Desenvolvimento de Sistemas de Electrónica de Potência de ...intranet.dei.uminho.pt/gdmi/galeria/temas/pdf/A40508.pdf · desenvolvidos para o sistema de controlo, que vão desde

Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho

Desenvolvimento de um Controlador para

Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo

Axial

Tese de Mestrado

Ciclo de Estudos Integrados Conducentes ao

Grau de Mestre em Engenharia Eletrónica Industrial e Computadores

Trabalho realizado sob orientação do

Professor Doutor João Luiz Afonso

Dezembro de 2012

DECLARAÇÃO

Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho

Endereço eletrónico: [email protected] Telemóvel: 968918344

Número do Bilhete de Identidade: 12321374

Título dissertação / tese

Desenvolvimento de um Controlador para

Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo

Axial

Orientador:

Professor Doutor João Luíz Afonso

Ano de Conclusão: 2012

Mestrado Integrado em Engenharia Eletrónica Industrial e Computadores

É AUTORIZADA A REPRODUÇÃO INTEGRAL DESTA TESE/TRABALHO APENAS PARA

EFEITOS DE INVESTIGAÇÃO, MEDIANTE DECLARAÇÃO ESCRITA DO INTERESSADO,

QUE A TAL SE COMPROMETE;

Universidade do Minho, ____/____/______

Assinatura: __________________________________________________________________

mailto:[email protected]

Aos meus Pais e namorada

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial iii Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Agradecimentos

Desejo agradecer ao meu orientador Professor Doutor João Luiz Afonso pela

disponibilidade, cooperação e incentivo, bem como, pelo incutir de responsabilidade e

profissionalismo, durante a realização da Dissertação de Mestrado.

Aos Investigadores do Laboratório de Eletrónica de Potência da Universidade do

Minho, Gabriel Pinto, Hélder Carneiro, Henrique Gonçalves, Vítor Monteiro, Delfim

Pedrosa e Bruno Exposto, e aos colegas alunos presentes no mesmo laboratório, André

Nogueira, Romeu Ribeiro, Rui Moreira, Ângelo, Nuno e Raúl pela ajuda e

disponibilidade, pelas críticas e sugestões dadas ao longo da dissertação. A todos os

mencionados, um grande obrigado!

Ao Professor Jorge Martins e ao Investigador Francisco Brito do Departamento

de Mecânica da Universidade do Minho pela disponibilidade e apoio na compra do

material necessário à realização deste projeto de Mestrado.

Aos meus pais José Manuel e Joaquina, pelo apoio e esforço prestado, durante o

meu percurso académico.

À minha namorada Cristiana, pelo incentivo e apoio incansável, nunca

duvidando das minhas capacidades. Obrigado por tudo!

Por último, a todas as pessoas não mencionadas, que ajudaram diretamente e

indiretamente na elaboração desta dissertação.

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial v Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Resumo

Com o aumento do aquecimento global, devido aos gases de efeito de estufa, e

com o aumento da pressão exercida pelas instituições governamentais para reduzir esse

efeito, os veículos elétricos apresentam-se como uma solução promissora e alternativa

aos veículos a combustão, visto que são uns dos maiores emissores de dióxido de

carbono para a atmosfera.

Esta Dissertação de Mestrado descreve o desenvolvimento dos sistemas de

eletrónica de potência constituintes de um veículo elétrico.

Numa fase inicial, são descritos os tipos de veículos elétricos (VE) existem no

mercado, bem como as principais tecnologias implementadas nos VE, como por

exemplo, os tipos de motores elétricos utilizados na tração, os principais acumuladores

de energia, bem como os sistemas de controlo necessários para um correto

funcionamento dos VE.

Numa segunda fase, são descritas as tecnologias escolhidas e desenvolvidas para

um VE no âmbito desta Dissertação de Mestrado. É apresentado o motor de fluxo axial

escolhido, bem como as principais topologias existentes deste tipo de motor. São ainda

descritas as simulações computacionais do sistema de controlo implementado. Além

disso são descritos os componentes escolhidos para o conversor de potência e placas

desenvolvidos para o sistema de controlo, que vão desde as placas de comando,

interface e condicionamento de sinal, até aos sensores e microcontrolador escolhidos.

Por fim, são apresentados os resultados experimentais obtidos no ensaio do

motor síncrono com um controlador comercial, no ensaio do controlador desenvolvido

em malha aberta, e no ensaio de um motor de indução com o controlador desenvolvido.

Optou-se por testar o controlador desenvolvido com um motor de indução devido à falta

de tempo e à complexidade do controlo do motor síncrono de fluxo axial.

