Apresentação do PowerPoint - chasqueweb.ufrgs.brhklimach/MIC46/MIC46_Ampl_Basicos.pdf · Projeto de Amplificadores ... Há uma parcela na saída que independe da entrada ... Amplificador

1

PGMicro – MIC46 Projeto de Circuitos Integrados Analógicos MOS

= Amplificadores Básicos =

Prof. Dr. Hamilton Klimach [email protected] UFRGS – Escola de Engenharia

Departamento de Eng. Elétrica

H. Klimach Circuitos Analógicos MOS 2

Sumário

Introdução

Configurações amplificadoras elementares Fonte Comum

Dreno Comum

Porta Comum

Amplificadores compostos Cascode (FC+PC)

Folded-Cascode (FC+PC)

Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)

Par complementar (2xDC)

Push-pull (2xFC)

2


Projeto de Amplificadores

Amplificação é essencial

Sistemas Analógicos Aumento da Relação Sinal Ruído – SNR

Adequação de níveis de sinais entre estágios subseqüentes

Capacidade de Excitação da Carga (Pout)

Adaptação de impedâncias de entrada e saída

Filtros (amplificação seletiva em frequência)

outros

Sistemas Digitais Fornecer corrente à carga

Restabelecer níveis lógicos

Recuperar a integridade de sinais

Aumentar a imunidade a ruído



O projeto de amplificadores é multidimensional

Apresenta especificações conflitantes: 1. Ganho

2. Impedâncias de entrada e saída

3. Faixa de alimentação

4. Excursão de saída

5. Linearidade

6. Potência consumida e dissipada

7. Velocidade (ou largura de banda)

8. Ruído

Características devem apresentar variabilidade tolerável pela aplicação!

Octágono do

Projeto Analógico

(B. Razavi)

3



Um subcircuito consiste em um conjunto de transistores que

geralmente realiza apenas uma função.

Um subcircuito é utilizado em conjunto com outros

subcircuitos.

Hierarquia de Projeto de um Módulo Analógico:


Amplificador Linear Ideal

Amplificador de tensão excitado com um sinal vi(t) e conectado a uma carga ZL

inVout vAv

Característica de transferência de um amplificador linear com ganho de tensão Av

fonte de sinal

vO

carga

vi

AMPL

VCC

ZL

4


Amplificador Real

Há uma parcela na saída que independe da entrada O ganho Av depende do sinal (amplitude e frequência),

da alimentação, da temperatura, da carga, etc A dependência de Av. com a frequência do sinal possui

partes linear e não-linear

,...,,

,...,,,,

CCLOO

CCLiVV

OiVo

VTZVV

VTfZvAA

VvAvfonte de sinal

vO

carga

vi

AMPL

VCC

ZL


Amplificador Real

Amplificador Linear

A saída é proporcional à entrada

Amplificador Não-Linear

O ganho varia com sinal de entrada

A saída NÃO é proporcional à entrada

01 )( txy o u t

x

yout

01

2

2

01

)()()(

)()(

txtxtxy

txyy

n

nout

outout

x

yout

5


Modelo do Amplificador Linear

• Modelo elétrico linear de um amplificador de tensão, com fonte de sinal aplicada à entrada e uma carga

• A implementação de um amplificador necessita de uma fonte controlada

fonte de sinal Amplificador carga


Amplificador de Tensão Amplificador de Corrente

Amplificador de Transcondutância Amplificador de Transresistência

Modelos de Amplificadores Lineares

Os 4 tipos de fonte controlada dão origem a 4 representações

para o modelamento de amplificadores lineares

6


Amplificador MOS

O MOSFET possibilita a implementação de uma

fonte de corrente controlada por tensão, permitindo a

construção de uma das representações amplificadoras

MOSFET IMPEDÂNCIA vin: vg ou vs

(ou vb) id

vout :

vd ou vs


Amplificador MOS

Carga Passiva:

Linear

Carga Ativa:

Diodo MOS

Carga Ativa:

rds MOS

7


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)


Configurações Amplificadoras

Configurações elementares MOS:

Fonte comum (G: in ; D: out; S: Gnd)

Dreno comum (G: in; S: out; D: Gnd)

Porta comum (S: in; D: out; G: Gnd)

Malha que controla iD:

“entrada”

Malha onde circula iD:

“saída” in

out

in/out

8


Fonte Comum – carga passiva

in

outv

V

VA

:Tensão de Ganho

THinoutTHGSDS VVVVVV

:quando ocorre saturação da Saída

THino u t VVV

Triodo

Cort

e

(Sub-T

hre

shold

)

Sat

221

2

21

:como expressa se pode saída de A tensão

:por dada é saturação em correnteA

THinoxnDDDDDDDout

out

THinoxnD

D

VVL

WCRVIRVV

V

VVL

WCI

I



Modelo de pequenos sinais em saturação

THinoxnm

inmODout

VVL

WCg

vgrRv

)//(

O ganho do circuito varia

substancialmente para

grandes excursões da

entrada!

