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. O termo Transístor resulta da aglutinação dos termos ingleses TRAN sfer + re SISTOR (resistência de transferência). O termo bipolar refere-se ao facto dos portadores electrões e lacunas participarem no processo do fluxo de corrente. Transístor bipolar. - PowerPoint PPT Presentation
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http://www.prof2000.pt/users/lpa
Transístor bipolarO termo Transístor resulta da aglutinação dos termos ingleses TRANsfer + reSISTOR (resistência de transferência).
O termo bipolar refere-se ao facto dos portadores electrões e lacunas participarem no processo do fluxo de corrente.
2
ConstituiçãoUm transístor bipolar (com polaridade NPN ou PNP) é constituído por duas junções PN (junção base-emissor e junção base-colector) de material semicondutor (silício ou germânio) e por três terminais designados por Emissor (E), Base (B) e Colector (C).
N – Material semicondutor com excesso de electrões livres
P – Material semicondutor com excesso de lacunas
Altamente dopado
Menos dopado que o Emissor e mais dopado que a Base
Altamente dopado
Camada mais fina e menos dopada
Menos dopado que o Emissor e mais dopado que a Base
Camada mais fina e menos dopada
3
Junções PN internas e símbolos
Junção PN base - emissor
Junção PN base - emissor
Junção PN base - colector
Junção PN base - colector
4
Principio de funcionamentoPara que o transístor bipolar conduza é necessário que seja aplicada na Base uma corrente mínima (VBE ≥ 0,7 Volt), caso contrário não haverá passagem de corrente entre o Emissor e o Colector.
IB = 0
O transístor não conduz (está ao corte)
Se aplicarmos uma pequena corrente na base o transístor conduz e pode amplificar a corrente que passa do emissor para o colector.
Uma pequena corrente entre a base e o emissor…
…origina uma grande corrente entre o emissor e o colector
5
Utilização
O transístor bipolar pode ser utilizado:
• como interruptor electrónico.• na amplificação de sinais.• como oscilador.
6
PolarizaçãoPara o transístor bipolar poder ser utilizado com interruptor, como amplificador ou como oscilador tem que estar devidamente polarizado através de uma fonte DC.
Para o transístor estar correctamente polarizado a junção PN base – emissor deve ser polarizada directamente e a junção base – colector deve ser polarizada inversamente.
Regra prática:
O Emissor é polarizado com a mesma polaridade que o semicondutor que o constitui.A Base é polarizada com a mesma polaridade que o semicondutor que a constitui.O Colector é polarizado com polaridade contrária à do semicondutor que o constitui.
Emissor Base Colector Emissor Base Colector
P N P N P N
+ - - - + +
7
Polarização
+
Rc
Rb
_
Rc
Rb
+
_
Rb – Resistência de polarização de base
Rc – Resistência de colector ou resistência de carga
Emissor Base Colector Emissor Base Colector
P N P N P N
+ - - - + +
8
Representação de tensões e correntesVCE – Tensão colector - emissor
VBE – Tensão base – emissor
VCB – Tensão colector - base
IC – Corrente de colector
IB – Corrente de base
IE – Corrente de emissor
VRE – Tensão na resistência de emissor
VRC – Tensão na resistência de colector
9
Relação das correntes
Rc
Rb
+
IC
IE
IB
Considerando o sentido convencional da corrente e aplicando a lei dos nós obtemos a seguinte relação das correntes num transístor bipolar
IE = IC + IB
10
Características técnicasUtilizando o código alfanumérico do transístor podem-se obter as suas características técnicas por consulta de um data book ou de um data sheet do fabricante.
IC É a máxima corrente de colector que o transístor pode suportar. Se este parâmetro for excedido o componente poderá queimar.
VCEO Tensão máxima colector – emissor com a base aberta.
VCBO Tensão máxima colector – base com o emissor aberto.
VEBO Tensão máxima emissor – base com o colector aberto.
hFE ou Ganho ou factor de amplificação do transístor.
hFE = IC : IB
Pd Potência máxima de dissipação.
fT Frequência de transição (frequência para a qual o ganho do transístor é 1 ou seja, o transístor não amplifica mais a corrente).
11
Substituição de transístores por equivalentes
• Num circuito não se pode substituir um transístor de silício por um de germânio ou vice – versa.
• Também não se pode trocar directamente um transístor NPN por um PNP ou vice – versa.
• A letra (A, B, C…) que pode aparecer no fim do código alfanumérico indica sempre aperfeiçoamentos ou melhorias em pelo menos um dos parâmetros, limites ou características do transístor.Exemplo: O BC548A substitui o BC548.