Este projeto de mestrado foi desenvolvido em parceria com o Departamento de

Engenharia Mecânica da Universidade do Minho, no âmbito da prova Shell Eco-

Marathon.

Palavras-Chave: Veículos Elétricos, Veículos Híbridos, Veículos a Célula de

Combustível, Motores Elétricos, Motores de Fluxo Axial, Controlo de Motores de

Fluxo Axial, Supercondensadores, Baterias.

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial vii Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Abstract

With the increase of global warming, due to the greenhouse gases, and with

increasing pressure exercised by the governmental institutions to reduce that effect, the

electric vehicles presents as a promise and alternative solution to internal combustion

vehicles, since they are one of the largest emitters of carbon dioxide to the atmosphere.

This Master Thesis describes the development of systems for electronic power

components of an electric vehicle.

Initially, are described the types of electric vehicles (EVs) available in the

market, as well as key technologies implemented in EVs, such as the types of electric

motors used in traction, the main energy accumulators and control systems required for

correct operation of EVs.

In the second phase, are describe the technologies chosen and developed for a

VE under this Master Thesis. Is displayed the chosen axial flow electric motor and the

existing main topologies of this type of motor. Are also described computer simulations

of the implemented control system. Also described are the components chosen for the

power converter and plates, developed for the monitoring system, ranging plates

command, interface and signal conditioning, to the sensors and microcontroller chosen.

Finally, are shown experimental results for testing the synchronous motor with a

commercial driver, the test of the developed driver in open loop, and the test of an

induction motor with the developed driver. We chose to test the controller powered by

an induction motor due to lack of time and complexity of the axial flow synchronous

motor control.

This master project was developed in partnership with the department of

mechanics, University of Minho, in the ambit of prove Shell Eco-Marathon.

Keyword: Electric Vehicle, Hybrid Vehicle, Fuel Cells Vehicle, Electric Motors, Axial

Flux Motors, Control of Axial Flux Motors, Supercapacitors, Batteries.

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial ix Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Lista de Siglas e Acrónimos

AC Alternating Current

ADC Analog to Digital Converter

AFIR Axial Flux Internal Rotor

AFM Axial Flux Motor

AFPM Axial Flux Permanent Magnet

AMPOP Amplificador Operacional

CA Corrente Alternada

CAN Controller Area Network

CC Corrente Contínua

CPU Central Processing Unit

CSI Current Source Inverter

DC Direct Current

DMA Direct Memory Access

DSC Digital Signal Controller

EDLC Electrochemical Double Layer Capacitor

EFC Electrochemical Flow Capacitor

EOC End of Conversion

FP Fator de Potência

GPIO General-Purpose Input/Output

HRPWM High-Resolution Pulse With Modulator

IGBT Isolated Gate Bipolar Transistor

IPM Intelligent Power Module

JTAG Joint Test Action Group

Li-Ion Iões de Lítio

Li-Po Lítio – Polímero

LiFePO4 Fosfato de Lítio – Ferro

LiCoO2 Óxido de Lítio – Cobalto

LiMnPO4 Fosfato de Lítio – Manganês

MCI Motor de Combustão Interna

ME Motor Elétrico

Ni-Cd Níquel – Cádmio

Ni-MH Níquel – Hidreto Metálico

Pb-Ac Chumbo – Ácido

Lista de Siglas e Acrónimos

x Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial

Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

PMSM Permanent Magnet Synchronous Motors

PWM Pulse With Modulator

PLL Phase-Locked Loop

RAM Random Access Memory

RFM Radial Flux Motor

RFPM Radial Flux Permanent Magnet

RMS Root Mean Square

ROM Read Only Memory

SARAM Single-Access RAM

SCI Serial Communications Interface

SOC Start of Conversion

USB Universal Serial Bus

VE Veículos Elétricos

VECC Veículos Elétricos a Células de Combustível

VEH Veículos Elétricos Híbridos

VEP Veículos Elétricos Puros

VSI Voltage Source Inverter

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial xi Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Índice

Agradecimentos .........................................................................................................................................iii

Resumo ........................................................................................................................................................ v

Abstract ..................................................................................................................................................... vii

Lista de Siglas e Acrónimos ...................................................................................................................... ix

Índice de Figuras .....................................................................................................................................xiii

Índice de Tabelas .................................................................................................................................... xvii

CAPÍTULO 1 Introdução ................................................................................................................ 1

1.1. Identificação do Problema ........................................................................................................... 1 1.2. Enquadramento ............................................................................................................................ 4 1.3. Motivações .................................................................................................................................. 4 1.4. Objetivos ..................................................................................................................................... 5 1.5. Organização da Dissertação ......................................................................................................... 5