Sat Tri

9



Sat Tri

THino u t VVV

Triodo

Cort

e

(Sub-T

hre

shold

) Sat

Menor RD

Maior RD

THinoxnm VVL

WCg


Maximização de ganho (em saturação):

Aumentando W/L

MOSFET maior – Área e Capacitâncias maiores

Aumentando VRD

Reduz a excursão de sinal

Diminuindo ID

Maior RD p/ manter VRD – Reduz resposta em

freqüência


DDRD

D

RDoxnv

D

RDDoxnDmv

IRV

I

V

L

WCA

I

VI

L

WCRgA

Onde

22

Existem relações de

compromisso entre

ganho, BW e excursão

de sinal

10



Tecnologia AMIS 0.5

• VTN = 0,63V

• VTP = -0,99V

• kN = 37,4 μA/V2

• kP = 13,9 μA/V2

• λN = 0,0091 1/V (L = 1,5μm)

• λP = 0,022 1/V (L = 1,5μm)

• L = 1,5μm e W = 15μm

RD

VDD

Vin

Vout

M10 < Vin < VDD

RDRD

VDDVDD

VinVin

Vout

M10 < Vin < VDD

Vin [V]

ID [mA] RD = 1k

RD = 2k

RD = 10k

Corrente ID x Vin

Vout [V]

Vin [V]

RD = 1k

RD = 2k

RD = 10k

Vout x Vin

Vin [V]

Av [V/V] RD = 1k

RD = 2k

RD = 10k

Ganho de Tensão Av x Vin


Fonte Comum – ganho intrínseco

O ganho intrínseco é o maior

ganho que se pode obter com um

único MOSFET

gmro para MOSFET de canal

curto está em torno de 10 a 30

gmro para MOSFET de canal

longo chega a 100

Ganho intrínseco

omv rgA

11


Fonte Comum – ganho intrínseco

Ganho intrínseco

Dtech

OX

v

Dtech

OXDv

omv

I

CWLA

I

LC

L

WIA

rgA

2

2

•Aumenta-se o ganho, aumentando-se L (reduz λ)

•Aumenta-se o ganho, aumentando-se W (aumenta gm)

•Aumenta-se o ganho, diminuindo ID


Diodo MOS

•O efeito de corpo ocorre quando o ‘diodo’ é

conectado através da ‘fonte’ (vsb≠0).

•Caso a conexão seja através do ‘dreno’ (vsb=0),

não há.

12


Fonte Comum – diodo NMOS

1

1

Fazendo

1

2

1

2

2

22

1

m

mv

m

mb

mbm

mv

g

gA

g

gη

gggA

Substituindo RD na expressão do ganho de

tensão, pela impedância equivalente de M2



Estando M1 e M2 em saturação, o

ganho depende somente das

dimensões de M1 e M2

(desprezando o efeito de corpo).

1

1

Mas

1

1

2

2

expressoser pode ganho O

2 Como

2

1

21

2

2

2

1

1

1

LW

LW

A

II

IL

WC

IL

WC

A

IL

WCg

v

DD

Doxn

Doxn

v

Doxnm

LINEAR!

13



1

1

1

1

11

22

2

1

THGS

THGS

vVV

VV

LW

LW

A

•é uma configuração ‘linear’ (quando em SI e saturação)

•oferece baixo ganho

•o ganho depende das dimensões dos transistores

•o ganho é função da relação entre tensões de overdrive



Vout

M1VinVin

0 < Vin < VDD

VDDVDD

M2

Tecnologia AMIS 0.5

• VTN = 0,63V

• VTP = -0,99V

• kN = 37,4 μA/V2

• kP = 13,9 μA/V2

• λN = 0,0091 1/V (L = 1,5μm)

• λP = 0,022 1/V (L = 1,5μm)

• L1 = L2 = 1,5μm; W2 = 7,5μm

Vout x Vin

W1 = 7,5μm

W1 = 30μm

W1 = 90μm

Vout [V]

Vin [V]

Corrente ID x Vin

W1 = 7,5μm

W1 = 30μm

W1 = 90μm

Vin [V]

