UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E
INFORMÁTICA INDUSTRIAL – CPGEI
BRUNO WILSON BARBOSA DE BRITO
ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES ISOS
BASEADOS NO CONVERSOR FLYBACK
DISSERTAÇÃO DE MESTRADO
CURITIBA
2021
4.0 Internacional
Esta licença permite que outros distribuam, remixem, adaptem e criem a partir do seu trabalho, mesmo para fins comerciais, desde que lhe atribuam o devido crédito pela criação original.
BRUNO WILSON BARBOSA DE BRITO
ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES ISOS BASEADOS
NO CONVERSOR FLYBACK
STUDY OF MODULAR SINGLE-PHASE RECTIFIERS ISOS BASED ON FLYBACK
CONVERTER
Dissertação de mestrado, apresentado à banca examinadora do curso de pós-graduação de Engenharia Elétrica e Informática Indústrial – CPGEI da Universidade Tecnológica Federal do Paraná, como requisito parcial para obtenção do título de mestre em engenharia elétrica.
Orientador: Prof. Dr. Alceu André Badin. Co-orientador: Prof. Dr. Adriano Ruseler.
CURITIBA
2021
1/8/2021 -
https://sistemas2.utfpr.edu.br/dpls/sistema/aluno01/mpCADEDocsAssinar.pcTelaAssinaturaDoc?p_pesscodnr=116765&p_cadedocpescodnr=4241&p… 1/1
Ministério da Educação
Universidade Tecnológica Federal do Paraná Câmpus Curitiba
BRUNO WILSON BARBOSA DE BRITO
ESTUDO DE RETIFICADORES MONOFÁSICOS MODULARES ISOS BASEADOS NO CONVERSOR FLYBACK
Trabalho de pesquisa de mestrado apresentado como requisitopara obtenção do título de Mestre Em Ciências da UniversidadeTecnológica Federal do Paraná (UTFPR). Área de concentração:Engenharia De Automação E Sistemas.
Data de aprovação: 16 de Outubro de 2020
Prof Alceu Andre Badin, Doutorado - Universidade Tecnológica Federal do Paraná
Prof Delvanei Gomes Bandeira Junior, Doutorado - Universidade Tecnológica Federal do Paraná
Prof Mauro Andre Pagliosa, Doutorado - Instituto Federal Catarinense
Documento gerado pelo Sistema Acadêmico da UTFPR a partir dos dados da Ata de Defesa em 06/01/2021.
AGRADECIMENTOS
Primeiramente à minha mãe querida, que hoje descansa, a quem devo toda
minha educação e força de vontade para buscar meus objetivos.
À Deus por se fazer presente de forma tão boa em minha vida.
Aos professores Alceu André Badin e Adriano Ruseler, pelo apoio, dedicação e
orientação deste trabalho.
À Laura, minha filha, motivo de minha motivação e inspiração diária.
Finalmente, ao meu pai, irmãos e família.
“Winners are not afraid of losing. But losers are. Failure is part of the process of
success. People who avoid failure also avoid success.”
(Robert Kiyosaki)
RESUMO
BRITO, Bruno W B. Estudo de retificadores monofásicos modulares ISOS baseados no conversor flyback. 83f. Dissertação de pós-graduação – Curso de Engenharia Elétrica e Informática Indústrial – CPGEI. Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Curitiba, 2021.
A presente dissertação aborda o funcionamento de dois conversores Flyback CA-CC modulares de 200W cada com auto fator de potência, conectados em série na entrada e na saída, topologia conhecida como ISOS - Input-series, Output-series. A modularização dos conversores é uma saída para diminuir os esforços nos componentes e consequentemente aumentar os níveis de potência processada no conversor como um todo. Algumas precauções ao se utilizar técnicas como a modularização devem ser tomadas para que os conversores operem equilibrados e controlados. Normalmente utiliza-se ferramentas de controle de tensão e corrente individualmente para cada conversor afim de garantir tal equilíbrio, porém estes métodos são mais caros e difíceis o que compromete a utilização de conversores que necessitam tal controle. Este trabalho elenca uma característica intrínseca do conversor flyback CA-CC quando operado no modo descontínuo que é o auto-equilíbrio das tensões nos conversores, fato este que desperta interesse em várias aplicações pois em alguns conversores extingue a necessidade dos controles em malha fechada para tensões e corrente por conversor. Este fenômeno já foi antes provado e explicado em diversos trabalhos para topologias CC-CC, porém o objetivo é comprovar também que o mesmo ocorre em CA-CC. O projeto proposto tem o objetivo de ser simples e conta com apenas uma malha de controle para a tensão de saída geral dos dois conversores para provar que as tensões na entrada e saída de cada conversor permanecem controladas e seguem um padrão definido operando no modo descontínuo. Resultados experimentais provaram que a eficiência deste conversor alcançou 92,5%, com um fator de potência de 0,99 na potência nominal de 400W com a tensão de 400V na saída.
Palavras-chave: Flyback, CA-CC, conexão série, auto-equilíbrio, modular.
ABSTRACT
BRITO, Bruno W B. Study of modular single-phase rectifiers ISOS based on flyback converter. 83p. Master degree thesis – CPGEI. Federal Technological University of Paraná, Curitiba, 2021.
This thesis aim’s the operation of two modular flyback converter AC-DC of 200W each with high power factor, connected in series at the input and output, this topology is also known as ISOS – Input-series Output-series. Modularization for converters is the key to reduce stress on components and increase power levels processed by the converter. Some concerns when using techniques such as modularization must be taken so that the converters keep operating balanced and controlled. Usually, voltage and current control are used individually for each converter in order to ensure such balance, but these methods are more expensive and harder to implement. This dissertation brings out an intrinsic characteristic of the AC-DC flyback converter when operated in discontinuous conduction mode, which is the self-balancing among the converter’s voltages, this fact raises interest in several applications for some converters because it eliminates the need for closed-loop controls for voltage and current. This phenomenon has been previously proven and explained in several studies for DC-DC topologies, but the objective is also to prove that the same occurs in AC-DC. The proposed project aims to be simple and has only one control loop for the general output voltage of the two converters to prove that the voltages at the input and output of each converter remain controlled and follow a defined pattern operating in the discontinuous conduction mode. Experimental results showed that the efficiency of this converter reached 92.5%, with a power factor of 0.99 at the nominal power of 400W with a voltage of 400V at the output.
Keywords: Flyback, AC-DC, ISOS, series, modular.
LISTA DE SIGLAS
ADC Analogic Digital Converter
CA Corrente alternada
CC Corrente contínua
CCM Continuous Conduction Mode
DCM Discontinuous Conduction Mode
HVDC High Voltage Direct Current
IPOP Input Paralllel Output Parallel
IPOS Input Paralllel Output Series
ISOP Input Series Output Parallel
ISOS Input Series Output Series
MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
PI Proporcional Integral
PID Proporcional Integral Derivativo
PWM Pulse Width Modulation
SMPS Switch Mode Power Supply
LISTA DE FIGURAS
Figura 1 – Modos de condução do conversor flyback. (a) dcm. (b) condução crítica. (c)
ccm. ................................................................................................................................ 16
Figura 2 – Flyback a duas chaves conectado em isos. .................................................. 21
Figura 3 – Flyback a uma chave conectado em isos com master operando em ccm. ... 22
Figura 4 – Diagrama de blocos conversor flyback conectado em isos. .......................... 23
Figura 5 – Conversor flyback a uma chave. ................................................................... 26
Figura 6 – Etapa de operação 1. .................................................................................... 27
Figura 7 – Etapa de operação 2. .................................................................................... 27
Figura 8 – Etapa de operação 3. .................................................................................... 28
Figura 9 – Formas de onda de tensão do conversor. ..................................................... 28
Figura 10 – Formas de onda de corrente do conversor. ................................................ 29
Figura 11 – Formas de onda da corrente do conversor em relação a tensão de entrada.
....................................................................................................................................... 29
Figura 12 – Snubber regenerativo lc. ............................................................................. 32
Figura 13 – Forma de onda simulada da tensão de entrada do conversor após
retificador........................................................................................................................ 33
Figura 14 – Formas de onda simulada da corrente do primário e secundário................ 33
Figura 15 – Formas de onda simulada da tensão na chave. .......................................... 34
Figura 16 – Formas de onda simulada da tensão de saída do conversor. ..................... 34
Figura 17 – Diagrama de blocos multifilar conexão isos. ............................................... 36
Figura 18 – Diagrama de blocos multifilar conexão isop. ............................................... 37
Figura 19 - Diagrama de blocos multifilar conexão ipos. ................................................ 38
Figura 20 - Diagrama de blocos multifilar conexão ipop. ................................................ 39
Figura 21 – Conversores flybacks conectados em isos. ................................................ 40
Figura 22 – Conversores flybacks conectados em isos. ................................................ 41
Figura 23 – Diagrama de blocos da resposta após distúrbio.......................................... 43
Figura 24 – Circuito equivalente filtro de entrada. .......................................................... 45
Figura 25 – Simulação das tensões de entrada de cada conversor do protótipo. .......... 50
Figura 26 – Simulação das tensões de saída e entrada de cada conversor do protótipo.