CAPÍTULO 2 Tecnologias dos Veículos Elétricos ......................................................................... 7

2.1. Introdução .................................................................................................................................... 7 2.2. Tipos de Veículos Elétricos ......................................................................................................... 7

2.2.1. Veículo Elétrico Puro (VEP) ............................................................................................... 7 2.2.2. Veículo Elétrico Híbrido (VEH) ....................................................................................... 10 2.2.3. Veículo Elétrico a Células de Combustível (VECC) ........................................................ 14

2.3. Motores Elétricos de Fluxo Radial ............................................................................................ 17 2.3.1. Motor de Corrente Contínua (CC) .................................................................................... 18 2.3.2. Motor de Relutância Comutado ........................................................................................ 25 2.3.3. Motor Síncrono ................................................................................................................. 26 2.3.4. Motor Assíncrono ou de Indução ...................................................................................... 30 2.3.5. Conclusões sobre Motores Elétricos ................................................................................. 32

2.4. Elementos Armazenadores de Energia ...................................................................................... 33 2.4.1. Supercondensadores .......................................................................................................... 33 2.4.2. Baterias ............................................................................................................................. 37 2.4.3. Supercondensadores versus Baterias ................................................................................. 49 2.4.4. Conclusões sobre Elementos Armazenadores ................................................................... 50

2.5. Conversores de Potência ............................................................................................................ 50 2.5.1. Inversores Fonte de Tensão ............................................................................................... 51 2.5.2. Técnicas de Controlo PWM .............................................................................................. 53

CAPÍTULO 3 Motores Elétricos de Fluxo Axial ......................................................................... 57

3.1. Introdução .................................................................................................................................. 57 3.2. Motores Elétricos de Fluxo Axial vs. Fluxo Radial ................................................................... 58 3.3. Tipos de Motores de Fluxo Axial .............................................................................................. 58 3.4. Transformadas de Clarke e Park ................................................................................................ 64 3.5. Conclusão .................................................................................................................................. 66

Índice

xii Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial


CAPÍTULO 4 Simulação do Controlador para o Motor Elétrico .............................................. 67

4.1. Introdução .................................................................................................................................. 67 4.2. Simulação do Conversor de Potência CC-CA ........................................................................... 68

4.2.1. Simulação do Conversor de Potência CC-CA em Vazio .................................................. 68 4.2.2. Simulação do Conversor de Potência CC-CA com Carga RL .......................................... 69

4.3. Simulação do Algoritmo de Controlo do Motor Síncrono ......................................................... 70 4.3.1. Simulação do Motor Síncrono em Vazio .......................................................................... 71 4.3.2. Simulação do Motor Síncrono em Carga .......................................................................... 72

4.4. Conclusão .................................................................................................................................. 73

CAPÍTULO 5 Implementação do Controlador para o Motor Elétrico ..................................... 75

5.1. Introdução .................................................................................................................................. 75 5.2. Circuito de Potência .................................................................................................................. 77

5.2.1. Motor Elétrico de Fluxo Axial .......................................................................................... 77 5.2.2. Conversor de Potência....................................................................................................... 79

5.3. Circuito de Controlo .................................................................................................................. 83 5.3.1. Placa de Comando ............................................................................................................. 84 5.3.2. Placa de Interface .............................................................................................................. 85 5.3.3. DSC/Microcontrolador ...................................................................................................... 86 5.3.4. Sensor de Posição .............................................................................................................. 92 5.3.5. Placa de Condicionamento de Sinal .................................................................................. 93

CAPÍTULO 6 Resultados Experimentais ..................................................................................... 99

6.1. Introdução .................................................................................................................................. 99 6.2. Ensaio do Motor Síncrono com o Controlador ACD4805 ......................................................... 99

6.2.1. Ensaio do Motor Síncrono em Vazio .............................................................................. 100 6.2.2. Ensaio do Motor Síncrono com Carga ............................................................................ 101

6.3. Ensaio do Controlador Desenvolvido com Cargas Lineares ................................................... 104 6.3.1. Ensaio do Controlador Desenvolvido em Vazio ............................................................. 104 6.3.2. Ensaio do Controlador Desenvolvido com Carga Resistiva ............................................ 105 6.3.3. Ensaio do Controlador Desenvolvido com Carga RL ..................................................... 105

6.4. Ensaio do Controlador Desenvolvido com um Motor de Indução ........................................... 106 6.4.1. Ensaio do Motor de Indução em Vazio ........................................................................... 106

6.5. Conclusão ................................................................................................................................ 108

CAPÍTULO 7 Conclusões e Sugestões de Trabalhos Futuros .................................................. 111