ID [mA] W1 = 7,5μm

W1 = 30μm

W1 = 90μm

Av [V/V] Ganho de Tensão Av x Vin

Vin [V]

WI:

Av≈1

14



1

1

1

1

1exp

exp

2

1

0

0

m

mv

t

D

tt

THGS

GS

Dm

t

THGSD

g

gA

n

I

nn

Vv

L

WI

v

ig

n

Vv

L

WIi

•Ganho independe das dimensões dos transistores

•Ganho pouco abaixo de 1, devido a efeito de corpo de M2

Em Inversão Fraca


Fonte Comum – diodo PMOS

THnGSn

THpGSp

p

n

v

m

mv

VV

VV

LW

LW

Ag

gA

2

1

2

1

Pelos resultados anteriores:

Nenhum dos

transistores sofre

efeito de corpo!

Vout[V]

Id[mA]

Av[V/V]

Vin[V]

W1 = 7,5μm

W1 = 15μm

W1 = 30μm

15


Fonte Comum – diodo PMOS

2

1

2

1

LW

LW

A

p

n

v

Máximo e mínimo valor de Vout


Fonte Comum – carga ativa rds

M1

M2

VDD vDS

iDS

Vout

•M1 opera como elemento de amplificação, controlando a corrente ‘id’ em função de

‘Vin’

•M2 opera como uma carga ativa, fornecendo a corrente de polarização de M1 e

transformando as variações de ‘id’ em variações de ‘Vout’, através do seu ‘ro’

16



D

P

ptech

n

ntech

n

nOXn

dsds

moomv

ILL

L

WC

gg

grrgA

__21

1211

2

)//(

M1

M2

VDD vDS

iDS

ΔVGS = ΔVin

ΔVOUT

in

outv

V

VA



17


Fonte Comum – degeneração de fonte

mD

mS

mDv

mSin

mDoutGR

gR

gRA

vgRvv

vgRv

111

1

Efeito da degeneração de fonte sobre Av



mD

mS

mDv GR

gR

gRA

1

Sem degeneração

Com degeneração

Troca-se GANHO por

LINEARIDADE

18



Efeito da degeneração de fonte sobre Rout

OSmOSbmmS

out

outout

OSoutbmmoutSoutout

ObsbmgsmoutSoutout

rRgrRggRi

vR

rRiggiRiv

rvgvgiRiv

1

So u tsb sg sin Rivvvv 0

Ganho de Laço

Rout

Rout


Efeito Miller

CAC

sCCsAZ

CsACsvA

v

i

vZ

CsvAvi

Veq

eqV

i

ViV

i

i

ii

iVii

1

1

1

1

1

1

1

:Laplacepor Análise

Ocorre quando um amplificador inversor é

realimentado através de uma capacitância

-Av

C

vi

ii

-Av vi

Obs.: supondo amplificador ideal

19


Fonte Comum – Efeito Miller

Modelo aproximado do fonte-comum com efeito Miller

A capacitância aparente que resulta

do efeito Miller é muito maior (Av)

que seu valor real, reduzindo a faixa

de resposta em frequências do

amplificador.

Esta análise NÃO inclui o

ZERO devido a CGD


Amplificador Fonte Comum

ganho de tensão elevado (depende da carga)

é inversor

ganho de corrente elevado

alta Ri e alta Ro

O transistor principal não tem efeito de

corpo

Ocorre efeito Miller (limitação de frequência

devido a Cgd)

20


Amplificador Dreno Comum

Vin > VTH ⇒ M1 ‘liga’ saturado

Vout é dado por:

THino u t VVV

Menor Rs

Rs infinito: Av=1



Diferenciando ambos os lados de Vout em relação a Vin :

Como:

Substituindo gm e gmb:

m

mb

g

gη

21



Usando o modelo p/ pequenos sinais:

mbmS

mSv

outbs

bsmbgsmSout

outgsin

ggR

gRA

vv

vgvgRv

vvv

1



THino u t VVV

Menor Rs

Rs infinito: Av=1

Cuidado c/ cargas

CAPACITIVAS!

Descarga com

corrente constante.

Efeito da Polarização de fonte:

Av ≈ 1

22



•Redução de ganho devido ao efeito de corpo,

caso o substrato esteja em potencial fixo.