....................................................................................................................................... 50
Figura 27 – Simulação das correntes de entrada com (a) um conversor (b) dois
conversores (c) três conversores (d) quatro conversores. ............................................. 51
Figura 28 – Simulação das correntes do primário e secundário. (a) conversor de cima
(b) conversor de baixo. ................................................................................................... 52
Figura 29 – Protótipo flyback a uma chave conectado em isos...................................... 54
Figura 30 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo (1) azul
escuro – conversor de cima (2) azul claro – conversor de baixo. ................................... 55
Figura 31 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo em uma
escala menor (1) azul escuro – conversor de cima (2) azul claro – conversor de baixo.56
Figura 32 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo (1) azul
escuro – conversor de cima (2) azul claro – conversor de baixo. ................................... 57
Figura 33 – Aquisições das correntes do primário e secundário do primeiro conversor
(3) roxo – primário conversor de cima (4) roxo – secundário conversor de cima. .......... 58
Figura 34 – Aquisições das correntes do primário e secundário do segundo conversor
(3) roxo – primário conversor de baixo (4) roxo – secundário conversor de baixo. ........ 58
Figura 35 – Aquisição das tensões e corrente do snubber (1) azul escuro - tensão na
chave (2) azul claro - tensão do capacitor (3) verde – corrente no indutor do snubber. . 59
Figura 36 – Eficiência x potência para dois conversores. .............................................. 60
Figura 37 - Aquisições da tensão e corrente de entrada para 2 conversores em isos (2)
azul claro – tensão de entrada ca (3) roxo – corrente de entrada ca. ............................ 60
Figura 38 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo. ............. 61
Figura 39 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 400ω para 600ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 62
Figura 40 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 600ω para 400ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 63
Figura 41 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 400ω para 550ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 64
Figura 42 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 550ω para 400ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 64
Figura 43 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 400ω para 500ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 65
Figura 44 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 500ω para 400ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 66
Figura 45 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 400ω para 450ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 67
Figura 46 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o
degrau de carga de 450ω para 400ω (1) azul escuro – corrente na chave (2) verde claro
– tensão de saída conversor de cima (3) rosa – tensão de saída conversor de baixo. .. 68
Figura 47 – 4 conversores conectados em isos. ............................................................ 69
Figura 48 – Aquisições das tensões de entrada de cada conversor com 4 conversores
(1) azul escuro – tensão de entrada conversor 1 (2) azul claro – tensão de entrada
conversor 2 (3) rosa – tensão de entrada conversor 3 (4) verde claro - tensão de
entrada conversor 4. ...................................................................................................... 69
Figura 49 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor com 4 conversores (1)
azul escuro – tensão de saída conversor 1 (2) azul claro – tensão de saída conversor 2
(3) rosa – tensão de saída conversor 3 (4) verde claro - tensão de saída conversor 4. . 70
Figura 50 – Aquisições das correntes do primário com 4 conversores (3) rosa – corrente
primário conversor 1 (4) verde – corrente primário conversor 4. .................................... 71
Figura 51 – Aquisições das correntes do secundário com 4 conversores (3) rosa –
corrente secundário conversor 1 (4) verde – corrente secundário conversor 4.............. 71
Figura 52 – Aquisições da tensão e corrente de entrada para 4 conversores em isos (2)
azul claro – tensão de entrada ca (3) roxo – corrente de entrada ca. ............................ 72
Figura 53 – Eficiência x potência para quatro conversores. ........................................... 73
LISTA DE TABELAS
Tabela 1 – Especificações dos componentes do conversor ........................................... 32
Tabela 2 – Lista dos componentes utilizados ................................................................. 53
Tabela 3 – Especificações dos módulos ........................................................................ 54
SUMÁRIO
1 INTRODUÇÃO ............................................................................................................ 14
1.1 CONTEXTUALIZAÇÃO ............................................................................................ 14
1.2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA ..................................................................................... 17
1.3 OBJETIVOS ............................................................................................................. 23
1.3.1 Objetivo geral ........................................................................................................ 23
1.3.2 Objetivos específicos............................................................................................. 23
1.4 PROCEDIMENTO METODOLÓGICO ...................................................................... 24
1.5 ESTRUTURA DO TRABALHO ................................................................................. 24
2 CONVERSOR FLYBACK A UMA CHAVE ................................................................. 26
2.1 ANÁLISE DO CONVERSOR .................................................................................... 26
2.1.1 Operação em Modo de Condução Descontínuo ................................................... 26
2.1.2 Snubber ................................................................................................................. 31
2.1.2 Simulação .............................................................................................................. 32
3 MODULARIZAÇÃO E AUTO EQUILÍBRIO ................................................................ 35
3.1 CONEXÃO ISOS ...................................................................................................... 35
3.2 CONEXÃO ISOP ...................................................................................................... 36
3.3 CONEXÃO IPOS ...................................................................................................... 37
3.4 CONEXÃO IPOP ...................................................................................................... 38
3.5 AUTO EQUILÍBRIO .................................................................................................. 39
3.5.1 Regime Permanente ............................................................................................. 41
4. PROJETO E SIMULAÇÃO ........................................................................................ 44
4.1 TRANSFORMADOR................................................................................................. 44
4.2 FILTRO DE ENTRADA ............................................................................................. 45
4.3 CAPACITOR DE SAÍDA ........................................................................................... 46
4.4 SNUBBER ................................................................................................................ 46
4.5 CÁLCULOS DO PROJETO ...................................................................................... 47
4.6 SIMULAÇÕES .......................................................................................................... 49
5. RESULTADOS EXPERIMENTAIS ............................................................................ 53
5.1 REGIME PERMANENTE .......................................................................................... 54
5.2 DEGRAU DE CARGA ............................................................................................... 61
5.2.1 Degrau de Carga de 400Ω - 600Ω ........................................................................ 61
5.2.2 Degrau de Carga de 400Ω - 550Ω ........................................................................ 63
5.2.3 Degrau de Carga de 400Ω - 500Ω ........................................................................ 65
5.2.4 Degrau de Carga de 400Ω - 450Ω ........................................................................ 66
5.3 REGIME PERMANENTE PARA 4 CONVERSORES CONECTADOSEM ISOS ....... 68
6. CONSIDERAÇÕES FINAIS ....................................................................................... 74
6.1 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS ........................................................ 75
REFERÊNCIAS .............................................................................................................. 77
APÊNDICE A – ESQUEMÁTICO DO PROTÓTIPO ..................................................... 82
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1 INTRODUÇÃO
1.1 CONTEXTUALIZAÇÃO
Mudanças significativas na matriz energética mundial em busca de alternativas
para fontes de energia renováveis e melhorias das já existentes estão fazendo com que
a demanda por conversores aumente cada vez mais, isto porque os circuitos utilizados
na conversão de tensão de algumas dessas fontes de energia utilizam exatamente estes
conversores. A crescente demanda por energia elétrica traz novos desafios no que tange
ao desenvolvimento de conversores, visando soluções mais eficientes, menores e com
um melhor custo benefício. Esforços políticos e financeiros também impulsionam a
utilização e interesse nos conversores de alta eficiência. (KASPER, 2015).
Os conversores são responsáveis também, por exemplo, em compatibilizar a
tensão gerada de paíneis solares para níveis utilizados nas residências, prédios e
indústrias. Além disso, outro exemplo de aplicação são as fontes chaveadas, que são
muito conhecidas e difundidas pelo mundo. Alguns dos equipamentos cotidianos que
utilizam as fontes chaveadas por exemplo são fontes de computadores, celulares, e
tantos outros equipamentos, ganhando assim, os conversores, expressiva notoriedade e
importância.
Comparativamente aos circuitos lineares de conversão, os conversores contam
com três grandes vantagens:
1. Eficiência na conversão;
2. Componentes passivos pequenos devido a alta frequência;
3. A tensão de saída pode ser tanto maior quanto menor que a de entrada.
Tendo em vista o aumento crescente na utilização de conversores citados
anteriormente, existem diversos tipos de conversores para atender melhor a cada
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necessidade, a escolha dos mesmos é específica para determinada área, pode-se citar
a utilização de conversores em computadores, equipamentos de telecomunicação,
sistemas de potência de trêns, drives de potência industriais, equipamentos de raio-x e
etc. No entanto deve se conhecer bem o sistema para utilizar o correto conversor de
forma otimizada. (CHEN, 2009).
Além da correta escolha do conversor para garantir uma boa eficiência em sua
utilização, existem também esforços para melhorar características dos conversores, por
exemplo em Zhang, 2010 é proposto a utilização de snubber ativo para aumentar a
eficiência do conversor flyback, reduzindo os efeitos da indutância de dispersão, Yau
2016 propõem, entretanto, a utilização de snubber hibrido para a mesma finalidade.
Outros trabalhos apresentam métodos de chaveamento para melhorar a
eficiência de conversores, como é o caso de Kim, 2013 para conversores full bridge e
Tamura, 2005 para conversores em geral.
Mudanças no capacitor para alterar o ripple de saída também são estudados para
melhorar a performance dos conversores, existem também métodos, como a
modularização, que permitem o ganho de performance aliado a maior capacidade do
conversor, esses sistemas basicamente funcionam com conversores em série ou
paralelo. Exemplos de aplicações de sistemas modulares com potências mais elevadas
são sistemas de transmissão de alta tensão e corrente contínua conhecidos como HVDC.
(ZENG, 2018).
Os conversores podem operar em dois modos distintos na prática, modo contínuo
(CCM) e modo descontínuo (DCM). O que caracteriza cada um dos modos basicamente
é a energia associada ao processo de magnetização do indutor no conversor,
considerando conversores como o flyback como base. No modo DCM toda energia do
ciclo de carregamento é usada antes que o período de descarga seja encerrado, ou seja,
parte do tempo não há energia para ser utilizada, logo o valor da corrente é igual a zero.
No modo contínuo a energia não acaba antes do período (T), então a corrente não zera
em momento algum.
Estes modos podem ser melhores explicados observando a corrente no primário
e secundário de um conversor flyback por exemplo. A Figura 1 demonstra exatamente a
caracterização do conversor segundo o modo de condução. Nota-se que quando a
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corrente aumenta no primário indica-se o carregamento do primário do transformador,
em seguida quando há a descarga, a corrente no primário cessa e entra em ação a
corrente no secundário que fornece corrente para o circuito de saída do conversor.
(QUORA, 2019).
Figura 1 – Modos de condução do conversor flyback. (a) DCM. (b) Condução Crítica. (c) CCM.
(a) (b) (c)
Ip
Is
Ip
Is
DT DT DTT T T
Fonte: Autoria própria.
Devido as inúmeras aplicações os conversores contam com uma diversidade de
topologias muito grande, os principais conversores são buck, boost, buck-boost, forward,
push-pull, half-bridge, full-bridge, cuk, sepic e flyback. Os conversores contam com suas
vantagens e desvantagens de utilização. Neste trabalho o objetivo de estudo será o
conversor flyback CA-CC com alto fator de potência, também conhecido como retificador
por sua característica CA na entrada.
A topologia do conversor flyback tem sido amplamente utilizada por causa da sua
simplicidade e baixo custo devido a quantidade reduzida de componentes. (YEON, 2012).
Os Conversores flyback são utilizados numa gama de projetos como por exemplo
controle de LED, corretor de fator de potência, conversores trifásicos e até mesmo
microinversores para aplicações solares. (JIA, 2015). Entretanto, a topologia tem uma
crítica desvantagem que são as grandes perdas durante o chaveamento. (DUTTA, 2013).
A indutância de dispersão do transformador no conversor flyback não causa
apenas o aumento das perdas na chave e picos de corrente, mas também contribui para
as perdas e ruídos no circuito como um todo. Para contornar este problema na prática, é
necessário utilizar circuitos grampeadores para ajudar reduzir o efeito causado pela
indutância no circuito, em especial na chave. Uma maneira de corrigir este efeito é
17
reduzindo a indutância em si, através da mudança do material do núcleo do transformador
ou até mesmo a forma como o transformador foi enrolado. (DING, 2018).
Altas tensões nas chaves não são benéficas para a eficiência do conversor e
para o custo da chave, em geral chaves que suportam mais tensão, são mais caras e
dissipam mais energia também. Uma maneira de reduzir os efeitos deste problema é
construir um conversor modular, ou seja, associar mais conversores em série diminuindo
as tensões sobre o interruptor. (FERNÁNDEZ, 2013).
Entretanto existe uma desvantagem ao se usar conversores modulares que é a
necessidade de equalizar e controlar os esforços de tensão e corrente entre os
conversores conectados para que nenhum assuma carga diferente dos outros. Uma
forma de se fazer isso é utilizar malhas de controle, porém se torna mais difícil de
implementar e aumenta os custos do conversor. Outra forma seria utilizar o equilíbrio
natural que é a caracterísitica do conversor em equilibrar as tensões e correntes entre os
módulos com um sinal de controle comum para todos os interrupetores sem a
necessidade do emprego de diversas malhas de controle no circuito. Entretanto este
equilíbrio natural não é inerente a qualquer topologia e deve ser avaliado caso a
caso. (PAGLIOSA, 2018).
Dentro do presente contexto, este trabalho busca estudar conversores CA-CC
flyback operando em DCM conectados em ISOS para avaliar a habilidade natural do
circuito em se estabilizar sem a necessidade de malhas de controle. Este fenômeno já foi
provado e explorado em conversores CC-CC, entretando a topologia CA-CC com alto
fator de potência ainda não foi explorada. A explicação teórica para este equilíbrio natural
advém principalmente da presença de perdas no circuito e outras particularidades
estudadas durante este trabalho. (PAGLIOSA, 2018).
1.2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA
Muitas topologias novas são desenvolvidas adicionando novos componentes
para melhorar pontos específicos do circuito. Porém, com esta prática aumenta-se
também a complexidade do sistema e em geral reduz-se a confiabilidade pois a
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possibilidade de falhas aumenta ao se adicionar componentes a
topologia. (KASPER, 2014).
Uma forma de não adicionar complexidade ao circuito e ainda ter uma redução
de esforços em semicondutores, maior entrega de potência e redução do custo do circuito
é utilizando sistemas modulares, entretanto para sistemas modulares existe a
preocupação da divisão adequada de potência entre os módulos que pode ser
contornado de duas maneiras relatadas na literatura, aplicando malhas de controle ou
utilizando-se do equilíbrio natural de algumas topologias em específico. A primeira
maneira, porém, em muitos casos inviabiliza a produção do conversor devido a
complexidade e custo.
Conexões modulares são utilizadas levando em conta determinadas
características do projeto. A conexão em série na entrada com a saída em paralelo
(ISOP) por exemplo é empregada em situações em que a tensão necessária de entrada
é elevada e a saída é baixa, desta forma reduz-se os esforços de tensão na entrada e é
possível fornecer níveis de corrente elevados em baixa tensão na saída.(CUI, 2015; XU,
2015).