O BC548A não substitui o BC548B
Lucínio Preza de Araújo 12
Dissipadores de calorO uso de dissipadores ou radiadores externos de calor são quase que obrigatórios nos transístores que trabalham com potências elevadas de modo a evitar o sobreaquecimento do componente e a sua possível destruição.
CONCEPTOS BASICOS DE ELECTRONICA DE POTENCIA
Electronica de potencia tiene que ver con el estudio y diseño de equipos que aplican energia a un proceso productivo
La diferenciamos de la electronica tradicional ya que esta se concentra en procesar señalesAmplificarlas,filtrarlas transmitirlas y generarlasSeñal es algo que expresa el comportamiento y descripcion de un circuitoUsted lo puese asimilar a una onda que se ve en un osciloscopio
LA ELECTRONICA DE POTENCIA RESUELVE RETOS INDUSTRIALES Y DE PRODUCCION SOBRETODO MODERNIZANDO PROCESOS ANTIGUOS
VAMOS A ILUSTRAR ESE ESCENARIO
CONVERSORES DE ENERGIAFUENTES DE PODERSUCHEADAS RESONANTESCALENTAMIENTO POR INDUCCIONCONTROL DE MOTORES Y SERVOACTUADORESSISTEMAS DE ILUMINACIONCONTROL DE MOTORESCONTROL DE HERRAMIENTASPROCESOS DE ALIMENTOSMATERIAS PRIMAS RECICLAJEAPLICACIONES DEL AGROAPLICACIONES BIOMEDICASCOMUNICACIONES
FUENTES DE SUICHEO
VER LOS VIDEOS
FERRITAS BOBINAS NUCLEOS Y BOBINADORASNORMALES Y DE TOROIDES (VER VIDEOS)
LOS IGBTs
VER VIDEOS DE SU FUNCIONAMIENTO Y DE LOS FETS
BOBINAS
CAPACITORES POLYESTER
DIODOS DE POTENCIA y BAJA SEÑAL
VARISTORES GAS ARRESTER TVS (VER VIDEO)
TERMINALES
BORNERAS
CABLES CONDUCTORES
TERMOFUNDIBLE ( VER VIDEO)
EL DIODO DE POTENCIA
• Operación con polarización directa con VO > V >> VT, siendo VO la tensión interna de equilibrio de la unión:
• Polarización inversa con V << -VT
i = IS·(e -1)
VVT
donde: VT = k·T/q IS = A·q·ni2·(Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln))
(dependencia exponencial)i IS·eVVT
(corriente inversa de saturación que es muy pequeña y casi independiente de la tensión)
i -IS
• Ecuación característica del diodo:
Ideas generales sobre diodos de unión PN
• Operación con polarización directa con V > VO >> VT:
i (V-V)/rddonde V es la tensión de codo del diodo y rd su resistencia dinámica
PN
+
-
i
V
• Curva característica
0
1
1 -1
i [mA]
V [V]
(exponencial)
-0,8
-1 0
i [A]
V [V]
(constante)
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Ideas generales sobre diodos de unión PN
(recta)
V
pendiente = 1/rd
-40
0
-2
i [A]V [Volt.]
i + V -
PN
+ -
- +
+ -
+ -
+
-
+
- -
++- -+
La corriente aumenta fuertemente si se producen pares electrón-hueco adicionales por choque con la red cristalina de electrones y huecos suficientemente acelerados por el campo eléctrico de la zona de transición
• Avalancha primaria
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Ideas generales sobre diodos de unión PN
Concepto de diodo ideal
En polarización inversa, la corriente conducida es nula, sea cual sea el valor de la tensión inversa aplicada
En polarización directa, la caída de tensión es nula, sea cual sea el valor de la corriente directa conducida
Ánodo
Cátodo
i
V
i
V
+
-
curva característica
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
El diodo semiconductor encapsulado
Ánodo
Cátodo
Ánodo
Cátodo
Encapsulado (cristal o resina sintética)
Terminal
Terminal
PN
Marca señalando el cátodo
Contacto metal-semiconductor
Contacto metal-semiconductor
Oblea de semiconductor
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Axiales
DO 35 DO 41 DO 15 DO 201
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Para usar radiadores
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Para grandes potencias
B 44
DO 5
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Agrupaciones de 2 diodos
2 diodos en cátodo común 2 diodos en serie
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar)
Nombre del dispositivo
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados para el mismo dispositivo
Nombre del dispositivo
Encapsulados
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
Dual in line
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
+ -+ -
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor
Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos D
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
• Dan origen a módulos de potencia
- Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia
- Minimizan las inductancias parásitas del conexionado
- Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc
- Se pueden pedir a medida
Control de Motores
Electrónica militar
Circuito equivalente estático
V
rd
Modelo asintótico
ideal
0
i
V
V
• Circuito equivalente asintótico
Curva característica asintótica. Pendiente = 1/rd
Curva característica ideal
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Curva característica real
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Características fundamentales de cualquier diodo
1ª -Máxima tensión inversa soportada
2ª -Máxima corriente directa conducida
3ª -Caída de tensión en conducción
4ª -Corriente de inversa en bloqueo
5ª -Velocidad de conmutación
Baja tensión
15 V
30 V
45 V
55 V
60 V
80 V
Alta tensión
500 V
600 V
800 V
1000 V
1200 V
1ª Máxima tensión inversa soportada
Media tensión
100 V
150 V
200 V
400 V
Ejemplo de clasificación
• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
1ª Máxima tensión inversa soportada
• El fabricante suministra (a veces) dos valores:
- Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM
- Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM
La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
2ª Máxima corriente directa conducida