•Ocorre porque vgs tem sinal contrário a vbs

•É eliminado caso de una os terminais S e B

(possível para o PMOS e nas tecnologias com

duplo-poço para o NMOS)

Sem efeito de corpo Com efeito de corpo

m

mb

g

gη



.include AMIS5t55w.txt

vd1 VDD1 0 dc 5

vin vgs 0 dc 0

*ibb dreno vss dc 200e-6

Rs1 f1 0 5k

M1 vdd1 vgs f1 0 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

.control

dc vin 0 5V 0.01V

let vs1 = v(f1)[ 0, 500]

let ids1 = (-i(vd1)[ 0, 500])*1000

plot vs1

plot deriv(vs1)

plot ids1

.endc

.end

Vin

Vout IR Av

23



Efeito de corpo (Vsb ≠ 0)

Vout AV IR

Vin Titulo: Seguidor de fonte (nMOS)

.include AMIS5t55w.txt

vd1 vdd1 0 dc 5

vin vgs 0 dc 0

Rs1 f1 0 5k

*Com efeito de corpo

M1 vdd1 vgs f1 0 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

vd2 vdd2 0 dc 5

Rs2 f2 0 5k

*Sem efeito de corpo.

M2 vdd2 vgs f2 f2 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

.control

dc vin 0 5V 0.01V

let vs1 = v(f1)[ 0, 500]

let vs2 = v(f2)[ 0, 500]

let ids1 = (-i(vd1)[ 0, 500])*1000

let ids2 = (-i(vd2)[ 0, 500])*1000

plot vs1 vs2

plot deriv(vs1) deriv(vs2)

plot ids1 ids2

.endc

.end



Eliminação do efeito de corpo pelo cancelamento

de VBS, através da polarização de poço (PMOS):

Preço: aumento de Cout

24



Ro através do modelo p/ peq. sinais:

G D

S

Ro

mbm

ogg

R

1



Exemplo:

fonte-comum tem alta Ri e alto Av, mas Ro é muito elevada

para se ligar a uma carga

dreno-comum tem alta Ri e baixa Ro e serve de ‘buffer’ de

saída, com ganho próximo a 1

Obs: há um deslocamento

DC entre o nó X e a

saída, causado pelo VGS

de M2

25



Seu ganho de tensão é menor (próximo) que 1

Seu ganho de corrente é elevado

Oferece alta Ri e baixa Ro

É uma opção para acoplar o estágio de ganho

com a carga (geralmente de valor baixo)

O efeito de corpo do transistor reduz a

transcondutância total

A conexão S-B elimina o efeito de corpo, mas

aumenta a capacitância de saída


Amplificador Porta Comum

Polarização através da entrada Polarização em separado

desacoplamento DC

26



Limite da região

de Saturação:

Corte Sat

Triodo



Diferenciando em relação a Vin, para calcular o ganho:

Como:

O efeito de corpo incrementa

a transcondutância

equivalente!

27



Calculando Rin através do modelo p/ peq. sinais:

Se RD << rO



Exemplo: Transmissão de sinal por uma linha casada de 50Ω:

Carga deve ser casada com a

linha, para evitar reflexões

Carga pode ter valor maior (maior

ganho), pois quem realiza o

casamento é a Rin de M2

28



Seu ganho de tensão é elevado (equivalente

ao fonte-comum)

Seu ganho de corrente é 1

Oferece baixa Ri e alta Ro

É uma opção para amplificadores de

‘corrente’ (necessitam baixa Ri)

O efeito de corpo do transistor aumenta a

transcondutância total


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)

29


Cascode

Estágio FC (M1) converte

tensão vin em corrente id:

Estágio PC (M2) transfere id

para o nó de saída:

A impedância do nó de saída

converte id em vout :

M1 converte Vin em

corrente Id, que é

encaminhada a Rd por M2

inmd vgi 11

12 dd ii

outmV

outinmoutdout

RgA

RvgRiv

1

12


Cascode

Os principais objetivos são:

minimizar o efeito Miller sobre Cgd1

aumentar Rout

Modelo de pequenos sinais

30


Cascode

Característica Vin vs Vx e Vout Tensões mínimas

Corte

Triodo Sat

Ganho de tensão Vx/Vin é muito pequeno

(depende da razão (W2/L2)/(W1/L1)), o

que faz com que o efeito Miller sobre

Cgd1 seja desprezível.