A conexão ISOS é amplamente utilizada em projetos em que se necessita
suportar elevada tensão na entrada e elevada tensão na saída, diminuindo os esforços
de tensão em cada módulo. Jiang, 2014 utilizou esta topologia para controlar a carga de
capacitores através de conversores CC-CC. Fernandez, 2013 estudou o auto equilíbrio
para os conversores flybacks conectados em ISOS com um sinal comum de comando
gerado por um conversor mestre em modo de condução contínuo e o restante em modo
descontínuo.
A conexão IPOS é indicada para aplicações que requerem tensão elevada na
saída, como por exemplo equipamentos raio-x. Os esforços de corrente na entrada são
reduzidos devido ao caráter paralelo. (ARTAL-SEVIL, 2019; LI, 2019)
Aplicações onde se requer correntes elevadas na entrada e saída do conversor,
é indicado a conexão IPOP por dividir os esforços de corrente por cada módulo, este
conversor é utilizado, entretanto com tensões baixas na entrada e saída. Sistemas de
telecomunicações são exemplos típicos de aplicação deste circuito. (LIU, 2016; ROLAK,
2019)
19
Para exemplificar aplicações práticas dos sistemas modulares demonstrados
anteriormente, serão citados a seguir alguns trabalhos focados em topologias CC-CC.
Em (ELMENSHAWY, 2019) é apresentado um projeto de um carregador de
veículos elétricos baseado em conversor ISOP CC-CC, a intenção é diminuir o tempo de
carga de veículos necessitando então menos tempo parado para recuperar a autonomia,
reduzindo então impactos no ambiente com emissões de poluentes. Em (LEE, 2009) foi
proposto uma topologia com dois conversores conectados em ISOP como uma forma
atrativa utilizada em sistemas de painéis fotovoltaicos, que conta ainda com um aumento
de eficiência, diminuição do indutor utilizado no filtro de entrada. Ainda para topologia
ISOP têm-se exemplos em (YU, 2019) na utilização de conversores CC-CC em sistemas
de distribuição CC para média tensão.
Em (DAOUD, 2017) é relatado o uso de topologias modulares ISOS CC-CC para
sistemas de transmissão de energias renováveis quando se tem altas tensões na entrada
e saída. Em (JIANG, 2014) é proposto a utilização do conversor flyback CC-CC para o
carregamento de bancos de super capacitores, muito utilizados em aplicações nos
tempos atuais, como por exemplo (BAI, 2011) utilizou bancos de super capacitores em
carros elétricos. Outras aplicações da topologia ISOS são encontradas para fontes de
alimentação em geral.
O design proposto em (FAUCHET, 2015) consiste em uma linha de transmissão
de baixa potência, combinando conversores com topologias IPOS e ISOP para simplificar
a topologia. Além desse projeto, (WANG, 2015) e (HUANG, 2017) utilizaram a topologia
IPOS para grandes plantas fotovoltaicas, apresentando neste projeto alta eficiência e
aumentando através da associação a capacidade de potência.
Em (LIU, C., 2016) é utilizado a topologia IPOP para isolamento de sistemas de
distribuição de corrente continua, projetos como o (FANG, 2016) utilizam desta topologia
para conexão de geradores distribuídos visando isolamento galvânico, mudança de
níveis de tensão, pequena energia de dispersão e alta entrega de corrente.
Em projetos onde a tensão de entrada é elevada, a tensão sobre o interruptor
durante o chaveamento é uma preocupação recorrente. Em sistemas de locomotivas por
exemplo, os conversores podem ser alimentados variando de 2000-4000V. Existem ainda
aplicações que superam estas tensões, o que impõem proporcionalmente altas tensões
20
nos interruptores. Tendo isso em vista é necessário contornar este problema com uma
solução apropriada. (FANG, 2009).
A conexão em série na entrada permite a divisão de tensão entre os módulos, o
que possibilita o uso de semicondutores que suportem tensões menores em cada
módulo. (KASPER, 2015). A topologia ISOS é indicada quando se deseja tensões mais
altas tanto na entrada quanto na saída para que se divida os esforços de tensão nos
componentes (PAGLIOSA, 2018). O diagrama de blocos multifilar de um conversor
conectado em ISOS está representado na Figura 17, onde a saída também é em série,
permitindo assim atingir tensões mais elevadas na saída do sistema modular ao se somar
as tensões individuais de cada módulo.
Segundo GIRI (2006), dentre as quatro formas de conexões modulares, IPOS e
ISOP apresentam estabilidade quando operado com um sinal comum de disparo dos
MOSFETS mesmo quando há a presença de diferenças paramétricas. Entretanto
conexões como IPOP e ISOS não apresentam tal estabilidade natural quando há
diferenças paramétricas nos componentes, como por exemplo quando existe diferença
no enrolamento entre os trafos.
Nas conexões IPOP e ISOS sem variações paramétricas o auto-equilíbrio é
relatado, entretanto a divisão equitativa nestes casos é impossível na prática pois sabe-
se que componentes não são ideias mesmo que se busque essa idealidade, fatores como
atrasos de condução, atrasos de sinais, tolerância dos valores dos componentes e ainda
variações de fabricação como enrolamentos dos transformadores e indutores podem
gerar acumulo de potência não equitativo em um módulo específico, causando assim a
instabilidade do sistema como um todo.
Entretanto, autores como Pagliosa (2018) e Fernandez (2013) sugerem que há o
equilíbrio natural entre as tensões dos módulos na conexão ISOS em CC-CC. Este
equilíbrio natural está principalmente ligado as perdas intrínsecas do conversor e é
demonstrado por eles de maneiras diferentes.
Faust (2016) propôs a conexão modular ISOS do convesor flyback e comprovou
a habilidade intrísceca do converor em equilibrar naturalmente as tensões entre os
módulos no DCM. Pagliosa (2018) apresentou uma metodologia para analisar o
comportamento do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões nas conexões ISOS com
21
base na característica estática do conversor. Aplicando a metodolgia proposta na
conexão ISOS de conversores flyback a duas chaves, demostrou que o auto-equilíbrio
das tensões é mais fraco no MCC quando comparado com o DCM. Pagliosa (2018)
utilizou um conversor flyback a duas chaves, justificando que a inclusão do segundo
interruptor permite que a energia armazenada na indutância de dispersão seja devolvida
naturalmente a fonte de entrada, que limita a tensão no interruptor. Este grampeamento
natural permite a utilização da topologia para maiores potências e melhora o rendimento
quando comparado ao conversor flyback de uma chave apenas. A estrutura estudada por
Pagliosa (2018) está representada na Figura 2, que consiste no flyback a duas chaves
conectado em ISOS.
Figura 2 – Flyback a duas chaves conectado em ISOS.
Fonte: PAGLIOSA, 2018.
Fernandez (2013) propõem a utilização de um conversor mestre operando em
CCM e outros conversores conectados em ISOS operando em DCM num sistema mestre
escravo, onde os escravos operam com razão cíclica fixa seguindo o mestre. Desta forma
Fernandez (2013) demonstrou que o sistema permanecia equilibrado mesmo após
variações paramétricas. O modelo utilizado por Fernandez (2013) está exposto na Figura
3.
22
Figura 3 – Flyback a uma chave conectado em ISOS com master operando em CCM.
+vin2
-
+vin1
-
+vo2
-
+vo1
-
FLYBACK DCM 1
FLYBACK DCM 2
Ro
+vin0
-
+vo0
-
Vin
FLYBACK CCM 0
Fonte: FERNANDEZ, 2013.
O conversor utilizado por Fernandez (2013) também foi o flyback, contudo de um
único interruptor. Este mesmo conversor será utilizado como objetivo de estudo deste
trabalho, porém com uma abordagem CA-CC, enquanto a maioria dos trabalhos abordam
conversores CC-CC.
Merwe (2010) também analisou o auto-equilíbrio de forma mais analítica
especificamente na topologia ISOS, provando que é possível ter um equilíbrio natural
mais forte do que o até então estudado.
Alguns trabalhos como os de Chen (2009) e Sha (2014) propuseram a utilização
de malhas de controles adicionais, conforme visto anteriormente o equilíbrio natural é
sempre preferível a depender da topologia, modo de condução e outras particularidades,
porém nem sempre este fenômeno é o suficiente para não precisar de malhas de
controles.
Esta revisão bibliográfica mostrou que com o passar do tempo comprovou-se que
o auto-equilíbrio é sim alcançado em conversores CC-CC de diversas maneiras e
topologias, entretanto retificadores (CA-CC) não foram explorados por muitos autores no
que tange ao auto-equilíbrio. O equilíbrio das tensões nos conversores que formam
sistemas modulares é um ponto que desperta atenção, a partir dos trabalhos estudados
conclui-se que quando há o auto-equilíbrio, esta maneira é a mais adotada frente as
23
malhas de controle complexas, portanto esta característica será explorada para
retificadores conectados em módulos.
O presente trabalho comprova este fenômeno através de simulações e
prototipagem para conversores flybacks a uma chave CA-CC operando em DCM com
alto fator de potência, o diagrama de blocos deste conversor está exposto na Figura 4.
Figura 4 – Diagrama de blocos conversor flyback conectado em ISOS.
+
vout-
+vi1
-
+vi2
-
+vo1
-
+vo2
-
iin
iout
Lf
FLYBACK DCM 2
FLYBACK DCM 1
Ro
+vin
-
+von
-
FLYBACK DCM N
vac
Fonte: Autoria própria.
1.3 OBJETIVOS
1.3.1 Objetivo geral
Estudar e desenvolver um retificador modular ISOS com auto-equilíbrio baseado
no conversor flyback operando em DCM com um sinal comum de comando.
1.3.2 Objetivos específicos
• Revisar bibliografia sobre o tema;
24
• Projetar conversor modular conectado em ISOS;
• Analisar matematicamente o comportamento do conversor;
• Simular o conversor projetado;
• Montar protótipo para validar os cálculos e simulações;
• Impor variações de carga para validar o comportamente dinâmico do conversor;
• Verificar auto-equilíbrio do conversor modular.
1.4 PROCEDIMENTO METODOLÓGICO
Para consecução dos objetivos, foi utilizado o método de abordagem teórico-
conceitual primeiramente para então comprovar na prática os estudos realizados. Em
outras palavras, foi feita uma revisão bibliográfica de trabalhos com correlação ao objeto
de estudo deste trabalho para então embasar os passos práticos. Após a confecção do
protótipo realizou-se registros das medições afim de comprovar o comportamento
esperado na teoria.
1.5 ESTRUTURA DO TRABALHO
O presente trabalho tem, a partir deste capítulo, mais seis capítulos, totalizando
sete capítulos ao todo, que buscam comprovar o auto-equilíbrio para a topologia modular
em ISOS através do conversor flyback a uma chave operando em DCM e conta com a
seguinte estrutura:
Capítulo 2 – Conversor Flyback a uma chave
O capítulo dois explora as características e equacionamentos mais importantes
do conversor, dando base então para estudos mais profundos que serão realizados nos
capítulos conseguintes.
Capítulo 3 – Modularização
25
Este capítulo explica a importância e vantagens da modularização, examina
também os problemas que advêm desta opção e como são contornados estes problemas,
além do equacionamento necessário para tal análise.
Capítulo 4 – Auto equilíbrio das tensões na conexão ISOS
Estudo analítico do comportamento das tensões na entrada e saída do conversor
em questão.
Capítulo 5 – Considerações do projeto
Cálculos e informações relevantes para avaliar e desenvolver o projeto.
Capítulo 6 – Resultados experimentais
Apresentação dos resultados encontrados experimentalmente na elaboração do
protótipo.
Capítulo 7 – Conclusão
No capítulo sete é apresentado a conclusão deste trabalho.