• El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores:
- Corriente eficaz máxima IF(RMS)
- Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM
- Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM
Depende de la cápsula
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
• La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente
3ª Caída de tensión en conducción
i
V
V
rd
ideal
ID
VD
5 A
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente
IF(AV) = 4A, VRRM = 200V
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
1,25V @ 25A
2,2V @ 25A
• En escala lineal no son muy útiles
• Frecuentemente se representan en escala logarítmica
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Curva característica en escala logarítmica
0,84V @ 20A1,6V @ 20A
IF(AV) = 25A, VRRM = 200V
IF(AV) = 22A, VRRM = 600V
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para VRRM < 200 (en silicio)
0,5V @ 10A
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Schottky de VRRM relativamente alta
0,69V @ 10A
La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
Schottky
Schottky
PN
Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión en conducción
• Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho)
• Algunos ejemplos de diodos PN
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
4ª Corriente de inversa en bloqueo
IF(AV) = 4A, VRRM = 200V
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
IF(AV) = 8A, VRRM = 200V
Crece con IF(AV)
Crece con Tj
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
4ª Corriente de inversa en bloqueo
IF(AV) = 10A, VRRM = 170V
IF(AV) = 10A, VRRM = 40V
• Dos ejemplos de diodos Schottky• Decrece con VRRM
• Crece con IF(AV)
• Crece con Tj
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
a b
V1
V2
Ri
V+
-i
V
t
t
V1/R
-V2DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento ideal de un diodo en conmutación
a b
V1
V2
Ri
V+
-
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
i
V
t
t
trr
V1/R
-V2/Rts
tf (i= -0,1·V2/R)
-V2
ts = tiempo de almacenamiento (storage time )
tf = tiempo de caída (fall time )
trr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time )
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
a b
V1
V2
Ri
V+
-
i
td = tiempo de retraso (delay time )
tr = tiempo de subida (rise time )
tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )
tr
0,9·V1/R
td
0,1·V1/R
tfr
El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversaD
IOD
OS
DE
PO
TE
NC
IA
Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
5ª Velocidad de conmutación
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
IF(AV) = 8A, VRRM = 200V
• Información suministrada
por los fabricantes
• Corresponde a
conmutaciones con cargas
con comportamiento inductivo
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
5ª Velocidad de conmutación • Más información suministrada por
los fabricantesSTTA506D
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
• La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a clasificar los diodos
• Standard
• Fast
• Ultra Fast
• Schottky
VRRM trrIF
100 V - 600 V
100 V - 1000 V
200 V - 800 V
15 V - 150 V
> 1 s
100 ns – 500 ns
20 ns – 100 ns
< 2 ns 1 A – 150 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf)
www.irf.com
www.onsemi.com
www.st.com
www.infineon.com
Direcciones web
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Pérdidas en diodos
• Son de dos tipos:
- Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables)
- Dinámicas
V
rd
ideal
iD
Potencia instantánea perdida en conducción:
pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t)
PDcond = V·IM + rd · Ief2
IM : Valor medio de iD(t)
Ief : Valor eficaz de iD(t)
Pérdidas estáticas en un diodo
iD
Forma de onda frecuente
T
0
DcondDcond dt)·t(pT
1P
Potencia media en un periodo:
trr
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
• Las conmutaciones no son perfectas
• Hay instantes en los que conviven tensión y corriente
• La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción
iD
t
VD
t
Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo
0,8 V
-200 V
10 A
3 APotencia instantánea perdida en la salida de conducción:
pDsc (t) = vD (t)·iD (t) =
rrt
0
DscD dt)·t(pT
1P
Potencia media en un periodo:
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
• Estáticas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
• Dinámicas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
• Dinámicas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Características Térmicas
• Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado
• El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de 175-150ºC
Si
jUnión (oblea)
cEncapsulado
aAmbiente
P (W)
• Magnitudes térmicas:
- Resistencias térmicas, RTH en ºC/W
- Increm. de temperaturas, ΔT en ºC
- Potencia perdida, P en W
• Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH RTHjc
RTHca• Magnitudes eléctricas:
- Resistencias eléctricas, R en Ω
- Difer. de tensiones, V en voltios
- Corriente, I en A
RTH RΔT VP I
Equivalente eléctrico
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Características Térmicas
Ambiente
Si
jUnión
cEncapsulado
aP (W)
RTHjcRTHca
RTH RΔT VP I
Equivalente eléctrico
P
RTHjc RTHca
Taj c
a
0º K
TCTJ
Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca)
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Características Térmicas
• La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W)
• La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( 30-100 ºC/W)
• Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente.