Cascode

11

1

211

12

2111

2

)1(

1

temos

se

gdingd

gdvin

mmv

mminv

CCC

resulta

CAC

Como

ggA

LWLW

ggvvA

Redução de Efeito Miller

31


Cascode

Rout no cascode Modelo de pequenos sinais

22121221

0

21221

222221

1 OmOOObmmO

vout

outout

OOoutbmmoutOoutout

ObsbmmoutOoutout

rgrrrggri

vR

rriggiriv

rvgvgiriv

in

12220 Oo u tsb sin rivvvv

Ganho de Laço


Cascode

Triplo Cascode

33221 OmOmO

out

outout rgrgr

i

vR

1º cascode

32


Cascode

22111

221

temos

Como

omomoutmv

omoout

rgrgRgA

rgrR

Ganho de tensão ideal


Cascode

Ganho de tensão real

311

33221

temos

Como

omoutmv

ooomoout

rgRgA

rrrgrR

O aumento de Rout devido ao

cascode é perdido, em razão da

‘baixa’ impedância do dreno de M3

33


Cascode

Carga em cascode: aumento de

Rout, resultando aumento de Av

3342211

1

334221

temos

Como

omoomomv

outmv

omoomoout

rgrrgrgA

RgA

rgrrgrR


Cascode

Exercício: determine Rout e Av

32213

3

3221

temos

oomomv

outmv

oomoout

rrgrgA

RgA

rrgrR

34


Cascode

Exercício: determine Vout máx e min

21221min_

3max_

THbONGSbout

ONDDout

VVVVVV

VVV

212211

2121

21min_

:Assim

:Vout_minmenor garante que Condição

GSONTHONONb

ONONTHb

ONONout

VVVVVV

VVVV

VVV

Qual Vb1 garante menor Vout_min?


Cascode

Exemplo: amplificador diferencial com saída

cascode

35


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)


Folded-Cascode

Cascode usual Folded-Cascode

•Nos dois casos, a corrente ‘id’ de M1, que está em fonte-comum,

é fornecida à ‘fonte’ de M2, que está na configuração porta-

comum.

•No folded-cascode, falta um ‘caminho’ para as correntes de

polarização de M1 e M2.

36


Folded-Cascode

Cascode usual Folded-Cascode completo

Problema: I1 tem de ser superior à

máxima ID1, caso contrário ID2 chegará a

‘zero’, cortando M2.


Folded-Cascode

Cascode usual Folded-Cascode completo

21min_ ONONout VVV 2min_ ONXout VVV

Depende de M1 Independe de M1

37


Folded-Cascode

Mesmo modelo p/ peq. sinais do cascode usual:

221

0

1

OmO

vout

outout

DmV

rgri

vR

RgA

in


Folded-Cascode

Tensão Vin mínima, abaixo da qual M2 corta e

M1 entra em triodo:

38


Folded-Cascode

•Implementa-se a fonte de corrente com M3.

•Rout é menor que no cascode usual, pois o

ro3, de M3, fica em paralelo com o ro1, de

M1.

22132132213

0

2132213

31132222213

1

//

OmOOObmmO

vout

outout

OOoutbmmoutOoutout

OOOObsbmmoutOoutout

rgrrrggri

vR

rriggiriv

rrrrvgvgiriv

in


Folded-Cascode

Exercício: folded-cascode, com

carga em cascode.

Calcule:

•Rout

•Av

outmV

OmOOOmOout

RgA

rgrrrgrR

1

2231445 ////

39


Folded-Cascode

Calcule:

•Vb4 e Vb2, de forma a se obter a

máxima excursão em Vout

•Quais os valores máx e min de

Vout, neste caso?

232

454

GSONb

SGONDDb

VVV

VVVV

23min_

45max_

ONONout

ONONDDout

VVV

VVVV


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)

40


Espelho de corrente - passivo

Fontes de corrente são usuais na polarização de

transistores e circuitos

São implementadas através da corrente de dreno

de um transistor



Como tornar a corrente de dreno confiável?

2

21

2

2

THDD

oxout VV

RR

R

L

WCI

Corrente de dreno varia com:

•Alimentação: VDD

•Processo:

•μCox

•VTH

•Temperatura: VTH(T)

41



Solução: gerar correntes de polarização como

uma cópia de uma corrente de referência

(projetada para ser estável)



Usando um transistor ligado como ‘diodo’

(M1), temos ID= f(VGS) → VGS= f-1(IREF)

THONTH

ox

REFGS

THGSox

D

VVV

L

WC

IV

VVL

WCI

1

2

2

2

42



Outro transistor idêntico a M1, polarizado

com o mesmo VGS, produz uma réplica da

corrente IREF

1

2

2

1

2

2

1

2

1

2

e processo mesmos

LW

LW

I

I

V

VV

VV

LW

LW

C

C

I

I

REF

out

GS

THGS

THGS

ox

ox

REF

out



Mobilidade: μ(x, y, VGS, T)

Capacitância: Cox(x, y, VGS)

Tensão de limiar: VTH(x, y, T)

Reduz-se a variação de valores de μ, Cox e

VTH através de um layout bem-feito!