26
2 CONVERSOR FLYBACK A UMA CHAVE
2.1 ANÁLISE DO CONVERSOR
O conversor flyback é a forma isolada do conversor buck-boost, as duas
topologias são de conversores de acumulação indutiva, no caso do flyback, ocorre então
a transferência de energia do primário para o secundário com característica de fonte de
tensão em ambos os lados (FAUST, 2016). O conversor flyback a uma chave permite ao
circuito uma maior robustez, simplicidade e menor custo, além de ser isolado. Estas
características fazem com que este conversor seja muito empregado em diversos
projetos, principalmente de fontes chaveadas de potências mais baixas. Algumas de suas
características são, a possibilidade de ter várias saídas, a utilização como abaixador ou
elevador. A Figura 5 mostra o diagrama simplificado de um conversor flyback DC-DC a
uma chave.
Figura 5 – Conversor flyback a uma chave.
D
Vo Ro
S
-
+a
Fonte: Autoria própria.
2.1.1 Operação em Modo de Condução Descontínuo
Em geral os conversores são analisados por etapas de operação, as quais são
utilizadas para investigar a operação dos conversores. O conversor estudado será CA-
CC diferentemente do exposto na Figura 5, portanto o conversor flyback CA-CC em
27
operação descontínua conta com três etapas de funcionamento e são melhores
explicadas abaixo.
Na primeira etapa, Figura 6, o diodo D funciona como um interruptor pois está
polarizado reversamente e abre o circuito naquele ponto, a chave S está fechada e a
energia é acumulada em Lmp nesta fase e a carga Ro é alimentada apenas pela energia
do capacitor neste momento e com a mesma tensão.
Figura 6 – Etapa de operação 1.
Lmp Lms
D
va c
vo Ro
S
vi
-
+
-
+
a
Fonte: Autoria própria.
Na segunda etapa de operação, Figura 7, a chave S interrompe a passagem de
corrente no primário, a tensão no secundário se inverte, o que faz com que o diodo esteja
polarizado diretamente, então a energia acumulada é transferida para a carga e para o
capacitor.
Figura 7 – Etapa de operação 2.
Lmp Lms
D
vac
vo Ro
S
vi
-
+
-
+
a
Fonte: Autoria própria.
28
Na última etapa antes de reiniciar o processo, a chave S permanece aberta e a
carga é alimentada pela energia que foi armazenada no capacitor conforme a Figura 8.
Figura 8 – Etapa de operação 3.
Lmp Lms
D
vac
vo Ro
S
vi
-
+
-
+
a
Fonte: Autoria própria.
As formas de onda das etapas 1, 2 e 3 são apresentadas na Figura 9 e Figura
10, considerando um período de chaveamente, o que implica que a tensão é admitida
constante na entrada considerando uma frequência de chaveamento muito maior que a
da rede (Vac).
Figura 9 – Formas de onda de tensão do conversor.
vi
avo
vLmp
avo
vi
vi/a
vo
vLms
vo
vi
vi+avovs vi+avo
vi
1 2 3 1 2 3
vi/a
DT T T+DT 2T
Fonte: Autoria própria.
29
Figura 10 – Formas de onda de corrente do conversor.
îppip
is
1 2 3 1 2 3
DT T T+DT 2T
îpp
îsp îsp
Fonte: Autoria própria.
Ao analisar a forma de onda da tensão na entrada, e corrente no primário em alta
frequência têm-se o obtido na Figura 11.
Figura 11 – Formas de onda da corrente do conversor em relação a tensão de entrada.
Vacîpp
ia
Ts
Fonte: Autoria própria.
Nota-se que a frequência da rede é muito menor que a de chaveamento, e em
cima desta característica que será efetuada a análise do conversor. As formas de ondas
anteriores permanecem válidas para um período de chaveamento. A tensão Vac é
representada pela equação (1).
30
𝑉ac(t) = 𝑉psen(ωt) (1)
Considereando a razão cíclica igual, ou seja, o tempo de condução igual durante
todo o chaveamento exposto na
Figura 11, têm-se então que a corrente de pico no primário é encontrada através
da equação de tensão no indutor, o que resulta na Equação (2).
𝐼pp =��acD
𝐿𝑚𝑓𝑠
(2)
Onde Lm é a indutância de magnetização referida ao primário, ��ac é a tensão no
momento do chaveamento considerando um período de chaveamento, D é a razão cíclica
e fs é a frequência de chaveamento. Considerando a Figura 10 é possível inferir que a
corrente média para um período de comutação é dado pela Equação (3).
𝐼a =𝐼 ppD
2
(3)
Para definir o ganho estático é necessário definir algumas equações, a razão
cíclica ou razão de trabalho, por exemplo é definida na Equação (4).
𝐷 =t𝑜𝑛
𝑇
(4)
A relação entre as correntes de pico do primário e secundário é definida pela
equação a seguir num período de chaveamento:
𝐼sp = 𝑎𝐼pp (5)
A relação de transformação do transformador é definida por:
𝑎 =𝑁𝑝
𝑁𝑠
(6)
O valor médio da corrente no interruptor é o mesmo que o da carga considerando
rendimento unitário, e pode ser obtido pela Equação (7).
𝐼𝑜 =𝐼sp𝑡2
2𝑇
(7)
O valor médio da tensão na saída é dada pela equação (8)
��o = 𝑅o𝐼o (8)
Logo, utilizando-se (2), (5) e (7) em (8) chega-se a:
��o =𝑎𝑅o��acD𝑡2
2𝐿𝑚
(9)
31
Quando o conversor está operando em regime permanente, o valor médio da
tensão sobre a indutância de magnetização é igual a zero, logo é possível inferir que:
��ac𝐷𝑇 = a��o𝑡2 (10)
Isolando o tempo de descarga do enrolamento secundário tem-se:
𝑡2 =��ac𝐷𝑇
a��o
(11)
Substituindo (11) em (9) e simplificando a expressão resultante, encontra-se o
obtido na equação (12) , expressão que representa o ganho estático do conversor
operando em regime permanente e no modo discontínuo.
��o
��ac
= 𝐷√𝑅o
2𝐿𝑚𝑓𝑠
(12)
2.1.2 Snubber
O circuito snubber têm dois objetivos principais, o primeiro é proteger o MOSFET
de sobretensões acima do esperado geradas pelas indutâncias do circuito, o segundo é
o aumento da eficiência devido a redução das perdas. O circuito snubber tem que
proteger o interruptor em todos os pontos de operação do conversor, fato que é alcançado
considerando o pior caso de operação (LINDSTROM, 2017).
Existem vários tipos de snubbers, dentre eles: snubber dissipativo RC, RL, RCD,
snubber de diodo, snubber regenerativos como o LC, existem ainda outros tipos de
snubbers ativos. Para este trabalho será utilizado o snubber LC, que dentre outras
características conta com o fato de armazenar a energia não utilizada durante o processo
de chaveamento e devolver esta energia para o processo novamente, não dissipando
então a energia sobressalente. A energia sobressalente é advinda da indutância de
dispersão e é notória nos desligamentos do interruptor, que ao serem comutados geram
picos de tensão sobre a chave (LINDSTROM, 2017).
Por ser um snubber regenerativo, o snubber LC acoplado ao conversor flyback
apresenta mais vantagens se comparado com a utilização dos snubbers dissipativos, por
não desperdiçar toda energia durante o processo, a Figura 12 representa o snubber
regenerativo LC.
32
Figura 12 – Snubber regenerativo LC.
D
LsD
Cs
Fonte: Autoria própria.
2.1.2 Simulação
Utilizando um snubber do tipo regenerativo LC e um retificador flyback a uma
chave foram simuladas as principais formas de onda e estão expostas na Figura 13, Figura
14, Figura 15 e Figura 16. O circuito utilizado para simulação é o encontrado na Figura 6.
Para a simulação foi utilizado uma carga de 200Ω, com 200V na saída, o que
representa 200W. Além disso foi utilizado uma entrada de 110Vrms a 60Hz e uma
frequência de comutação de 100kHz. Os detalhes dos componentes utilizados na
simulação estão descritos na Tabela 1.
Tabela 1 – Especificações dos componentes do conversor
Parâmetro Valor
Indutância de magnetização do transformador (1:1) 58𝜇𝐻
Indutância de dispersão do transformador (1:1) 0,58𝜇𝐻
Capacitor de entrada 1𝜇𝐹
Capacitor de saída 300𝜇𝐹
Indutor de entrada 25𝑚𝐹
Capacitor do snubber 1,25𝑛𝐹
Indutor do snubber 325𝑢𝐻
Fonte: Autoria própria.
33
Com os componentes mencionados na Tabela 1 foram simuladas várias formas
de onda, a forma de onda da entrada de tensão após o retificador está exposta na Figura
13, que é equivalente a 110Vrms mencionados anteriormente.
Figura 13 – Forma de onda simulada da tensão de entrada do conversor após retificador.
0.41 0.42 0.43 0.44
Time (s)
Vi175V
150V
125V
100V
75V
50V
25V
0.4
Fonte: Autoria própria.
Em seguida foi simulado a corrente do primário e secundário do transformador
do conversor flyback. O resultado encontrado é mostrado na Figura 14.
Figura 14 – Formas de onda simulada da corrente do primário e secundário.
0.41215 0.41216 0.41217 0.41218Time (s)
10A
5A
0A
ipis
Fonte: Autoria própria.
34
Ao comparar a Figura 14 e a Figura 10 nota-se que o resultado simulado vai de
encontro com o esperado na teoria.
Em seguida foi simulado a tensão em cima do interruptor, o resultado está
exposto na Figura 15.
Figura 15 – Formas de onda simulada da tensão na chave.
0.41215 0.41216 0.41217 0.41218Time (s)
0V
100V
200V
400V
Vs
Fonte: Autoria própria.
Se confrontado com o relatado anteriormente na Figura 9, nota-se que seguiu o
mesmo padrão de comportamento, confirmando assim o resultado obtido.
Por último foi registrado a simulação da tensão de saída ajustada para 200 Vcc
e é mostrada na Figura 16.
Figura 16 – Formas de onda simulada da tensão de saída do conversor.
0.44 0.46 0.48Time (s)
0V
50V
100V
150V
200V Vo
Fonte: Autoria própria.
35
3 MODULARIZAÇÃO E AUTO EQUILÍBRIO
Apesar do flyback ser muito utilizado, sua utilização se restringe a aplicações de
baixas potências, uma das explicações para a utilização em baixa potência é devido a
tensão que recai sobre a chave ser grande, que corresponde na prática ao somatório das
tensões de entrada, da saída refletida ao primário e ainda da tensão causada pela
indutância de dispersão no momento do chaveamento.
Para utilizar este conversor com potências maiores é necessário então contornar
este problema, o método mais difundido na literatura é a utilização de sistemas
modulares. Sistemas modlares podem em geral ser classificados como dois ou mais
subsistemas conversores que são conectados em uma das seguintes configurações:
Entrada-Série Saída-Paralela (ISOP), Entrada-Série Saída-Série (ISOS), Entrada-
Paralela Saída-Série (IPOS) ou Entrada-Paralela Saída-Paralela (IPOP). Esta técnica de
divisão da corrente ou tensão possibilita então a redução da potência por unidade
conversora de tal forma que cada célula drena apenas uma parcela da potência total do
sistema como um todo. (KASPER, 2014).
Este conceito de divisão de um sistema maior em pequenos subsistemas com
menores potências traz benefícios e melhorias de performance, como por exemplo
eficiência, densidade de potência, custo do sistema, diminuição de perdas por condução
e chaveamento se comparado com o mesmo sistema, porém sem modularizar.
(KASPER, 2014). Outros benefícios que podem ser alcançados por exemplo são: o
aumento da confiabilidade do sistema como um todo quando usado módulos em
redundância, redução de custos devido a padronização dos componentes e processo de
produção utilizados.
3.1 CONEXÃO ISOS
A conexão ISOS é indicada para sistemas onde a tensão de entrada e saída são
elevadas, esta indicação é justificada devido a esta topologia reduzir os esforços na
chave visto que a tensão de entrada é dividida entre os módulos.
36
O diagrama de blocos multifilar de um conversor conectado em ISOS está
representado na Figura 17, onde a saída também é em série, permitindo assim atingir
tensões mais elevadas na saída do sistema.