7.1. Conclusões ............................................................................................................................... 111 7.2. Sugestão de Trabalho Futuro ................................................................................................... 112

Referências .............................................................................................................................................. 113

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial xiii Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Índice de Figuras

Figura 1.1 - Tesla Roadster [1]. .................................................................................................................... 1

Figura 1.2 – Configuração do sistema elétrico e mecânico do BMW ActiveHybrid 7 [3]............................ 2

Figura 1.3 - Carregamento por indução de um carro elétrico [6]. ................................................................ 3

Figura 2.1 - Esquema simplificado do sistema do veículo elétrico puro. ..................................................... 8

Figura 2.2 - Tipo de configurações para veículos totalmente elétricos: (a) VE com embraiagem,

caixa de velocidades e diferencial; (b) VE com caixa redutora e diferencial; (c) VE apenas

com diferencial. .................................................................................................................................... 8

Figura 2.3 - Nissan Leaf [8]. ......................................................................................................................... 9

Figura 2.4 - Tipo de configurações para veículos totalmente elétricos com o motor aplicado a cada

roda de tração: (a) ME acoplado ao eixo da roda através da caixa redutora; (b) ME acoplado

diretamente ao eixo da roda; (c) ME incorporado na roda. .................................................................. 9

Figura 2.5 - SIM-LEI [10]. ............................................................................................................................ 9

Figura 2.6 - Mitsubishi i-MIEV Sport Air [11]. .......................................................................................... 10

Figura 2.7 - Esquema simplificado do sistema de um veículo híbrido série. ............................................. 11

Figura 2.8 - Chevrolet Volt [15]. ................................................................................................................ 11

Figura 2.9 - Esquema simplificado do sistema de um veículo híbrido paralelo. ........................................ 12

Figura 2.10 - Honda Insight [16]. ............................................................................................................... 12

Figura 2.11 - Esquema simplificado do sistema de um veículo híbrido combinado. ................................. 13

Figura 2.12 - Toyota Prius [17]. ................................................................................................................. 13

Figura 2.13 - Célula de combustível utilizada pela NASA [18]. ................................................................ 14

Figura 2.14 - Mercedes-Benz Classe B movido a células de combustível [19]. ......................................... 15

Figura 2.15 - Esquema simplificado do sistema de um veículo a células de combustível. ......................... 15

Figura 2.16 - Esquema do funcionamento da célula de combustível [20]. ................................................. 15

Figura 2.17 - Diagrama dos motores de corrente contínua (CC) consoante o tipo de excitação. ............... 17

Figura 2.18 - Diagrama dos tipos de motores de excitação de corrente alternada (CA). ............................ 18

Figura 2.19 - Estator (parte fixa) e rotor (parte móvel) do motor CC [21]. ................................................ 18

Figura 2.20 - Rotor do motor CC com coletor, enrolamentos da armadura e seu núcleo [23]. .................. 19

Figura 2.21 - Princípio de funcionamento do motor CC [24]. .................................................................... 19

Figura 2.22 - Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação independente: (a) Funcionando

como motor; (b) Funcionando como gerador; .................................................................................... 21

Figura 2.23 - Gráfico da relação binário/velocidade do motor CC de Excitação Independente’. ............... 21

Figura 2.24 - Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação paralela: (a) Funcionando como

motor; (b) Funcionando como gerador. .............................................................................................. 22

Figura 2.25 - Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação série: (a) - Funcionando como

motor, (b) - Funcionando como gerador. ............................................................................................ 22

Figura 2.26 - Gráfico da relação binário/velocidade do motor CC de ‘excitação série’. ............................ 23

Figura 2.27- Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação composta: (a) Funcionando

como motor; (b) Funcionando como gerador. .................................................................................... 23

Figura 2.28 - Gráfico da relação entre o binário e a velocidade do motor CC de ‘excitação

composta’. .......................................................................................................................................... 24

Figura 2.29 – Estator e Rotor do motor síncrono de relutância de 12 polos no estator e 8 polos do

rotor [14]. ........................................................................................................................................... 25

Índice de Figuras

xiv Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial


Figura 2.30 - Gráfico da relação entre o binário e a velocidade do motor síncrono [26]. .......................... 26

Figura 2.31 - Representação dos campos magnéticos do estator e do rotor do motor síncrono de

dois polos [26]. ................................................................................................................................... 27

Figura 2.32 - Curva de relação entre Binário e a Ângulo de Carga aplicada ao motor síncrono,

identificando a região de trabalho e a região instável do motor síncrono. .......................................... 27

Figura 2.33 - Representação esquemática do motor síncrono trifásico de polos salientes de 4 polos. ....... 28