A relação precisa das geometrias também

depende de um layout bem-feito!

Geometria é Controlável!

43



Exemplo: par diferencial polarizado

REFREFDD

REFDD

REFDD

IIII

III

III

2

12

2

5

2

2

5

43

65

21



Problema: corrente de dreno também

depende de VDS (modulação do comprimento

efetivo do canal - λ)

11

22

2

1

2

2

1

2

1

2

1

1

DS

DS

THGS

THGS

ox

ox

REF

out

V

V

VV

VV

LW

LW

C

C

I

I

M1 = M2

VGS1 = VGS2 ID1

vDS

iD

VDS1 VDS2

ID2

44



Ideal:

IOUT

vout

iout

Vout_MIN

rout≈ 1/(λIOUT)

IOUT

vout

iout

Real:


1

2

12

1

2

1

2

11

22

2

1

2

2

1

2

1

2

1

1

!!Layout! Bom

1

1

LW

LW

I

I

VV

V

V

LW

LW

I

I

V

V

VV

VV

LW

LW

C

C

I

I

REF

out

DSDS

DS

DS

REF

out

DS

DS

THGS

THGS

ox

ox

REF

out


COMO FAZER?!?

45



A inclusão de outro transistor em série com

M2 fixa sua tensão de dreno (cascode)

YX VV

Objetivo:

Ajustar Vb para obter

31

31

31

2 ONONTHb

ONTHbONTH

GSbYXGS

VVVV

VVVVV

VVVVV



Gerando Vb:

(supondo M1=M2 e M0=M3)

1

2

12

03

12

LW

LW

I

I

VV

VV

II

VV

REF

out

DSDS

GSGS

REFout

GSGS

46



Supondo M1=M2 e M0=M3

31min_

3301min_

ONONTHout

ONGSGSGSout

VVVV

VVVVV

IREF

VTH

VON1

VON3 VX = VY

Vout_min




323

32332 1

OOmout

OObmmOout

out

outout

rrgR

rrggrR

i

vR

Lembrando análise do Cascode:

47




IOUT

vout

iout

Vout_MIN

rout

MOSFET

CASCODE



Supondo M1=M2 = M0=M3

Conclusão:

Tensão mínima de saída

Resistência de saída

Espelhamento:

-bom

2

Omo u t rgR

O NTHo u t VVV 2min_

21 D SD S VV

48



Redução de Vout_min: M1=M3 e M2=M2

THbout

ONGSbout

VVV

VVVV

min_

44min_

34min_

min_ :Se

ONONout

bb

VVV

VV

34min_ O NO NTHb VVVV



Redução de Vout_min: M1=M3=M2=M4

Conclusão:

Tensão mínima de saída

Resistência de saída

Espelhamento:

-bom

2

Omo u t rgR

O No u t VV 2min_

31 D SD S VV

49



Geração de Vb: M1=M3=M5 e M2=M4=M6

Se I1 ≈ IREF:

Tensão mínima de saída se:

Cálculo de Rb:

1

1

562

I

VR

I

VVVVR

THb

bONONTHb

34 O NO NTHb VVVV



Geração de Vb: M1=M3 e M2=M4

Se I1 ≈ IREF:


Cálculo de Rb:

REF

ONb

REF

ONTHONONTHb

REF

Xbb

I

VR

I

VVVVVR

I

VVR

4

334

34 O NO NTHb VVVV

50




Se I1 ≈ IREF:


Cálculo de M5:

4

2

4;35

345

5

L

W

L

W

VVVV

VVV

ONONONON

ONTHb

34 O NO NTHb VVVV




Se I1 ≈ IREF:


Usa-se M7 com grande

razão de aspecto:

65

65

77

765

2

ONONTHb

THONONTHb

THONTHGS

GSGSGSb

VVVV

VVVVV

VVVV

VVVV

34 O NO NTHb VVVV

51


Espelho de corrente - ativo

Ocorre quando utilizamos o espelho de

corrente para processar sinal, com entrada e

saída

O

II

out

in

i

iA

R

R

0

:Idealmente



IOUT

vout

iout

Vout_MIN

rout

IOUT

vout

iout

vin

iin Vin_MIN

vin

iin Ideal:

Real:

52



Espelho Simples



Espelho Simples

21

min_

min_

:ruim toEspelhamen

1

DSDS

Oout

ONout

min

ONTHin

VV

rR

VV

gR

VVV

Conclusão:

53



Espelho Cascode


Conclusão:


Espelho Cascode

21

2

min_

min_

:bom toEspelhamen

2

2

22

DSDS

Omout

ONTHout

min

ONTHin

VV

rgR

VVV

gR

VVV

54



Espelho Wilson



Espelho Wilson Conclusão:

21

2

311

1

min_

111

11

min_

:ruim toEspelhamen

221

2

2

2

1

22

DSDS

OmO

OmOout

ONTHout

mOm

OOin

ONTHin

VV

rgr

rgrLR

VVV

grg

r

L

rR

VVV

55



Espelho Wilson melhorado



Espelho Wilson melhorado Conclusão:

21

2

311

1

min_

111

131

min_

:bom toEspelhamen

221

2

2

2

1

)1(

22

DSDS

OmO

OmOout

ONTHout

mOm

OmOin

ONTHin

VV

rgr

rgrLR

VVV

grg

r

L

grR

VVV

56



Espelho de corrente, operando em quadrante

negativo

Funciona se:

0 b ia sin II


Espelho de corrente - layout

Espelho com razão 1:4

LAYOUT RUIM

BOM LAYOUT

Lembrar: efeitos de borda

da região ativa

57


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)


O acoplamento capacitivo entre linhas adjacentes

permite que o sinal de clock interfira na linha de

sinal, corrompendo-o

Operação Diferencial

58


Com o sinal na forma diferencial, tem-se uma maior

imunidade à interferência, pois o acoplamento

ocorre da mesma forma nas linhas L2 e L3



O sinal na forma diferencial oferece maior

imunidade à interferência oriunda da linha de

alimentação


Sinal referenciado à terra

(modo comum)

Sinais referenciados entre si

(modo diferencial)

59


Par Diferencial

LOAD:

active or passive

BIAS

A tensão diferencial de

entrada é convertida em

desequilíbrio nas

correntes de dreno,

através do gm dos

transistores

O desequilíbrio de

correntes é convertido

em tensão pela carga

saída diferencial

saída modo-comum


Par Diferencial

Diversos tipos de carga

ativa e passiva:

Carga: resistor

Carga: 1/gm

Carga: rds

Carga resistência

negativa

Carga: espelho de corrente

60


Par Diferencial

LOAD:

active or passive

BIAS

Algumas Características Importantes:

dB

MÁX

OUT

vvdd

out

cd

vinc

outc

vind

outd

inincinindout

t

VSR

v

vPSRR

AACMRR

v

vA

v

vA

vvAvvAv

indinc

indinc

3

0;0

00

2121

:faixa de Largura

2)(


Par Diferencial

61


Par Diferencial

Polarização


Par Diferencial

Imunidade da polarização à tensão modo-comum de

entrada

62


Par Diferencial

Comportamento vIN x iD

2

2,1

2

2,1

21

21

2

2,12,1

21

2

2

1

212

22

:seResolvendo

OV

id

OV

idD

ididD

GSGSid

DD

TGSD

V

v

V

v

I

i

I

vI

vIi

vvv

Iii

Vvi


Par Diferencial

Comportamento vIN x iD

2

2,1 21

2

2

1

OV

id

OV

idD

V

v

V

v

I

i

63


Par Diferencial

Dependência da faixa linear com a tensão de

overdrive ( nível de inversão)


Par Diferencial

Ganho diferencial Modelo para sinal

Dm

id

O

id

OOdd

Dm

id

Od

Dm

id

Od

Rgv

v

v

vvA

Rg

v

vA

Rg

v

vA

12

22

11

22

64


Par Diferencial

Ganho modo comum Modelo para sinal

0

21

12

22

11

icm

O

icm

OOcd

SSm

Dm

icm

Oc

icm

Oc

v

v

v

vvA

Rg

Rg

v

vA

v

vA


Par Diferencial

Espelho de corrente como carga ativa do par diferencial

Polarização

65


Par Diferencial

Espelho de corrente como carga ativa do par diferencial

Sinal

42 //2

dsdsmoutmdid

m rrgRgAv

gi


Par Diferencial

Versões com MOSFET canal N e P

66


Par Diferencial

Tensão diferencial de entrada Vid - [V]

Te

nsã

o d

e s

aíd

a V

ou

t –

[V

]

M4

M2

M2: sat; M4: triodo

M2: sat; M4: sat

M2: triodo; M4: sat


Par Diferencial

Tensão diferencial de entrada Vid - [V]

Te

nsã

o d

e s

aíd

a V

ou

t –

[V

]

M4

M2

M2: sat; M4: triodo

M2: sat; M4: sat

M2: triodo; M4: sat

67


Par Diferencial

Análise intuitiva do Ganho Diferencial


Par Diferencial

Análise intuitiva do Ganho Modo-comum

•O ganho modo-comum

tende a zero, devido aos

efeitos equivalentes de

ganho dos caminhos

através de M1 e M2.