Figura 17 – Diagrama de blocos multifilar conexão ISOS.
.
.
.
MÓDULO 1
~ +-
.
.
.
.
.
.
MÓDULO 2
MÓDULO N
vi1
vi2
vin
vo1
vo2
von
ii
ic1
ic2
icn
io2
ion
io1
io
vi vo
Fonte: Autoria própria.
Analisando a conexão acima, tem-se as equações abaixo, onde a tensão de
entrada é a soma das tensões dos módulos individuais e a corrente dos módulos é igual,
como a saída está em série também as equações são iguais.
𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 + 𝑣𝑖2 + ⋯ + 𝑣𝑖𝑛 (13)
𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 = 𝑖𝑐2 = 𝑖𝑐3 = ⋯ = 𝑖𝑐𝑛 (14)
𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 + 𝑣𝑜2 + ⋯ + 𝑣𝑜𝑛 (15)
𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 = 𝑖𝑜2 = ⋯ = 𝑖𝑜𝑛 (16)
3.2 CONEXÃO ISOP
Assim como nas conexões ISOS, a conexão ISOP permite maiores tensões na
entrada, entretanto a saída não conta com esta vantagem e é utilizado quando se busca
maiores correntes na saída porêm com tensões menores. (PAGLIOSA, 2018).
A conexão ISOP tem a entrada em série e saída em paralelo, seu diagrama de
blocos multifilar é representado na Figura 18.
37
Figura 18 – Diagrama de blocos multifilar conexão ISOP.
.
.
.
~ +-
MÓDULO 1
.
.
.
MÓDULO 2
.
.
.
.
.
.
MÓDULO N
vi1
vi2
vin
vo1
vo2
von
ic1
ic2
icn
ii
io
io1
io2
ion
vi vo
Fonte: Autoria Própria.
Analisando o diagrama de blocos da conexão ISOP acima, tem-se as equações
abaixo, onde a tensão de entrada é a soma das tensões dos módulos individuais e a
corrente dos módulos é igual, e a tensão de saída é igual para todos módulos entretanto
a corrente de saída é a soma da saída de cada módulo.
𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 + 𝑣𝑖2 + ⋯ + 𝑣𝑖𝑛 (17)
𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 = 𝑖𝑐2 = 𝑖𝑐3 = ⋯ = 𝑖𝑐𝑛 (18)
𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 = 𝑣𝑜2 = ⋯ = 𝑣𝑜𝑛 (19)
𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 + 𝑖𝑜2 + ⋯ + 𝑖𝑜𝑛 (20)
3.3 CONEXÃO IPOS
A conexão IPOS tem a entrada em paralelo e saída em série, seu diagrama de
blocos multifilar é representado na Figura 19. Este tipo de conexão é indicado para casos
em que a tensão de entrada não é muito elevada e que se requer maiores tensões na
saída devido ao caráter série dos módulos na saída. A aplicação desta topologia por
exemplo se dá em aparelhos de raio-x, sistemas fotovoltaicos. (PAGLIOSA, 2018).
38
Figura 19 - Diagrama de blocos multifilar conexão IPOS.
+-
.
.
.
.
.
.
~
MÓDULO 1
.
.
.
.
.
.
MÓDULO N
MÓDULO 2
vi1
vi2
vin
vo1
vo2
vonio
2io
n
io1
io
ii
ic1
ic1
icn
vi vo
Fonte: Autoria Própria.
Analisando o diagrama de blocos da conexão IPOS acima, tem-se as equações
abaixo, onde a tensão de entrada é igual para todos os conversores e a corrente de
entrada é a soma dos módulos individualmente, e a tensão de saída é a soma da tensão
de todos os módulos, entretanto a corrente de saída é igual para todos os módulos.
𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 = 𝑣𝑖2 = ⋯ = 𝑣𝑖𝑛 (21)
𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 + 𝑖𝑐2 + 𝑖𝑐3 + ⋯ + 𝑖𝑐𝑛 (22)
𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 + 𝑣𝑜2 + ⋯ + 𝑣𝑜𝑛 (23)
𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 = 𝑖𝑜2 = ⋯ = 𝑖𝑜𝑛 (24)
3.4 CONEXÃO IPOP
A conexão IPOP tem a entrada em paralelo e saída em paralelo, seu diagrama de
blocos multifilar é representado na Figura 20.
39
Figura 20 - Diagrama de blocos multifilar conexão IPOP.
~...
.
.
.
+-
.
.
.
.
.
.
.
.
.
MÓDULO 2
MÓDULO 1
MÓDULO N
vi1
vi2
vin
vo1
vo2
vonii
io
io1
io2
ion
ic1
ic1
icn
vi vo
Fonte: Autoria Própria.
O diagrama de blocos da conexão IPOP acima, tem-se as equações abaixo, onde
a tensão de entrada é igual para todos os conversores e a corrente de entrada é a soma
dos módulos individualmente, e a tensão de saída é a mesma para todos os módulos,
entretanto a corrente de saída é a soma de todos os módulos.
𝑣𝑖 = 𝑣𝑖1 = 𝑣𝑖2 = ⋯ = 𝑣𝑖𝑛 (25)
𝑖𝑖 = 𝑖𝑐1 + 𝑖𝑐2 + 𝑖𝑐3 + ⋯ + 𝑖𝑐𝑛 (26)
𝑣𝑜 = 𝑣𝑜1 = 𝑣𝑜2 = ⋯ = 𝑣𝑜𝑛 (27)
𝑖𝑜 = 𝑖𝑜1 + 𝑖𝑜2 + ⋯ + 𝑖𝑜𝑛 (28)
3.5 AUTO EQUILÍBRIO
Ao se utilizar a modularização para obter a redução dos esforços nos
componentes é importante se ater também para a divisão correta de potência entre os
conversores, para os módulos conectados em paralelo esse controle deve ser de corrente
e garantir a igualitária divisão entre os módulos mesmo com pequenas variações de
parâmetros como impedâncias de interconexões, parâmetros de controle e etc. Para
conexões em série o controle deve ser feito pela adequada divisão de tensão entre os
módulos. Para tanto, existem dois métodos difundidos, o auto-equilíbrio ou natural, e o
método através do controle por malhas de controle. (AYYANAR, 2004).
40
O equilíbrio natural é a caracterísitica do conversor em equilibrar as tensões e
correntes entre os módulos com um sinal de controle comum para todas as chaves sem
a necessidade do emprego de diversas malhas de controle no circuito. Apesar do
equilíbrio natural ser preferível frente as malhas de controle, o equilíbrio natural não é
inerente a qualquer topologia e deve ser avaliado caso a caso. (PAGLIOSA, 2018).
Devido a unificidade de resposta de cada topologia conforme visto anteriormente,
a topologia estudada neste capítulo se restringirá a estrutura de conexão ISOS. Ao se
adicionar conversores flybacks a estrutura apresentada na Figura 17 o resultado obtido
é mostrado na Figura 21.
Figura 21 – Conversores flybacks conectados em ISOS.
vac Ro
+
vo
-
+
vo1
-
+
vi
-
ic1
io
Lf
Cf1 Co1
N1:1 D1
Co2
N2:1 D2
Con
Nn:1 Dn
. . .
. . .
+
vo2
-
+
von
-
Cf2
Cfn
+
vi1
-
+
vi2
-
ic2
icn
ii1
ii2
iin
Fonte: Autoria Própria.
Utilizando o esquema apresentado na Figura 21, deve se garantir que os módulos
dividirão as potências igualmente, de modo que nenhum dos módulos se sobrecarregue
mesmo com pequenos desvios em parâmetros dos conversores. Qualquer situação que
possa causar uma sobrecarga e resultar em uma destruição em um dos conversores
deve ser levada em consideração no projeto desses conversores, logo os valores de
corrente e tensão devem ser acompanhados de perto para operação em regime
permanente e possíveis transientes. (KASPER, 2014).
41
3.5.1 Regime Permanente
Para analisar conversores flybacks conectados em ISOS operando no modo
descontínuo de condução será utilizado o circuito da Figura 22, este circuito conta com
dois flybacks para facilitar a análise e demonstrar que o circuito conta com estabilidade
nas tensões dos conversores mesmo após distúrbios. Os capacitores aparecem após a
ponte retificadora pois sem isso não seria possível usar snubber, e além do mais apenas
uma ponte retificadora foi necessária para provar o conceito, simular, e montar o
dispositivo na prática.
Figura 22 – Conversores flybacks conectados em ISOS.
+vi1
-
+vi2
-
Cf1
Cf2
ix
icf2
icf1
vac
Lf
D1 D2
D3 D4
ii1
ii2
Fonte: Autoria Própria.
A conexão ISOS entre dois conversores flybacks operando em DCM tem a
característica de autoequilíbrio da entrada e saída após um distúrbio nessas tensões.
(LINDSTROM, 2017). Para demonstrar matematicamente este comportamente utilizou-
se o procedimento a seguir.
Através da Equação (12) deduz se que a divisão das tensões de entrada entre
os módulos depende das indutâncias de magnetização e da razão cíclica, o que resulta
na Equação (29) quando considerado a mesma carga.
𝑣𝑖1
𝑣𝑖2= (
𝐷2
𝐷1)
2 𝐿𝑚1
𝐿𝑚2
(29)
Se as grandezas D2=D1 and Lm1=Lm2 e utilizando a Equação (13) encontra-se a
Equação (30):
𝑣𝑖1 = 𝑣𝑖2 =𝑣𝑖𝑛
2 (30)
42
Supondo uma variação na tensão em um dos módulos, as equações ficariam
desta forma:
𝑣𝑖1 =𝑣𝑖𝑛
2+ ∆𝑉 (31)
𝑣𝑖2 =𝑣𝑖𝑛
2− ∆𝑉 (32)
Aplicando a lei de Kirchhoff das correntes no circuito da Figura 22, encontra-se a
equação abaixo:
𝑖𝑐𝑓2 = 𝑖𝑐𝑓1 + 𝑖𝑥 (33)
𝑖𝑥 = 𝑖𝑖1 − 𝑖𝑖2 (34)
Utilizando a relação da tensão nos capacitores 1 e 2 da Figura 22:
𝜕𝑣𝑖1(𝑡)
𝜕𝑡=
𝑖𝑐𝑓1(𝑡)
𝐶1=
𝑖𝑐𝑓2(𝑡) − 𝑖𝑥(𝑡)
𝐶1
(35)
𝜕𝑣𝑖2(𝑡)
𝜕𝑡=
𝑖𝑖2(𝑡)
𝐶2
(36)
Isolando Ii2 na Equação (34) e na Equação (36) e igualando as equações
considerando Cf1=Cf2=C chega-se a Equação (37):
𝜕𝑣𝑖2(𝑡)
𝜕𝑡=
𝜕𝑣𝑖1(𝑡)
𝜕𝑡+
𝑖𝑥(𝑡)
𝐶
(37)
Aplicando Laplace na equação (37) e notando que a transformada de Laplace de
uma derivada é a derivada da transformada de Laplace, e ainda considerando o processo
num período de chaveamento e descartando condições iniciais encontra-se:
𝑠ℒ{𝑣𝑖2(𝑡)} = 𝑠ℒ{𝑣𝑖1(𝑡)} +ℒ{𝑖𝑥(𝑡)}
𝐶
(38)
ℒ{𝑣𝑖2(𝑡)} = ℒ{𝑣𝑖1(𝑡)} +ℒ{𝐼𝑥(𝑡)}
𝑠𝐶
(39)
Nota-se ainda que as tensões instantâneas nos módulos podem ser
descritas como:
𝑣𝑖1(𝑡) = 𝑉𝑖𝑝1 sin(𝜔𝑡) (40)
𝑣𝑖2(𝑡) = 𝑉𝑖𝑝2 sin(𝜔𝑡) (41)
Logo a corrente média instantânea nas chaves pode ser então descrita como:
⟨𝐼𝑖1⟩ =𝐷1
2𝑉𝑖1𝑝 sin(𝜔𝑡)
2𝑓1𝐿𝑚1
(42)
43
⟨𝐼𝑖2⟩ =𝐷2
2𝑉𝑖2𝑝 sin(𝜔𝑡)
2𝑓2𝐿𝑚2
(43)
Utilizando as Equações (31), (39) e (40) e considerando a mesma razão cíclica
e Lm para os conversores:
𝐼𝑥 =𝐷2(𝑉𝑖1𝑝 − 𝑉𝑖2𝑝) sin(𝜔𝑡)
2𝑓𝐿=
𝐷22∆𝑉 sin(𝜔𝑡)
2𝑓𝐿
(44)
Substituindo as Equações (40), (41) e (44) em (39):
ℒ{𝑉𝑖2𝑝 sin(𝜔𝑡)} = ℒ{𝑉𝑖1𝑝 sin(𝜔𝑡)} + ℒ {𝐷22∆𝑉 sin(𝜔𝑡)
2𝑓𝐿}
1
𝑠𝐶
(45)
Resolvendo a Equação (45):
𝑉𝑖2𝑝ℒ{sin(𝜔𝑡)} = 𝑉𝑖1𝑝ℒ{sin(𝜔𝑡)} +𝐷2∆𝑉
𝑓𝐿𝑠𝐶ℒ{sin(𝜔𝑡)}
(46)
Simplificando a Equação (46):
𝑉𝑖𝑝2 = 𝑉𝑖𝑝1 +𝐷2∆𝑉
𝑓𝐿𝑠𝐶
(47)
Ao analisar a resposta da Equação (47) e da Figura 23 nota-se que mesmo
depois de um desbalanço de tensão na entrada do conversor, o próprio conversor é capaz
de se auto-equilibrar novamente sem a utilização de forças externas.