• Para ello se coloca un radiador en la cápsula.
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3
RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40
DIO
DO
S D
E P
OT
EN
CIA
Características Térmicas
j c
P
RTHjc
RTHcaTa
a
0º K
TCTJ
Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Ambiente
Si
jUnión
cEncapsulado
aP (W)
RTHjc RTHca
RTHrad
RTHrad
Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores.
El transistor MOSFET de potencia.
17 El transistor de efecto de campo de potencia.
17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.
17.2 Características estáticas.
17.3 Características dinámicas.
17.3.1 Conmutación con carga resistiva.
17.3.2 Conmutación con carga inductiva.
17.4 Cálculo de pérdidas.
17.5 Circuitos de gobierno de puerta.
17.5.1 Circuitos sin aislamiento.
17.5.2 Circuitos con aislamiento.
17.5.3 Circuito de bomba de carga (bootstrap).
17.6 Encapsulado y datos de catálogo de fabricantes.
17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.
• Un MOSFET de potencia se compone de muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo.
• La conducción se hace con portadores mayoritarios.
D D
S SG G
Canal N Canal P
n-
pn n
pn n
n
PuertaSurtidor
Drenador
Óxido
• Uso como interruptores controlados por tensión.
• Impedancia de entrada elevada: Capacidad.
• Los MOSFET de canal p tienen propiedades inferiores.
D
S
G
ID
VDS
VGS
17.2 Características estáticas.
• Cuando VGS es menor que el valor umbral, VGS,TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico de VGS,TH es 3V. • VGS suele tener un límite de ±20V.
• Cuando VGS es mayor de 7V el dispositivo está cerrado. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V para minimizar la caída de tensión VDS.
• Cuando conduce se comporta, estáticamente, como una resistencia: RON.
• En un MOSFET de potencia suele ser más limitante RON que el máximo de corriente.
• Conociendo RON las pérdidas se pueden calcular con el valor eficaz de la corriente al cuadrado.
VDS
ID VGS=15V
VGS=12V
VGS=7V
VGSVGS,TH
Corte
Cerrado
ID,MAX
VDS,MAX
Avalancha
PMAX
SOAR
D
S
G
ID
VDS
VGS
2DON IRP
Interruptor abierto: VDS>0
• Ambas uniones, pn y pn-, están inversamente polarizadas.
• La tensión drenador-surtidor cae en la unión p-n-.
• La región n- está ligeramente dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (rated voltage).
• Tensiones de ruptura grandes requieren zonas n poco dopadas de gran extensión
n-
pn n
pn n
n
VDS n-
Zona de deplexión
S
D
G
17.2 Características estáticas.
Interruptor cerrado: IDS>0
• Con suficiente VGS se forma un canal bajo la puerta que permite la conducción.
• RON es la suma de resistencias: contactos de surtidor y drenador, región n-, canal ...
• Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región n- domina en el valor de RON .
• En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que RON se incrementa rápidamente si la tensión de ruptura se quiere hacer de varios centenares de voltios.
• Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT (o BJT).
• El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated current).
n-
pn
pn
n
canal
ID
VGSS
D
G
17.2 Características estáticas.
Diodo parásito de la unión pn-
• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.
• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET.
• La mayoría son diodos lentos. Esto provoca grandes picos de corriente de recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo.
• Se producen diodos de rápida recuperación. El dispositivo se dimensiona para soportar la corriente de pico en la conmutación.
n-
pn
pn
n
VDS
S
D
G
El diodo se puede anular o substituir por otro externo
17.2 Características estáticas.
• Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia interna de la fuente de puerta.
CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida en cortocircuito.CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa.COSS: CDS + CGD Capacidad de salida se mide con la entrada cortocircuitadaLD: Inductancia de drenadorLS: Inductancia de fuente.
Parámetros parásitos.
Las capacidades son moduladas. Ejemplo:
DSDSDS
DSDSV
C
V
VC
VV
CVC
*
)( 000
0
0
1
(CO y V0 son constantes que dependen del dispositivo).
17.3 Características dinámicas.
Grande, constante
Pequeño, no lineal
Intermedio, no lineal
17.3.1 Conmutación con carga resistiva pura.
VDS ID
tON
IDMAXVDD
ttD(on)
tR
VGG
VGS
Efecto Miller
90%
10%
10%
VDSID
tOFF
IDMAX VDD
ttD(off)
tF
VGG
VGS
Efecto Miller
90%
10%
10%
2.- Salida de conducción.
1.- Entrada en conducción.
1.- La corriente de la bobina es conducida por el diodo y el MOSFET alternativamente.
2.- Cuando conduce, por poco que sea, la tensión de un diodo es nula.
3.- Cuando el diodo deja de conducir se produce un pico de recuperación inversa que debe asumir el MOSFET.
4.- El MOSFET tiene más pérdidas, sobretodo en la entrada a conducción.
5.- El efecto Miller tiene lugar durante t2, que es cuando se carga la capacidad CGD.
Entrada en conducción
VDS IDtON
IMAX
VDD
t
t1t2
IRR
DIODO
17.3.2 Conmutación con carga inductiva.
ID
VD
I DMAX
V DD
SOAR
IMAX
MAX
V
PMAX
La energía disipada en entrada de conducción se calcula de forma similar.
Conmutación simplificada
VDS
iDIDMAX VDD
t
tF
F
FDMAXD t
ttIti
)(
FDDDS t
tVtV )(
Durante tF:
OFFt
DSDOFF dttVtiE0
)()(
6FDDDMAX
OFF
tVIE
17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).
Ejemplo. Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RON=0,55 para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura. Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de:
VDSiD5A150V
t
100ns 100ns 100nsdT(1-d)Ta) f =10kHz
b) f =150kHz
WdIRP DON 8250555021 ,,
JtVI
EE CDDDMAXNOFF
5126
101001505
6
9
0 ,
fEfEfEP ONOFFONS 2PTOTPS
1,08W
38,3W
0,25W
37,5W
f
10kHz
150kHz
nsT 100
17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).
Entrada en conducción
VDS IDtON
IMAX
VDD
t
t1 t2
IRR
OFFt
DSDON dttVtiE0
)()(
32
2
1
ttVI
tVIE
ONDDRRONDDMAX
ON
Durante t1:Durante t1:
1
)(t
tIIti RRMAXD
DDDS VtV )(
Durante t2:Durante t2:
2
2
t
ttVtV DDDS
)(
2
2)(t
ttIIti RRMAXD
17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).
Salida de conducción
OFFt
DSDOFF dttVtiE0
)()(
2OFFDDMAX
OFF
tVIE
VDS iDtOFF
IMAXVDD
t
t1 t2
2
2)(t
ttIti MAXD
1t
tVtV DDDS )(
En t1:
En t2:
I
ID
VD
I DMAX
V DD SOAR
MAX
MAX
V
PMAX
Recuperación inversa
Sobretensión
17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
IC
ID
1.- Circuito para disminuir el efecto Miller.
2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos.
3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (<10Ω) y se coloca para proteger la puerta de posibles picos de tensión.
4.- Las capacidades se cargan linealmente, con corriente constante.
5.- La etapa de transistores actúa como un inversor con capacidad de dar cierta corriente.
6.- La potencia que maneja el circuito de gobierno es muy pequeña.
Sin aislamiento.
1.- Siempre hay un solo interruptor cerrado generándose una onda cuadrada sobre R.
2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debe haber 0V.
3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su surtidor hay 500V.
4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, en puerta debe haber 515V.
5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG.
6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG.
7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bomba de carga se han impuesto a los transformadores de impulsos.
Necesidad de aislamiento. Etapa típica de fuente de alimentación
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
1.- Cuando se cierra el interruptor inferior el condensador se carga a 15V en un solo ciclo.
2.- Cuando en S hay 500V el diodo impide que CBOOT se descargue.
3.- El diodo debe ser capaz de bloquear toda la tensión del circuito.
4.- Con dos transistores auxiliares se aplica la tensión de CBOOT a la puerta del MOSFET de potencia.
5.- CBOOT debe tener una capacidad muy superior a la de puerta para que apenas se descargue.