Figura 2.34 - Representação esquemática do motor síncrono trifásico de polos lisos de 2 polos. ............. 29

Figura 2.35 – Representação esquemática do PMSM de: (a) Ímanes superficiais ou polos lisos; (b)

Ímanes internos ou polos salientes [28]. ............................................................................................. 30

Figura 2.36 - Rotor bobinado do motor de indução [30]. ........................................................................... 31

Figura 2.37 - (a) Esquemático do rotor gaiola de esquilo; (b) Rotor gaiola de esquilo [31]. ..................... 32

Figura 2.38 - Vários modelos de supercondensadores Boostcap [33]. ....................................................... 34

Figura 2.39 - Estrutura interna dos supercondensadores de dupla camada [35]. ........................................ 34

Figura 2.40 - Tipos de condensadores existentes [34]. ............................................................................... 35

Figura 2.41 - Supercondensador Híbrido da marca chinesa Liyuan [37]. ................................................... 36

Figura 2.42 - Bateria convencional de Chumbo-Ácido [40]....................................................................... 39

Figura 2.43 - Constituição interna da bateria de Chumbo-Ácido [41]........................................................ 39

Figura 2.44 - Bateria de iões de lítio da VARTA [44]. ................................................................................ 43

Figura 2.45 - Bateria de Lítio-Polímero [46]. ............................................................................................. 45

Figura 2.46 - Hyundai Sonata Hybrid 2011 [47]. ....................................................................................... 46

Figura 2.47 - Veículo elétrico Aptera da empresa Aptera Motors [49]. ..................................................... 47

Figura 2.48 - Densidade de energia e potência dos elementos armazenadores de energia [34]. ................ 49

Figura 2.49 - VSI meia-ponte monofásico [50]. ......................................................................................... 52

Figura 2.50 - VSI monofásico ponte-completa [50]. .................................................................................. 52

Figura 2.51 - VSI trifásico com carga em estrela [50]. ............................................................................... 53

Figura 2.52 - Estado de condução das fases e formas de onda de fase e linha da carga trifásica [50]........ 53

Figura 2.53 – Formas de onda da técnica PWM Sinusoidal trifásica [51]. ................................................. 55

Figura 2.54 – (a) Controlo de corrente por histerese do VSI; (b) Características da função histerese

do controlador de corrente da fase A [50]. .......................................................................................... 56

Figura 3.1 - Topologias do motor: (a) RFM; (b) AFM [52]. ...................................................................... 58

Figura 3.2 - Diagrama dos diferentes tipos de motores de fluxo axial. ...................................................... 59

Figura 3.3 - Formas de onda da corrente dos motores AFPM: (a) Do motor brushless DC, (b) Do

motor síncrono de ímanes permanentes [52]. ..................................................................................... 59

Figura 3.4 - Diagrama dos diferentes tipos de motores AFPM. ................................................................. 60

Figura 3.5 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração single-sided: (a) Estator

slotless; (b) Estator slotted. ................................................................................................................. 61

Figura 3.6 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração double-sided estator interno

slotted: (a) NS TORUS-S; (b) NN TORUS-S. ................................................................................... 62

Figura 3.7 - Topologia e direção do fluxo magnético da configuração double-sided estator interno

slotless: (a) NS TORUS-NS; (b) NN TORUS-NS. ............................................................................ 62

Figura 3.8 - Estrutura interna do motor elétrico TORUS-NS [52]. ............................................................ 63

Figura 3.9 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração double sided rotor interior:

(a) AFIR-S; (b) AFIR-NS. .................................................................................................................. 63

Figura 3.10 - Estrutura interna do motor elétrico AFIR-NS [52]. .............................................................. 63

Figura 3.11 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração multi-stage de quatro

rotores e três estatores slotless. ........................................................................................................... 64

Índice de Figuras

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial xv Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Figura 3.12 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração multi-stage de quatro

rotores e três estatores slotted. ............................................................................................................ 64

Figura 3.13 - Eixos dos enrolamentos estacionários e rotacionais dq de um motor AFPM de dois

polos [52]. ........................................................................................................................................... 65

Figura 4.1 - Ambiente gráfico do software de simulação PSIM. ................................................................ 67

Figura 4.2 - Conversor de Potência em vazio simulado no PSIM. ............................................................. 68

Figura 4.3 - Tensões de saída do Conversor de Potência trifásico. ............................................................ 68

Figura 4.4 - Filtros passa-baixo das tensões implementados nas simulações com e sem carga. ................ 69

Figura 4.5 - Conversor de potência CC-CA com carga RL simulado no PSIM. ........................................ 69