Figura 23 – Diagrama de blocos da resposta após distúrbio.
+-
Vip2 Vip1 V Ix 1SC
DfL
2
Fonte: Autoria Própria.
A Figura 23 mostra que o caráter integral que multiplica Ix é essencial para o
sistema se rebalancear após distúrbios de primeira ordem, este padrão é encontrado
também para desbalanços nas tensões de saída.
44
4. PROJETO E SIMULAÇÃO
Neste capítulo será discutido e analisado as principais equações utilizadas para
projetar o conversor flyback a uma chave operando em modo DCM. Componentes como
transformador, capacitor e indutor de entrada, capacitor de saída e snubber serão
analisados e os resultados serão confrontados com a simulação.
4.1 TRANSFORMADOR
A otimização de indutores representa parte significativa para se obter sucesso
em um projeto de conversores de potência. Fatores como o tamanho do núcleo, o
material com que é feito, o material do condutor, a quantidade de enrolamentos e até
mesmo o espaço de ar deixado entre o entreferro determinam parâmetros e a qualidade
de um transformador. (KASPER, 2015).
Para definir o transformador utilizado no projeto é necessário calcular a
indutância de magnetização para garantir que o sistema opere em DCM. Para tanto
considera-se o modo de condução crítico no pico da senoide e então calcula-se os
paramêtros a seguir. A razão cíclica máxima é dada pela Equação (48).
𝐷 ≤1
1 +1
𝛽
(48)
Onde beta é definido segundo a Equação (49).
𝛽 =𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑉𝑝𝑁𝑠= 1,28
(49)
Manipulando algebricamente as equações (48) e (49) chega-se a equação (50).
𝐷 ≤𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑉𝑜𝑁𝑝 + 𝑉𝑝𝑁𝑠
(50)
O valor de D instantâneo dependerá da carga, o valor encontrado na
Equação (50) é o limite para o qual o conversor continua operando no modo de condução
descontínuo. À medida que o conversor começa a fornecer mais potência, o conversor
se ajusta e aumenta a razão cíclica para compensar a entrada de carga, desta forma se
45
o conversor operar em potência nominal ou abaixo dela o valor de D não será
ultrapassado.
Com as equações anteriores é possível definir os parâmetros do transformador.
Assumindo a relação de transformação unitária, a indutância de magnetização máxima
do transformador é então dada por:
𝐿𝑚 ≤𝑉𝑝
2
4𝑓𝑠𝑃𝑜(1 + 𝛽)2 𝑜𝑢 𝐿𝑚 ≤
𝑁𝑝𝐷2𝑉𝑝𝑉𝑜
𝑁𝑠4𝛽𝑓𝑠𝑃𝑖𝑛
(51)
A equação (51) é utilizada para garantir então que o conversor não ultrapasse
os valores permitidos para a indutância de magnetização mantendo sua operação no
modo descontínuo de condução.
4.2 FILTRO DE ENTRADA
O filtro de entrada é utilizado para melhorar a corrente de entrada, garantindo um
alto fator de potência e o caráter senoidal da entrada. Para calcular os valores do
capacitor e indutor primeiramente é necessário considerar um circuitor equivalente
conforme a imagem a seguir.
Figura 24 – Circuito equivalente filtro de entrada.
Vin
Lf
Cf Req
Fonte: Autoria Própria.
Para encontrar o resistor equivalente utiliza-se a equação (52), para tanto é
necessário aproximar o valor de pico mínimo de entrada.
𝑅𝑒𝑞 =𝑉𝑝𝑚í𝑛
𝐼𝑝
(52)
46
A frequência de corte deve ser pelo menos dez vezes menor que a frequência de
chaveamento. A equação para o cálculo então se torna o exposto na equação (53).
𝜔𝑐 =2𝜋𝑓𝑠
10
(53)
Definindo a frequência de corte, calcula-se então o capacitor de entrada através
da equação (54).
𝐶𝑓 =1
2𝑅𝑒𝑞𝜔𝑐𝜉
(54)
Para calcular a indutância do filtro de entrada utiliza-se a equação (55).
𝐿𝑓 =1
𝐶𝑓𝜔𝑐2
(55)
4.3 CAPACITOR DE SAÍDA
O capacitor de saída tem o papel fundamental de regular a tensão de saída, ou
seja, através dele é possível definir quanto será a máxima variação de tensão na saída
do conversor. Utiliza-se a Equação (56) para definir o valor do capacitor a ser utilizado
para garantir a ondulação desejada, entretando na prática pode ser utilizado valores
maiores afim de reduzir ainda mais a ondulação.
𝐶𝑜 ≥𝑃𝑜
2𝜋𝑓𝑉𝑜∆𝑉𝑜
(56)
Onde 𝑓 é a frequência da rede, 𝑉𝑜 é a tensão de saída, ∆𝑉𝑜 é a ondulação
máxima projetada e 𝑃𝑜 a potência de saída do conversor.
4.4 SNUBBER
Para o conversor flyback, o pior ponto de operação ocorre quando o máximo de
energia é armazenado na indutância de dispersão (Lk) e que acontece quando o
conversor opera na maior razão cíclica. (LINDSTROM, 2017).
A máxima tensão sobre o interrutor pode ser dada pela equação (57).
𝑉𝑑𝑠 = 𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 + 𝑉𝑖 (57)
47
Para calcular a tensão de corte é necessário aplicar a lei de Kirchhoff das tensões
na malha que contém a indutância de dispersão, o que resulta na equação (58).
𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 =𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑁𝑠+ √
𝐿𝑘 𝐼𝑝𝑝 2
𝐶𝑠
(58)
Onde Ipp é a corrente de pico no enrolamento primário, resolvendo a equação
(58) isolando-se Cs encontra-se a equação (59), que representa o capacitor indicado
para maior eficiência do conversor considerando que a maior eficiência se dá ao utilizar
a maior tensão possível sem ultrapassar os limites dos componentes.
𝐶𝑠 =𝐿𝑘𝐼𝑝𝑝
2
(𝑉𝑑𝑠 − 𝑉𝑖 −
𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑁𝑠)
2 (59)
O snubber regenerativo LC funciona retornando a energia armazenada em Cs
para a entrada, funciona como um ceifador também, limitando a corrente da chave
durante a inversão de polaridade no capacitor Cs.
Para garantir o correto funcionamento do snubber LC é necessário que a
indutância do snubber seja menor que o resultado encontrado na equação (60).
𝐿𝑠 < (𝐷𝑚𝑖𝑛
𝑓𝑠𝜋)
2 1
𝐶𝑠
(60)
A equação (60) garante que o período de descarregamento é menor que o tempo
de carregamento de modo a garantir a inversão de tensão e o completo funcionamento
do snuber regenerativo LC.
4.5 CÁLCULOS DO PROJETO
Para dimensionar os componentes, utilizar-se-á uma das vantagens de sistemas
modulares que é dimensionar apenas um dos conversores e depois uni-los formando um
sistema como um todo. As especificações e requisitos do sistema completo estão
apresentadas na Tabela 3.
Seguindo as orientações anteriores, primeiramente calcular-se-á os parâmetros
do transformador. Primeiramente define-se a razão cíclica máxima, utilizando-se a
equação (48) e (49).
48
𝛽 =𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑉𝑝𝑁𝑠=
200.1
156.1= 1,28
(61)
Tendo o valor de beta calculado, chega-se à razão cíclica máxima para manter o
sistema em condução descontínua, o resultado é apresentado na equação (62).
𝐷 ≤𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑉𝑜𝑁𝑝 + 𝑉𝑝𝑁𝑠=
200.1
200.1 + 156.1= 0,56
(62)
O passo seguinte é definir a indutância de magnetização máxima, para tanto
utiliza-se a equação (51).
𝐿𝑚 ≤𝑉𝑝
2
4𝑓𝑠𝑃𝑜(1 + 𝛽)2=
1562
4.100𝑘. 200(1 + 1,28)2= 58,52 𝜇𝐻
(63)
Em seguida, após determinar os parâmetros do transformador, calcular-se-a o
capacitor e o indutor do filtro de entrada do conversor. Para calcular o indutor, encontra-
se primeiro a frequência de corte.
𝜔𝑐 =2𝜋𝑓𝑠
10=
2𝜋100000
10= 62830 𝑟𝑎𝑑/𝑠
(64)
Considerando um capacitor de 1𝜇𝐹 calcula-se então o indutor adequado para que
o filtro funcione na frequência requerida. Para calcular a indutância do filtro de entrada
utiliza-se a equação (55).
𝐿𝑓 =1
𝐶𝑓𝜔𝑐2 =
1
1−6. 628302= 0,25𝑚𝐻
(65)
O capacitor mínimo de saída para garantir uma ondulação máxima de 5% é
calculado seguindo a equação (56), o resultado é apresentado na equação (66).
𝐶𝑜 ≥𝑃𝑜
2𝜋𝑓𝑉𝑜∆𝑉𝑜=
200
2𝜋. 60.200.8= 265,26𝜇𝐹
(66)
O circuito snubber LC pode ser determinado através dos procedimentos abaixo.
A tensão máxima suportada pela chave será de 600V e a tensão de pico na entrada é de
156V resultando numa tensão de corte expressa abaixo.
𝑉𝑑𝑠 = 𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 + 𝑉𝑖 , 𝑉𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 = 600 − 156 = 444𝑉 (67)
Como regra prática a indutância de dispersão é considerada 1% da
magnetizante, logo, considerar-se-a 1% do valor máximo calculado, que resulta em
0,58𝜇𝐻. Importante salientar que estes valores baixos de dispersão são alcançados com
a relação de transformação unitária, portanto a modularização trás esta grande vantagem
49
que é utilizar pequenas dispersões e mesmo assim controlar a tensão de saída através
das conexões.
A corrente de pico máxima é dada seguindo a equação de tensão no indutor,
considera-se para tanto que a tensão não varia, pois, a frequência de chaveamento é
muito maior que a frequência da rede, e ainda se considera o pico da senoide que entrega
o maior valor de corrente.
𝑣𝑙(𝑡) =𝐿𝑑𝑖
𝑑𝑡
(68)
Rearranjando os termos, integrando os dois lados da equação e isolando a
corrente encontra-se.