•Na prática, o

descasamento de ganho

entre estes dois caminhos

determina o valor do

ganho modo-comum.

68


Par Diferencial

Slew-rate (SR) •Caso seja aplicado um vin

suficientemente grande de modo

que toda a corrente Iss passe por

M1, M2 cortará.

•Nesta situação a corrente de

saída será Iss espelhada por M3-

M4, e passando pela carga CL.

•Como a variação de tensão na

carga é dada por:

•O SR resulta:

tC

IV

L

SSC

LSS CISR


+

VTP+VON3

_

+

VTN+VON1

_

+

VON1

_

Par Diferencial

Máx tensão entrada em

modo comum (Vin_max_cm)

TNONTPDDinMAXcm

ONTNON

ONTPDDinMAXcm

VVVVV

VVV

VVVV

3

11

3)(

69


+

VTN+VON1

_

+

VON5

_

Par Diferencial

Min tensão entrada em

modo comum (Vin_min_cm)

51)( ONONTNinMINcm VVVV


Par Diferencial

Ganho e resposta em

frequencia

31312

3331

22

421

42

11

/1)/1//(//

1

//

1

gsgsdbdb

mmdsdsoutII

outIIp

dbdb

dsdsoutI

LoutIp

CCCCC

ggrrR

CR

CCC

rrR

CCR

4321

422,1

;

0todescasamen

0

//

MMMM

A

A

rrgA

c

c

dsdsmd

70


Par Diferencial

Carga: diodo MOS

51

3

4,3

2,1

)(

ONONTNinMINcm

TNONTPDDinMAXcm

m

m

in

outd

VVVV

VVVVV

g

g

v

vA


Par Diferencial

Carga: rds MOS

51

3

42

2,1

ONONTNinMINcm

TNONDDinMAXcm

dsds

m

in

outd

VVVV

VVVV

gg

g

v

vA

71


Par Diferencial

Projeto e compromissos


Par Diferencial

Exercício Calcule Rout para cada

saída

Calcule o ganho diferencial

outm

in

outd

out

m

in

outd

outoutout

dsmdsdsmdsout

Rgv

vA

Rg

v

vA

RRR

rgrrgrR

2,1

2,111

21

5573311

2

//

72


Par Diferencial

Exercício Calcule Vout máx e min

Calcule Vin_cm máx e min

13

57

91

357

inTNONoutMIN

ONONDDoutMAX

ONONTNinMINcm

TNONONONDDinMAXcm

VVVV

VVVV

VVVV

VVVVVV


Par Diferencial

Exercício Calcule Vb, Vb1, Vb2 e

Vb3 para a máxima

excursão de saída

TNONb

inTNONTNb

TPONONDDb

TPONDDb

VVV

VVVVV

VVVVV

VVVV

9

max_11331

572

73

73


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)


Par Complementar

Baixo Ro

Alto Ri

Av unitário (2DC)

Alto Ai

Só funciona se:

Vi > Vtn, ou

Vi < Vtp

74


Par Complementar

Necessita uma pré-

polarização do par para

eliminar a zona morta

(Vtn > Vi > Vtp)


Par Complementar

Implementação

prática

75


Par Complementar

Operação em:

Classe B Classe AB


Sumário

Introdução


Dreno Comum

Porta Comum



Espelho de corrente

Diferencial (2xFC)


Push-pull (2xFC)

76


Push-pull ou Inversor MOS

•Alto Ri

•Alto Ro

•Alto Av (depende da carga)

•Alto Ai

•Se vi = 0V, alta corrente quiescente



O ajuste de VTR1 e VTR2 define a corrente quiescente de M1

e M2, quando Vin = 0V

77



Implementação prática: o ajuste de VGG3 e VGG4 define as

correntes quiescentes dos 3 ramos do circuito


Operação em:

Classe B Classe AB


Documents

Apresentação do PowerPoint - chasqueweb.ufrgs.brhklimach/MIC46/MIC46_Ampl_Basicos.pdf · Projeto de Amplificadores ... Há uma parcela na saída que independe da entrada ... Amplificador