Figura 4.6 - Tensões e correntes de fase do Conversor de Potência trifásico simulado com carga

RL em estrela...................................................................................................................................... 69

Figura 4.7 - Algoritmo de controlo do motor síncrono trifásico simulado no PSIM. ................................. 70

Figura 4.8 - Circuito de Potência implementado na simulação do Motor Síncrono no PSIM. ................... 70

Figura 4.9 - Velocidade angular do motor síncrono simulado em vazio, para duas velocidades de

referência. ........................................................................................................................................... 71

Figura 4.10 - Tensões simples aplicadas ao motor síncrono simulado em vazio, para duas

velocidades de referência. .................................................................................................................. 71

Figura 4.11 - Correntes de linha consumidas pelo motor síncrono simulado em vazio, para duas


Figura 4.12 - Velocidade angular do motor síncrono simulado em carga, para duas velocidades de

referência. ........................................................................................................................................... 72

Figura 4.13 - Tensões simples filtradas aplicadas ao motor síncrono simulado em carga, para duas


Figura 4.14 - Correntes de linha consumidas pelo motor síncrono simulado em carga, para duas


Figura 5.1 - Bancada de ensaio do controlador eletrónico desenvolvido para acionamento de

motores. .............................................................................................................................................. 75

Figura 5.2 - Esquema de ligações do sistema eletrónico implementado. ................................................... 76

Figura 5.3 - Motor Pra230 acoplado diretamente numa roda [54]. ............................................................ 77

Figura 5.4 - Forma de ondas das tensões (azul) e correntes (verde) para o cálculo das indutâncias

Ld e Lq. ................................................................................................................................................ 79

Figura 5.5 - Conversor de Potência trifásico implementado....................................................................... 80

Figura 5.6 - Módulo IGBT SKM100GB176D da Semikron e seu esquemático [56]. ................................. 80

Figura 5.7 - Driver Skyper 32Pro R da Semikron [58]. .............................................................................. 81

Figura 5.8 - Board 1 Skyper 32Pro R da Semikron. ................................................................................... 82

Figura 5.9 – Condensador com função de snubber da EPCOS de 1 µF, 1000 V [60]. ............................... 83

Figura 5.10 - Circuito de Controlo implementado. ..................................................................................... 84

Figura 5.11 - Placa de Comando. ............................................................................................................... 84

Figura 5.12 - Placa de Interface.................................................................................................................. 85

Figura 5.13 - Esquema elétrico do circuito de conversão da tensão dos erros............................................ 86

Figura 5.14 - Esquema elétrico do circuito de conversão dos sinais Enable e Reset. ................................. 86

Figura 5.15 - Esquema elétrico do circuito redutor dos sensores do motor. ............................................... 86

Figura 5.16 - ControlCard do Kit Experimentador TMS320F28335 [63]. ................................................. 87

Figura 5.17 - Kit Experimentador TMS320F28335 [63]. ........................................................................... 88

Figura 5.18 - Diagrama de blocos funcional do DSC TMS320F28335 [62]. ............................................. 88

Figura 5.19 - Ambiente gráfico do CCSv4. ................................................................................................ 89

Índice de Figuras

xvi Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial


Figura 5.20 - Fluxograma de nível 1 do algoritmo de controlo do motor síncrono. ................................... 90

Figura 5.21 - Sinais de controlo configurados no módulo ePWM do microcontrolador, aplicados

nos 6 IGBTs do conversor de potência. .............................................................................................. 91

Figura 5.22 - Modulação dos pulsos resultante da comparação da onda triangular com a onda

sinusoidal. ........................................................................................................................................... 91

Figura 5.23 - Sensor de Posição RMB28MD e suas saídas [64]. ................................................................ 92

Figura 5.24 - Diagrama temporal (Seno/Coseno) [64]. .............................................................................. 92

Figura 5.25 - Placa de Condicionamento de Sinal. ..................................................................................... 94

Figura 5.26 - Princípio de funcionamento e construção dos sensores de efeito Hall [66]. ......................... 94

Figura 5.27 - Sensor de Tensão de efeito Hall LV25-P da LEM [67]. ........................................................ 95

Figura 5.28 - Esquema de ligações do Sensor de Tensão LV25-P. ............................................................. 95

Figura 5.29 - Sensor de Corrente de efeito Hall LA 100-P da LEM [68]. .................................................. 97

Figura 5.30 - Esquema de ligações do sensor de corrente LA 100-P. ......................................................... 97

Figura 6.1 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono em vazio, para uma

velocidade de 67 rpm. ...................................................................................................................... 100