𝐼𝑝𝑝 =𝑉𝑚á𝑥𝐷∆𝑡
𝐿=
156.0,4.1.10−5
55.10−6= 11,35𝐴
(69)
O snubber regenerativo LC funciona retornando a energia armazenada em Cs
para a entrada, onde Ipp é a corrente de pico no enrolamento primário, resolvendo a
equação (58) isolando-se Cs encontra-se a equação (59), que representa o capacitor
indicado para maior eficiência do conversor considerando que a maior eficiência se dá
ao utilizar a maior tensão possível sem ultrapassar os limites dos componentes.
𝐶𝑠 =𝐿𝑘𝐼𝑝𝑝
2
(𝑉𝑑𝑠 − 𝑉𝑖 −
𝑉𝑜𝑁𝑝
𝑁𝑠)
2 =0,58𝜇. 11,352
(444 −200.1
1)
2 = 1,25𝑛𝐹 (70)
Para garantir o correto funcionamento do snubber LC é necessário que a
indutância do snubber seja menor que o resultado encontrado na equação (60).
𝐿𝑠 < (𝐷𝑚𝑖𝑛
𝑓𝑠𝜋)
2 1
𝐶𝑠= (
0,2
100𝑘. 𝜋)
2
.1
1,25𝑛= 324,24𝜇𝐻
(71)
A equação (60) garante que o período de descarregamento é menor que o tempo
de carregamento de modo a garantir a inversão de tensão e o completo funcionamento
do snuber regenerativo LC.
4.6 SIMULAÇÕES
Para validar experimentalmente o protótipo proposto, iniciar-se-á com a
simulação dos dois conversores operando em potência nominal e confrontá-los com os
50
resultados obtidos nas aquisições em laboratório das principais formas de onda. As
formas de onda da tensão de entrada de cada conversor estão expostas abaixo.
Figura 25 – Simulação das tensões de entrada de cada conversor do protótipo.
0V
50V
100V
150V
200V vi1
vi2
Fonte: Autoria Própria.
Nota-se que a simulação da tensão de entrada do primeiro conversor está
sobreposta pela do segundo conversor visto que são muito parecidas. No capítulo
seguinte serão mostradas as aquisições das mesmas formas de onda simuladas. As
ondas registradas na Figura 25 representam a entrada senoidal do conversor, porém
retificada, como a onda foi retificada sua frequência é dobrada em relação aos 60Hz da
entrada e se torna 120Hz.
A Figura 26 representa a simulação das tensões de saída de cada conversor em
separado, o caráter contínuo é visto na onda de saída com uma pequena ondulação.
Figura 26 – Simulação das tensões de saída e entrada de cada conversor do protótipo.
Vo2
Vi2
Vo1
Vi1
0V
50V
100V
150V
200V
250V
0V
50V
100V
150V
200V
250V
0.2 0.22 0.24 0.26 0.28 0.3Time (s)
Fonte: Autoria Própria.
51
Obserserva-se também que quanto maior a quantidade de conversores, menor a
necessidade de filtros de corrente na entrada (indutor), para comprovar isso foi simulado
as formas de onda de corrente de entrada.
Figura 27 – Simulação das correntes de entrada com (A) um conversor (B) dois conversores (C)
três conversores (D) quatro conversores.
0A
-10A
-20A
10A
20A
0A
-5A
-10A
-15A
5A
10A
15A
0A
-5A
-10A
5A
10A
0A
-5A
-10A
5A
10A
A)
B)
C)
D)
0.052 0.054 0.056 0.058 0.06 0.062 0.064
TEMPO (s)
0.066
Fonte: Autoria Própria.
Na sequência observou-se o comportamento das correntes, segundo a teoria e
as simulações o que deve ocorrer é que no momento em que as chaves estão ligadas,
ocorre o carregamento do primário do transformador, quando o interruptor é bloqueado,
a energia armazenada é transferida ao secundário. As simulações são encontradas na
Figura 28 representando o primeiro (A) e segundo (B) conversor respectivamente.
52
Figura 28 – Simulação das correntes do primário e secundário. (A) conversor de cima (B)
conversor de baixo.
0A
2A
4A
6A
8A
10A
12A
0.47045 0.470455 0.47046 0.470465 0.47047 0.470475
Time (s)
0A
2A
4A
6A
8A
10A
12A
A)
B)
Fonte: Autoria Própria.
No capítulo seguinte serão confrontados todos os resultados obtidos na
simulação através de aquisições do protótipo montado em laboratório.
53
5. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
Para confeccionar o protótipo e validar os resultados teóricos, optou-se por um
sistema modular de 2 conversores flybacks a uma chave operando no modo de condução
descontínuo, o circuito está apresentado na Figura 22. Este capítulo apresenta os
resultados das aquisições, a especificação dos módulos e a comparação com os
resultados obtidos nas simulações. A Tabela 2 apresenta os componentes utilizados para
a confecção do protótipo da Figura 29 e o apêndice A apresenta o esquemático do
circuito.
Tabela 2 – Lista dos componentes utilizados
Componente Modelo Valor
Mosfet IPP65R045C7 650V
Driver FOD3180 2A
Capacitor de saída B32671P 300µF
Capacitor de entrada B32671L 1µF
Diodos IDH16G65C5 16A
Capacitor snubber Cerâmico 1,25nF
Transformador Magnetizante Montagem em laboratório 58µH
Transformador Dispersão Montagem em laboratório 0,58µH
Fonte: Autoria Própria.
Os componentes foram utilizados para atendes os requisitos do projeto descritos
na Tabela 3.
54
Tabela 3 – Especificações dos módulos
Parâmetro Valor total
Tensão de entrada 312Vp
Tensão de saída 400Vdc
Razão cíclica nominal 0,4
Ondulação máxima da tensão de saída 5%
Potência de saída 400W
Corrente nominal da carga 1A
Frequência de chaveamento 100kHz
Fonte: Autoria Própria.
5.1 REGIME PERMANENTE
Seguindo a mesma linha das simulações, foram feitas aquisições para confrontar
com os resultados obtidos. O protótipo montado em laboratório está exposto na Figura
29.
Figura 29 – Protótipo flyback a uma chave conectado em ISOS.
ESP32 MICROCONTROLLER
IPP65R045C7MOSFET
FOD3180DRIVER
TRANSFORMER
Fonte: Autoria Própria.
55
Para a tensão de entrada dos conversores as formas de onda encontradas foram
as expostas nas Figura 30 e Figura 31. Observa-se também através da Figura 31 que o
padrão se mantém, mesmo após alguns ciclos da rede, demonstrando um caráter estável
em regime permanente na condição nominal.
Figura 30 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo (1) Azul escuro –
Conversor de cima (2) Azul claro – Conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
56
Figura 31 – Aquisições das tensões entrada de cada conversor do protótipo em uma escala menor
(1) Azul escuro – Conversor de cima (2) Azul claro – Conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Após os registros de tensão da entrada, registrou-se também as tensões de saída
dos conversores em separado. Como a topologia é em série, sua soma deve ser igual a
tensão nominal de operação, resultando em 400V de saída. A Figura 33 representa a
aquisição das tensões de saída de cada conversor em separado, o caráter contínuo é
visto na onda de saída com uma pequena ondulação e se sobrepõem devido a serem
parecidas.
57
Figura 32 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo (1) Azul escuro –
Conversor de cima (2) Azul claro – Conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Observa-se que a forma de onda nas tensões de saída está em acordo com a
simulação e teoria acerca do tema. O conversor apresenta ondulação de saída muito
próximo ao especificado na Tabela 3.
As aquisições das correntes do primário e secundário de cada conversor são
mostradas abaixo na Figura 33 e Figura 34 respectivamente. Se confrontado com o
calculado na equação (69) chega-se à conclusão que os valores são coerentes. Cabe
ainda salientar que essa aquisição se dá no pico da senoide, esses valores variam de
acordo com o momento registrado devido ao caráter senoidal.
58
Figura 33 – Aquisições das correntes do primário e secundário do primeiro conversor (3) Roxo –
Primário conversor de cima (4) Roxo – Secundário conversor de cima.
Fonte: Autoria Própria.
Figura 34 – Aquisições das correntes do primário e secundário do segundo conversor (3) Roxo –
Primário conversor de baixo (4) Roxo – Secundário conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Por se tratar de uma carga resistiva na saída, a corrente de saída acompanhará
o formato da tensão mostrado na Figura 32, fato que torna não relevante mostrar a forma
de onda.
59
A Figura 35 traz o comportamento do snubber de um dos conversores, onde a
curva em azul escuro é a tensão na chave, a curva azul claro é a tensão no capacitor
invertida, e em verde claro é a corrente no indutor do snubber.
Figura 35 – Aquisição das tensões e corrente do snubber (1) Azul escuro - Tensão na chave (2)
Azul claro - Tensão do capacitor (3) Verde – Corrente no indutor do snubber.
Fonte: Autoria Própria.
A curva de eficiência versos potência foi traçada para o conversor e o resultado
está apresentado na Figura 36. Observa-se que a maior eficiência encontrada foi próxima
a potência nominal, entretanto em geral se a potência nominal for ultrapassada pode-se
chegar a valores maiores para a eficiência.
60
Figura 36 – Eficiência x Potência para dois conversores.
Fonte: Autoria Própria.
Foi feita a aquisição da corrente de entrada e tensão de entrada, nota-se o alto
fator de potência e corrente de entrada próxima da obtida na simulação. Para dois
conversores a tensão e a corrente de entrada estão representadas na Figura 37, a tensão
apresentou THD de 1,3% e a corrente 8,33% considerando a frequência fundamental de
60Hz.
Figura 37 - Aquisições da tensão e corrente de entrada para 2 conversores em ISOS (2) Azul claro
– Tensão de entrada CA (3) Roxo – Corrente de entrada CA.
Fonte: Autoria Própria.
90
90.5
91
91.5
92
92.5
130 180 230 280 330 380
Efi
ciên
cia
[%]
Potência [W]
Eficiência x Potência
61
5.2 DEGRAU DE CARGA
Para fazer a aquisição dos degrais de carga impostos aos conversores foi
montado um esquema para variar a carga instanêamente. O circuito utilizado está
esquematizado abaixo, as aquisições foram feitas mostrando o gatilho (corrente que
passa no disjuntor D, representada em azul), e as tensões em cada um dos dois
conversores conectados em série. Após o transitório, espera-se o equilíbrio em 200V
para cada conversor visto que a tensão nominal é de 400V para o conjunto.
Figura 38 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo.
Ro
Rv
CONVERSOR 1
CONVERSOR 2
+vo1
-
+vo2
-
D
Fonte: Autoria Própria.
5.2.1 Degrau de Carga de 400Ω - 600Ω
O primeiro teste foi realizado experimentando uma mudança de 400Ω para 600Ω.
Seguindo o esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 200Ω para as situações
de entrada e saída de carga apresentadas abaixo. As aquisições estão registradas na
Figura 39 deste primeiro experimento. O resultado demonstrou o comportamento
esperado após o transitório de tensão. Vo1 foi registrado em rosa e Vo2 foi registrado em
azul para todos os experimentos.
62
Figura 39 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 400Ω para 600Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Neste segundo caso, analisou-se a mudança de 600Ω para 400Ω, nota-se que a
condição nominal é alcançada quando a curva em azul escura está em 1A. As aquisições
estão registradas na Figura 40 e também se encontra equilibrado após transitório.
63
Figura 40 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 600Ω para 400Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
5.2.2 Degrau de Carga de 400Ω - 550Ω
Neste caso foi analisado uma mudança de 400Ω para 550Ω. Seguindo o
esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 150Ω para as duas situações a
seguir. As aquisições do primeiro experimento estão registradas na Figura 41 e
demonstra o comportamento esperado após o transitório de tensão.
64
Figura 41 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 400Ω para 550Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Este segundo caso, mudou-se o disjuntor após as aquisições anteriores e a carga
foi então alterada de 550Ω para 400Ω, os resultados encontram-se na Figura 42.