BOOTSTRAP
1251
,CC
GBOOT V
QC
QG Carga de puerta.VCC 15V1,5V para los transistores auxiliares.12V mínimo en puerta.
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
IRF510 100V 5,6A 0,54 5nC
IRF540N 100V 27A 0,052 71nC
APT10M25BVR 100V 75A 0,025 150nC
IRF740 400V 10A 0,55 35nC
APT4012BVR 400V 37A 0,12 195nC
APT5017BVR 500V 30A 0,17 200nC
SMM70N06 60V 70A 0,018 120nC
MTW10N100E 1000V 10A 1,3 100nC
Referencia VDS,MAX ID,MAX RON
QG (típica)
Características de diferentes MOSFET de potencia.
47ns
74ns
50ns
40ns
67ns
66ns
120ns
290ns
tc (típico)
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
Semitrans 2Semitrans 1
TO247TO220 TO3
Semitop 2
IRF540
SKM180A
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores
El Transistor bipolar de puerta aislada
18. El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
18.1 Estructura interna y circuito equivalente
18.2 Características estáticas
18.3 Características dinámicas
18.4 Encapsuldos y datos de los fabricantes
18.1 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
n-
pn n
pn n
n+
PuertaEmisor
Colector
Óxido
p+
• Estructura de MOSFET más una capa p+ de colector.
• Los NPT-IGBT no tienen la capa n+.
PT-IGBT (Punch-Through IGBT)
IGBT de canal n
Símbolo y circuito equivalente sencillo
• En estado de conducción es cualitativamente similar a un bipolar controlado en tensión.
• Son preferibles tensiones de puerta altas.
(En el IGBT de canal p cambia el sentido de corrientes y tensiones).
IGBT de canal n
VGS1
VGS2
VGS3
VGS4
BVDSSVDS
VRM
ID
Características de salida Características de transferencia
VGS(th)
VGS
ID
•VGS4 > VGS3 > ... > VGS1
• La tensión de bloqueo inversa depende de la unión p+n+. Si la zona n+ se quita VRM aumenta.
• La característica por puerta es equivalente a la de un MOSFET.
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Puerta • Con VGS < VGS(th), no hay canal y el interruptor está abierto.
• La tensión VCE cae en la unión pn-.
• La zona p está más inténsamente dopada.
• VCE,MAX es igual que la tensión de bloqueo.
NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT)
n-
pn n
pn n
Emisor
Colector
Óxido
p+
IGBT de canal n
•Apenas soporta tensión inversa, sólo unas decenas de voltios.
NPT-IGBT (Punch-Through IGBT)
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Bloqueo
Conducción• Con VGS>VGSth se forma canal.
• VCE de saturación cae en la unión p+n-.
• La mayor parte de la corriente final va por el MOSFET.
Puerta
n-
p
Emisor
Colector
Óxido
p+
n n- -
+ + + + + + + +
MOSFET
VDS=VBE+Vdrift +Rcanal·ID
VBE= 0,7 1 V.
Vdrift menor que en el MOSFET por modulación de la conductividad.
R·ID comparable con el MOSFET.
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva.
VGS
10%
90%
tdon
90%
tr
90%
tdoff
10%
tf
Cola de apagado
Sobretensión
Recup. inversa
VCE
iC
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
dt
idLV CSTRAYCE
Energía de entrada en conducción EON:
Energía de salida de conducción EOFF:
Aparece el fenómeno de cola de apagado.La inductancia parásita provoca sobretensión.
Debe manejarse la recuperación inversa del diodo.La conmutación dura más que tOFF.
La fórmula de las pérdidas es similar a la de un transistor bipolar
Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva.
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
52050
1921Eon
Eoff
Más rápidos que un bipolar.
Menos pérdidas que un MOSFET.
V > 500V
I grande
Características dinámicas.
Conmutación con carga inductiva.
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Pérdidas en el diodo
refC
CrefCE
CEONON I
I
V
VEE
***
refC
CrefCE
CEOFFOFF I
I
V
VEE
***
CONDSATCECCOND tVIE *
fEEEPPPP CONDOFFONCONDOFFONTOT ***
Pérdidas totales en un IGBT
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
Conclusiones
Conclusiones
1.- El transistor bipolar es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores minoritarios. Esto se traduce en baja velocidad de conmutación: apenas unos pocos kHz.
2.- Al ser lento apenas se usa actualmente en aplicaciones de potencia. Para tensiones inferiores a 500 V ha sido substituido por el MOSFET y para tensiones superiores por el IGBT.
3.- El MOSFET es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores mayoritarios. Macroscópicamente esto se traduce en alta velocidad de conmutación.
