utilizar os 8 canais diferenciais do ADS1198.
O circuito DRL foi projectado com o dimensionamento de um único condensador, uma
vez que o ADS1198 implementa internamente o restante circuito electrónico necessário. O
circuito DRL foi o único método utilizado para atenuar as interferências causadas pela tensão de
modo comum, principalmente à frequência de 50 Hz. Os sinais ECG obtidos permitem a
identificação das ondas constituintes do sinal. Mesmo na presença de cabos eléctricos junto ao
corpo a amplitude da tensão de interferência foi mantida em valores reduzidos. Com isto
concluiu-se que, não utilizando filtros rejeita banda, (filtros notch), é possível obter sinais ECG de
boa qualidade, reduzindo desta forma a complexidade do circuito electrónico.
O circuito shield-drive implementado não foi utilizado na aquisição dos sinais
apresentados na secção dos resultados deste trabalho, ver secção 5.3. A sua utilização inicial
em cabos de medição com blindagem não revelou nenhuma diferença significativa relativamente
à utilização de cabos simples sem blindagem. Este facto é atribuído à corrente eléctrica,
negligenciável, presente nos cabos, dado que as entradas dos amplificadores operacionais têm
uma impedância muito alta. Além disso o comprimento dos cabos de medição é reduzido, cerca
de 1 metro.
A utilização de um circuito de pré-amplificação em conjunto com o ADS1198 permitiu
um melhor aproveitamento da gama dinâmica dos ADCs do ADS1198.
O ganho relativamente elevado do circuito de pré-amplificação em conjunto com o
circuito de acoplamento em corrente alternada, não mostrou ser problemático na aquisição dos
sinais ECG, isto porque o circuito de acoplamento em corrente alternada mostrou ser eficaz na
90
eliminação da componente contínua dos sinais ECG, evitando a saturação dos amplificadores em
todos os resultados obtidos.
No entanto, a utilização de acoplamento em corrente alternada para os sinais ECG,
revelou ser um problema nas situações em que um dos eléctrodos é desligado totalmente da
superfície da pele. Quando o eléctrodo é novamente colocado em contacto com a pele, verificou-
se a existência de um intervalo de tempo de aproximadamente 30 segundos até que o sinal ECG
seja restaurado na linha isoeléctrica do sinal.
Como trabalho futuro recomenda-se a implementação de um circuito de restauração
rápida do sinal sempre que ocorra a saturação dos amplificadores de entrada, tal como acontece
quando se desliga um dos eléctrodos. No entanto, isto irá aumentar a complexidade do circuito e
consequentemente o consumo de potência eléctrica. Um circuito deste tipo pode ser feito de
forma automática ou manual. O modo automático pode ser conseguido com um circuito que
modifique a constante de tempo do filtro passa-alto, sempre que se verifique a perda do sinal
causada pela saturação dos amplificadores.
Recomenda-se também, como trabalho futuro, a investigação de um sistema sem fios,
por Wi-fi ou Bluetooth que permita a ligação por SPI ao sistema desenvolvido neste trabalho,
conseguindo-se assim um sistema que permita a ligação sem fios a smartphones ou tablets, que
são largamente utilizados actualmente.
91
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[35] SPI Block Guide V03.06, Motorola, Inc, 2001.
[36] R. Pallis-Areny and J. “ ff
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94
[37] O. Casas and R. Pallàs- y “ f g ff f ” IEEE
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pp. 106 – 119, 2010.
95
Anexos
A. NI-8451 SPI API
’ U -8451 utilizados para programação do
barramento SPI no modo avançado, estão aqui mencionados. Deverá consultar-se o manual da
placa, [41], para obter um melhor entendimento das funcionalidades e modo de operação desta
API.
Figura 75 – NI-845x SPI Create Script Reference.vi
Figura 76 – NI-845x SPI Script Enable SPI.vi
O script para activar o SPI é realizado pelo VI NI-845x SPI Script Enable SPI.vi
Figura 77 – NI-845x SPI Script Clock Polarity Phase.vi
Figura 78 – NI-845x SPI Script Clock Rate.vi
Figura 79 – NI-845x SPI Script CS Low.vi
96
Figura 80 – NI-845x SPI Script Write Read.vi
Figura 81 – NI-845x SPI Script CS High.vi
Figura 82 – NI-845x SPI Script Disable SPI.vi
Figura 83 – NI-845x SPI Run Script.vi
Figura 84 – NI-845x SPI Extract Script Read Data.vi
97
B. Layout do PCB do sistema desenvolvido
a)
b)
Figura 85 – Layout do PCB desenvolvido em PADS Layout 9.2. a) camada superior; b) camada
inferior.
98
C. Esquemático do PCB do sistema desenvolvido
Figura 86 – Esquemático da camada superior do layout da Figura 85
99
Figura 87 – Esquemático da camada inferior do layout da Figura 85