Figura 6.2 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono em vazio: (a) Para 205 rpm;

(b) Para 494 rpm. .............................................................................................................................. 100

Figura 6.3 - Formas de onda das tensões e correntes do motor síncrono com uma carga de 10 N/m:

(a) Para 106 rpm; (b) Para 251 rpm. ................................................................................................. 101

Figura 6.4 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono com uma carga de 10 N/m,

para uma velocidade de 448 rpm. ..................................................................................................... 102



Figura 6.6 - Formas de onda das tensões e correntes do motor síncrono com uma carga de 20 N/m,




Figura 6.8 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono com uma carga de 30 N/m,


Figura 6.9 - Tensões de saída do controlador desenvolvido a operar em vazio. ....................................... 104

Figura 6.10 - (a) Tensões aplicadas a cada fase da carga resistiva; (b) Correntes consumidas por

cada fase da carga resistiva. .............................................................................................................. 105

Figura 6.11 - (a) Tensões aplicadas a cada fase da carga RL; (b) Correntes consumidas por cada

fase da carga RL. .............................................................................................................................. 105

Figura 6.12 - Motor de Indução ensaiado. ................................................................................................ 106

Figura 6.13 - Formas de onda à velocidade de 413 rpm: (a) Tensão; (b) Corrente. ................................. 107

Figura 6.14 - Formas de onda à velocidade de 900 rpm: (a) Tensão; (b) Corrente. ................................. 107

Figura 6.15 - Formas de onda à velocidade de 1413 rpm: (a) Tensão; (b) Corrente. ............................... 108

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial xvii Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

Índice de Tabelas

Tabela 1 - Principais características das células de combustível [12]. ....................................................... 16

Tabela 2 - Comparativo entre as diferentes baterias existentes no mercado atual [14],[50]. ...................... 48

Tabela 3 - Comparativo entre a Bateria de Ácido de Chumbo, o Supercondensador e o

condensador tradicional [50]. ............................................................................................................. 49

Tabela 4 - Características elétricas do motor síncrono Pra230 [55]........................................................... 78

Tabela 5 - Características elétricas do Sensor de Posição RMB28MD [64]. .............................................. 92

Tabela 6 - Características do controlador ACD4805 [69],[70]. .................................................................. 99

Tabela 7 - Características nominais do motor de indução trifásico. ......................................................... 106

Tabela 8 - Resultados obtidos do ensaio do motor síncrono em vazio com o controlador ACD4805. ..... 108

Tabela 9 - Resultados obtidos do ensaio do motor síncrono em carga com o controlador ACD4805. ..... 109

Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial 1 Paulo Ricardo Martins Pereira de Carvalho - Universidade do Minho

CAPÍTULO 1

Introdução

1.1. Identificação do Problema

Com o aumento do aquecimento global, devido ao consumo abusivo de

matérias-primas por parte do homem, como o petróleo e o carvão, e com as pressões

governamentais para a redução das emissões de dióxido de carbono para a atmosfera, é

cada vez mais viável e necessário a utilização de energias não-poluentes ou renováveis.

Atualmente, sendo o sector automóvel uma das maiores fontes de poluição

ambiental e de consumo de recursos energéticos, é necessário substituir os motores de

combustão interna por motores elétricos. Advindo dessa necessidade, os construtores de

automóveis tem apostado fortemente nos veículos elétricos e híbridos, tendo já lançado

vários modelos, sendo alguns já capazes de competir com veículos de combustão

interna de alta performance. Um bom exemplo é o Tesla Roadster, um carro totalmente

elétrico que possuí um motor CA de indução trifásico de 4 polos com 248 cv (380 Nm),

e uma eficiência média de 92%. Com uma aceleração de 3,7 segundos dos 0 aos

100 km/h, e velocidade máxima limitada de 210 km/h, possui em média uma autonomia

combinada de 365 km. As baterias são de iões de lítio com 6831 células, e demoram

menos de 4 horas para se carregarem totalmente desde vazio, a partir de uma tomada

monofásico de 208-240 V e potência máxima de 16,8 kW [1].

Figura 1.1 - Tesla Roadster [1].