4.- Por tanto puede conmutar a decenas y centenares de kHz.
5.- La resistencia de conducción directa está directamente relacionada con la tensión de bloqueo.
Conclusiones
9.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V.
10.- Existen dispositivos de 1000V, pero sólo son útiles para bajas potencias o altas velocidades de conmutación.
11.- A la hora de seleccionar un MOSFET su parámetro más importante es RON.
12.- El IGBT es un interruptor con características de control parecidas al MOSFET y características de salida similares al transistor bipolar.
13.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V.
14.- Típicamente, el IGBT puede soportar miles de voltios y conducir centenares de amperios, conmutando a una frecuencia de decenas de kHz
Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Amplificador Operacional Amplificador de tensión Ideal
Ue(t)
ie(t)
Us(t)
Zs
ZCargaAVOue(t)+
is(t)
ZeUg(t)
Zg Amplificador Ideal:
Ze = ∞ Zs = 0
AVO = - ∞
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Amplificador Diferencial
RC RC
+VCC
-VCC
Ue1 Ue2
Uc1 Uc2
Us
IO
1C2CS UUU
2b2C22C iRU 1b1C11C iRU
)ii(RiRiRU 1b2bC1b1C12b2C2S
No inversora
Inversora
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Características del amplificador Operacional
Símbolo
U1
U2US
+ UCC
- UCC
Ud
UUUd
ccddS UAUAU
2
UUU 21
C
Ad
0Ac
Ac
Ad
Tensión diferencial
Tensión de salida
Tensión en modo común
Razón de rechazo en modo común
Amplificador Operacional ideal
U
U Tensión en entrada inversora
Tensión en entrada no inversora
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Características del amplificador Operacional
+ UCC
UdUg
ig
Ad=120 dB
Polo
100Hz 1MHz
AV
Log f
ZS
Impedancia de entrada “M”
g
ge i
UZ
Diagrama de Bode
Impedancia de salida baja “75”
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones del amplificadores operacionales
Aplicaciones Lineales:
Amplificador operacional realimentado negativamenteUd = U+ - U- = 0. (si no está saturado)Us = entre +Ucc y –Ucc (si no está saturado)
Aplicaciones no Lineales:
Amplificador operacional realimentado positivamente, o sin realimentar.No linealidad de los componentes utilizadosUd = U+ - U-.≠ 0Us = +Ucc o´ Us = -Ucc (Saturación positiva o negativa)
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones del amplificadores operacionales
Aplicaciones Lineales:
+ Vcc
- Vcc
R1
R2
Ue
Us
ie
is
i = 0
i = 0
2RisUs 1R
Ueie ieis UU
i = 0
i = 0
+ Vcc
+ Vcc
Alimentación Simétrica
Amplificador Inversor
Ue=F(Us)
1
2
R
RUeUs
ie
UeZe
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
+ Vcc
- Vcc
R1
R2
Ue
Us
ie
is
i = 0
i = 0
Amplificador no Inversor Seguidor de emisor
UU
UeRisUs 2
1R
Ueie
1
2
R
R1UeUs
Us=F(Ue) Us=F(Ue) UeUs
Ze
Ze
+ Vcc
- Vcc
Ue
Us
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
+ Vcc
- Vcc
R1
R3
Ue2
Us
ie1
is
i = 0
i = 0
ie2R2
Ue1
21 ieieie
2R
3R2Ue
1R
3R1UeUs
)Ue(fUS
Sumador Inversor
+ Vcc
- Vcc
R1
R2
Ue2Us
ie1
is
i = 0
i = 0
ie2
R2Ue1
R1
Amplificador diferencial
1R
2R1U2UUs
)Ue(fUs
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
+ Vcc
- Vcc
R1
C
Ue
Us
ie
is
i = 0
i = 0
+ Vcc
- Vcc
C
R
Ue
Us
ie
is
i = 0
i = 0
Integrador Diferenciador
)t(Uc)t(Us
t
dt)t(icC
1Uc
)t(ie)t(ic
R
)t(Ue)t(ie
t
dt)t(UeRC
1)s(U
Ris)t(Us )t(ie)t(is dt
dUcC)t(ie
)t(Ue)t(Uc dt
)t(dUeRC)t(Us
Integrador real
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
AV(dB)
logf
-20dB/dec
1/RC
Zona de Funcinamiento como integrador
Punto defuncionamiento
f 10f
+ Vcc
- Vcc
R1
C
Ue
Us
ie
is
i = 0
i = 0
R
RC se diseña de forma que funcione 10f siendo f la frecuencia de corte o polo 1/RC