Figura 42 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 550Ω para 400Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
65
5.2.3 Degrau de Carga de 400Ω - 500Ω
Neste caso foi analisado uma mudança de 400Ω para 500Ω. Seguindo o
esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 100Ω para as duas situações a
seguir. As aquisições estão registradas na Figura 43 e demonstra o comportamento
esperado após o transitório de tensão.
Figura 43 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 400Ω para 500Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Neste caso foi analisado uma mudança de 500Ω para 400Ω e o resultado está
registrado na Figura 44.
66
Figura 44 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 500Ω para 400Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
5.2.4 Degrau de Carga de 400Ω - 450Ω
Neste caso foi analisado uma mudança de 400Ω para 450Ω. Seguindo o
esquema da Figura 38, tem-se que Ro = 400Ω e Rv = 50Ω para as duas situações a seguir.
As aquisições do primeiro teste estão registradas na Figura 45 e mostra que o
comportamento é estável após o transitório de tensão.
67
Figura 45 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 400Ω para 450Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Este segundo caso, mudou-se o disjuntor após as aquisições anteriores e a carga
voltou para a condição nominal, os resultados encontram-se na Figura 46 mostrando
estabilidade após o transitório.
68
Figura 46 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor do protótipo durante o degrau de
carga de 450Ω para 400Ω (1) Azul escuro – Corrente na chave (2) Verde claro – Tensão de saída
conversor de cima (3) Rosa – Tensão de saída conversor de baixo.
Fonte: Autoria Própria.
Observou-se um caráter estável para todos os testes realizados com o protótipo
durante e após as mudanças de carga conectadas ao conversor.
5.3 REGIME PERMANENTE PARA 4 CONVERSORES CONECTADOSEM ISOS
Expandiu-se a análise em regime permanente para comprovar os resultados
mostrados anteriormente também para 4 conversores em série, o circuito utilizado está
na Figura 51. Os resultados desta análise encontram-se abaixo.
69
Figura 47 – 4 Conversores conectados em ISOS.
vac
Ro
+
vo
-
+
vo1
-
Cf1 Co1
N1:1 D1
Co2
N2:1 D2+
vo2
-
Cf2
ii1
ii2
+
vo3
-
Cf3 Co3
N3:1 D3
Co4
N4:1 D4+
vo4
-
Cf4
ii3
ii4
Fonte: Autoria Própria.
As tensões de entrada em cada um dos conversores foram registradas na Figura
48.
Figura 48 – Aquisições das tensões de entrada de cada conversor com 4 conversores (1) Azul
escuro – Tensão de entrada conversor 1 (2) Azul claro – Tensão de entrada conversor 2 (3) Rosa –
Tensão de entrada conversor 3 (4) Verde claro - Tensão de entrada conversor 4.
Fonte: Autoria Própria.
70
As tensões de saída de cada um dos conversores foram registradas abaixo, nota-
se apenas uma pequena ondulação em cada um dos conversores, entretanto este
comportamento é esperado e calculado na teoria.
Figura 49 – Aquisições das tensões de saída de cada conversor com 4 conversores (1) Azul
escuro – Tensão de saída conversor 1 (2) Azul claro – Tensão de saída conversor 2 (3) Rosa –
Tensão de saída conversor 3 (4) Verde claro - Tensão de saída conversor 4.
Fonte: Autoria Própria.
As correntes no primário do transformador de cada um dos conversores foram
registradas e estão dispostas na Figura 50.
71
Figura 50 – Aquisições das correntes do primário com 4 conversores (3) Rosa – Corrente primário
conversor 1 (4) Verde – Corrente primário conversor 4.
Fonte: Autoria Própria.
As correntes no secundário do transformador de cada um dos conversores foram
registradas e estão dispostas na Figura 51.
Figura 51 – Aquisições das correntes do secundário com 4 conversores (3) Rosa – Corrente
secundário conversor 1 (4) Verde – Corrente secundário conversor 4.
Fonte: Autoria Própria.
Foi feita a aquisição da corrente de entrada e tensão de entrada, nota-se o alto
72
fator de potência (0.99) e corrente de entrada próxima da obtida na simulação, esta
aquisição foi realizada sem o indutor de entrada responsável pelo filtro em conversores
com menos conversores, provando assim o explicado anteriormente. Para quatro
conversores a tensão e a corrente de entrada estão representadas na Figura 52, a tensão
apresentou THD de 1,12% e a corrente 6,48% considerando a frequência fundamental
de 60Hz.
Figura 52 – Aquisições da tensão e corrente de entrada para 4 conversores em ISOS (2) Azul claro
– Tensão de entrada CA (3) Roxo – Corrente de entrada CA.
Fonte: Autoria Própria.
A eficiência obtida para quatro conversores conectados em ISOS sem o filtro de entrada
está apresentada na Figura 53.
73
Figura 53 – Eficiência x Potência para quatro conversores.
Fonte: Autoria Própria.
91
91.2
91.4
91.6
91.8
92
92.2
92.4
92.6
92.8
93
130 180 230 280 330 380 430
Eficiência x Potência
74
6. CONSIDERAÇÕES FINAIS
O conversor flyback conta com uma grande vantagem que é o isolamento natural
devido a sua topologia. Operar com o flyback no modo de condução descontínuo traz
vantagens como controle simples, utilização de poucos componentes se comparado com
outros conversores, necessidade de transformadores menores, resposta transitória mais
rápida e menores perdas na chave durante o chaveamento.
Esta dissertação fez uma análise do conversor flyback CA-CC conectado em
série na entrada e série na saída, a ideia era provar que através de um sinal de controle
comum a todos, o mesmo não entra em instabilidade operando em DCM, mesmo com
degrais de carga durante seu funcionamento o auto equilíbrio das tensões é observado.
Foi feito uma revisão bibliográfica para analisar os trabalhos até então
elaborados, notou-se que para conversores CC-CC, dois trabalhos ganham notória
atenção, a dissertação do Pagliosa e o trabalho de Fernandez, ambos provaram o auto
equilíbrio para topologia proposta por eles. Pagliosa utilizou flyback a duas chaves
conectados em ISOS, demonstrou que o auto equilíbrio ocorria nesta topologia operando
em DCM com um sinal comum entre os os conversores. Fernandez também comprovou
o auto equilíbrio propondo uma topologia a uma chave, porém com um conversor fazendo
o papel de master e operando em CCM, esta topologia também apresentou o auto
equilíbrio operando com um sinal de comando comum para os conversores.
Os trabalhos encontrados foram para topologias CC-CC, entretanto a presente
dissertação estudou o comportamento do flyback conectado em ISOS para CA-CC com
um sinal comum para todos os conversores, para tanto foi necessário estudar o
comportamento matemático, projetar o conversor, simular o projeto e ainda confeccionar
o protótipo para fazer as aquisições e comprovar o estudado. Durante os estudos das
equações e das simulações foi possível comprovar que o conversor alcançaria a
estabilidade operando em DCM, o protótipo apenas confirmou tal comportamento.
Foi imposto ao protótipo ainda variações na carga para verificar o comportamento
após variações, os resultados foram bons e o retificador foi capaz de se auto equilibrar
com o mesmo sinal de comando para os módulos.
75
O conversor modular foi escolhido devido a várias vantagens competitivas como
a facilidade de produção, melhoria de rendimento, redução de componentes (filtro de
entrada por exemplo), possibilidade de redundância e alcance de maiores potências se
comparada a sistemas não modulares. A grande preocupação dessa escolha foi a divisão
igualitária de potência entre os módulos, necessário para que os módulos trabalhem de
forma estável.
O conversor operou de forma satisfatória com 2 e 4 conversores conectados, as
tensões e correntes de entrada e saída permaneceram estáveis em DCM e ficaram
conforme previsto em simulação. Além disso provou-se que com 4 conversores não é
necessário filtro de entrada para se obter uma corrente de entrada com pouca ondulação,
fato que não é verdade para apenas um conversor por exemplo.
O maior desafio para montar o protótipo de forma confiável para validar o
experimento foi encontrar e confeccionar componentes fiéis e precisos em seus valores,
com uma faixa de variação pequena. Alguns componentes como os transformadores e
indutores foram fabricados em laboratório, procedimento que demandou tempo e
produção cuidadosa para alcançar bons resultados.
O conversor apresentou aproximadamente 93% de eficiência com 2
conversores operando em potência nominal, e chegou-se à conclusão que as tesões e
correntes permaneceram estáveis mesmo depois de distúrbios de primeira ordem, o que
foi confirmado depois de simulações, protótipos e análises algébricas.
6.1 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS
Como sugestões de estudos que podem ser desenvolvidos em continuidade do
presente trabalho estão:
• Aumentar a potência do presente conversor;
• Fazer análise durante transitórios;
• Testar vários snubbers para verificar o melhor.
Dessa forma, conclui-se que ainda existem trabalhos que podem ser
77
REFERÊNCIAS
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79
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82
APÊNDICE A – ESQUEMÁTICO DO PROTÓTIPO
3V3
GND
3V3
GN
D
IO23
IO22
IO21
IO19
IO18
IO5
IO17
IO16
IO4
IO12
IO14
IO27
IO26
IO25
IO33
IO32
IO35
IO34
IO39
IO36
VC
C
3V3
IO1IO
3
IO21
IO23
GN
D
IO22
GND
12V1
12VGND1
DRAIN2
DRAIN1
DRAIN2
DRAIN1
SO
UR
CE
2
12V2
12VGND2
12VG
ND
1
12V112V2
12VG
ND
2
SOURCE2 SOURCE1
SO
UR
CE
1
T1T2
SOURCE1
SOURCE2
3V3
3V3
IO14
IO26
T1
DR
AIN
1
T2
DR
AIN
2
IO36
GN
D
IO34GND
IO35GND
IO32GND
IO33GND
IO39GND
1
2
127/220VTB
LOC
K-I2
124 3
SR
1
SO
UR
CE
3V3
ES
P 32
GN
D1
3V2
EN
3
IO36
4
IO39
5
IO34
6
IO35
7
IO32
8
IO33
9
IO25
10
IO26
11
IO27
12
IO14
13
IO12
14
GN
D15
IO23
16
IO22
17
TX18
RX
19
IO21
20
NC
21
IO19
22
IO18
23
IO5
24
IO17
25
IO16
26
IO4
27
IO0
28
ES
P2
ES
P32
13
FLS
FLAS
H
FL10k
13
RS
T
RE
SE
T
EN
10k
1
2
3
G TX
RX
3PIN
S
RLS
1kSTATU
SLE
D
6101 53 42
TR2
TRA
FO
AK
CE B
VC
C
235 6 7 8
FOD
3180-1
6N136
6101 53 42
TR1
TRA
FO
CF1
0.1uF
RD
1
330
AK
CE B
VC
C
235 6 7 8
FOD
3180-2
6N136
CF2
0.1uF
RD
2
330
CF2E
1uF
CF1E
1uF
124 3
SR
2
SO
UR
CE
3V3
1 2
~
TBLO
CK
-I2
IE2.5m
D1
20ETS
12AFP
D4
20ETS
12AFP
D2
20ETS
12AFP
D3
20ETS
12AFP
I-P1.
1
RQ
1L
10
RQ
2L
10
Q1
IRF3305
Q2
IRF3305
RQ
1H850k
RQ
2H850k
124 3
SR
3
SO
UR
CE
3V3
DS
1
20ETS
12AFP
DS
2
20ETS
12AFP
1 2
CA
RG
A
TBLO
CK
-I2
RD
H420k
RD
L1k
CP
12,2u
CP
22,2u
C3
100p
C1
100p
C2
100p
C4
100p
DS
420E
TS12A
FP
DS
520E
TS12A
FP
L11mH
C9
100p
C10
100p
C11
100p
C12
100p
DS
620E
TS12A
FP
DS
720E
TS12A
FP
L21mH
CS
1100p
CS
2100p
13
UP
FLAS
H
RU
P10k
13
DO
WN
FLAS
H
RD
W10k
CF3
1uF
R1
1k10%LE
D
R2
1k20%LE
D
R4
1k40%LE
D
R5
1k50%LE
D
R3
1k5%LED