+ Vcc
- Vcc Us
R
ie
Ue
+ Vcc
- Vcc
C
R
ie
Us
ie
is
i = 0
i = 0
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
Conversor corriente – tensiónInversor
Conversor corriente – tensiónNo inversor
R)t(is)t(Us
R)t(ie)t(Us
)t(ie)t(is )t(Ue)t(Us R)t(ie)t(Us
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
R1
R1
R2
R2
+VCC
-VCC
RL
IL
V1
V2
Conversor tensión - corriente
La corriente de salida no depende de RL
1
21L R
VVI
R1 y R2 se eligen de forma que el amplificadoroperacional no se sature en las condiciones más desfavorables de funcionamiento. (máx. corriente de salida)
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
+ Vcc
- Vcc
R1
RL
Ue
iL
i = 0
i = 0
Conversor tensión – corrientecarga flotante
La corriente de salida no depende de RL
1RUe
IL
+ Vcc
- Vcc
R1
RL
Ue
ie
iL
i = 0
i = 0
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
UsUe
+ UCC
- UCC
Comparador
UU
UU
Us = Usat+
Us = Usat-
Vsat+
Us, Ue
t
Vsat-
Us
Ue
Usat+
Usat-
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador
Vsat+
Us, Ue
t
Vsat-
Vref
UsUe
+ UCC
- UCC
Us
Ue
Usat+
Usat-
Vref
UZ
Us, Ue
tUd
Vref
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador
UsUe- UCC
R
UZ
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador problemas de ruido
Vsat+
Us, Ue
Vsat-
Ruido
tUsUe
+ UCC
- UCC
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador con histéresis
UUUe satS UU
2R1R
1RUU sat
UUUe
2R1R
1RUU sat
satS UU
Us
Ue
+ UCC
- UCCR1
R2
Tensión de comparación
Tensión de comparación
Vsat+
Us, Ue
Vsat-
Ruido
t
2R1R
1RUU sat
2R1R
1RUU sat
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador con histéresis
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador con histéresis
Vsat+
Us
Vsat-
Ruido
t
Ue
t
US
Ue
Vsat-
Vsat+
Formas de onda Función de Transferencia
2R1R
1RUU sat
2R1R
1RUU sat
2R1R
1RUU sat
2R1R
1RUU sat
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
UsUe- UCC
+ UCC
D
UsUe- UCC
+ UCC
D
+-
t
Us
UsUe- UCC
+ UCC
D
Ue
+-
Ue
t
Us
Ue - UCC
+ UCC
Us
R2
R1
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
Ue - UCC
+ UCC
Us
R2
R1
Rectificadores de Precisión media onda negativo
Rectificadores de Precisión media onda positivo
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
Ue - UCC
+ UCC
Us
R2
R1
+-
Ue
t
Us
Ue - UCC
+ UCC
Us
R2
R1
+-
Ue
t
Us
1
2eS R
RUU
0Ue
0Ue
0US
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
t
Us
Ue - UCC
+ UCC
Us
R1
R2
Ue - UCC
+ UCC
Us
R1
R2
+-
Ue
+-
Ue
t
Us
0Ue
0Ue
1
2eS R
RUU
0US
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de PrecisiónRectificadores de Precisión de doble onda
Ue - UCC
+ UCC
Us1
R
R
R
R/2
R
+ UCC
- UCCUs
t
Us1
+-
Ue Us
t
0Ue
ee1S UR
RUU
e1SeS U2R
RU
R
RUU
0Ue
0U 1S
eS UU
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Multivibrador Astable
C
R
R1
R2US
+UCC
-UCC
UC
U+
US , UC
Usat+
Usat-
t
UC
1
2
RR2
1RCLn2
1f
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Multivibrador Monoestable
Tm(tiempo de
monoestabilización)
Ue
Uc
US
2R
1R1RCLnTm
t
t
t
C
R
R1
R2US
+UCC
-UCC
D
D1
R3
C1
Ue
Uc
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl circuito integrado 555
QS
RQ
Etapade
Salida
1
2
5
6
7
8
4
3
555
Masa
Disparo
Control
Umbral
Descarga
Alimentación
Reset
Salida
+Vcc
+UREF
Tema III Circuitos Integrados LinealesEl circuito integrado 555
OPTOELECTRONICA
LEDSLEDS DE ILUMINACIONLEDS DE ANALITICALEDS DE INYECCION O LASER
OPTOACOPLADORESANALOGOS Y DE ALTA VELOCIDADDISPOSITIVOS OPTICOS DE SUICHEO
LOCOMOCION DE ULTIMA GENERACION
MOTOR HUB
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