Nos veículos híbridos, um dos modelos mais recentes e modernos é o BMW

ActiveHybrid 7, que está equipado com um motor de combustão interna twin-turbo V8

de 4,4 litros da BMW, e com um motor elétrico síncrono trifásico de 20 cv de potência e

210 Nm de binário máximo. Os dois motores debitam uma potência total de 455 cv e

Capítulo 1 – Introdução

2 Desenvolvimento de um Controlador para Acionamento de um Motor Trifásico de Fluxo Axial


700 Nm de binário. ActiveHybrid 7 demora 4,8 segundos dos zero aos 100 km/h e

atinge uma velocidade máxima limitada de 240 km/h, com uma transmissão automática

de 8 velocidades. Este BMW apresenta uma redução de consumo de combustível de

15% em comparação com o BMW 750i. Em relação ao sistema de armazenamento de

energia, possuí uma bateria de baterias de iões de lítio de 35 células, que perfazem no

total uma tensão de 120 V e uma capacidade de 6,7 Ah. Esta bateria além de fornecer

energia para o motor elétrico, também alimenta o sistema de ar condicionado e o motor

de arranque do motor combustão. Todos os outros componentes elétricos são

alimentados por uma bateria convencional de 12 V. Tanto o conjunto de 120 V, como a

bateria de 12 V, são carregados através da travagem regenerativa [2],[3].

Figura 1.2 – Configuração do sistema elétrico e mecânico do BMW ActiveHybrid 7 [3].

O ActiveHybrid 7 está também equipado com um sistemas de Start/Stop, que

evita que o motor de combustão consuma combustível quando o carro se encontra

parado, não desligando com isso, os outros sistemas que são alimentados pelas baterias

[2],[3].

Embora nos últimos anos tenha havido uma forte aposta na evolução dos

veículos elétricos por parte dos grandes construtores de automóveis, a passagem dos

veículos movidos a motores térmicos para os veículos totalmente elétricos ainda está

longe, devido em muito, ao elevado tempo de carregamento das baterias e à sua baixa

autonomia. A quase inexistência de infraestruturas de abastecimento também não ajuda

a adesão aos veículos elétricos.

Embora o tempo de carregamento total das baterias dos carros elétricos

atualmente existentes, seja ainda muito longo para as necessidades do quotidiano,

demorando em média cerca de 4 a 6 horas, outros carros como por exemplo, o modelo

‘S18 EV’ da construtora chinesa Chery, ou o Nissan EV-02, têm a vantagem de

1- Motor a gasolina V8 BMW, de alta

eficiência;

2- Motor Elétrico (15 kW/210 Nm);

3- Transmissão automática de 8

velocidades;

4- Conversor de Potência (120 V);

5- Baterias de Iões de Lítio (800 Wh)



possuírem um sistema de carregamento rápido a partir de uma tomada de 480 V de

corrente contínua, que permite carregar quase totalmente as suas baterias, (até cerca de

80% da carga máxima), em aproximadamente 30 minutos [4]. Existe ainda o R1e, um

protótipo da Subaru que consegue carregar 80% das suas baterias nuns impressionantes

8 minutos, em modo de carregamento rápido. Este carro tem ainda a vantagem de as

suas baterias não possuírem “efeito memória”, isto é, não viciam, o que faz com que o

seu tempo útil de vida aumente.

Com vista a reduzir os tempos de carregamento, algumas empresas, como por

exemplo a Siemens, estão a apostar fortemente no desenvolvimento da tecnologia de

carregamento das baterias, bem como, em infraestruturas de redes elétricas que sejam

capazes de abastecer rapidamente e em segurança todos os carros elétricos, o que se

prevê que seja um desafio, devido ao fluxo de grandes quantidades de energia. Uma

outra vantagem que a Siemens pretende implementar, é a possibilidade de os carros

elétricos ou híbridos “Plug-in” devolverem energia à rede elétrica em alturas de carga

elevada, a partir das suas baterias totalmente carregadas, visto que, a grande maioria dos

automóveis dos países industrializados, encontram-se imobilizados durante longos

períodos de tempo [5].

A pensar na segurança, rapidez e comodidade nos carregamentos das baterias

dos veículos elétricos, algumas empresas estudam a possibilidade de instalar nas

infraestruturas de distribuição de energia elétrica, ou mesmo em casa de particulares,

um sistema de carregamento de baterias por indução.

Figura 1.3 - Carregamento por indução de um carro elétrico [6].

Este sistema não é novo, apenas é inovador, na medida que nunca se fez nada

parecido num veículo, já que este sistema de indução é utilizado nos transformadores, e

mais recentemente nos carregamentos de telemóveis.




Alguns fabricantes de baterias, em parceria com as empresas de automóveis,

sabendo que, o futuro dos carros elétricos vai passar em muito por o que se conseguir

fazer em relação ao aumento da capacidade das baterias, têm-se dedicado fortemente a

melhorar esse aspeto. Como consequência dessas parcerias, foram desenvolvidas

recentemente novas baterias laminadas de iões de lítio, que fornecem o dobro da energia

das baterias de iões de lítio comuns, tendo ainda metade do seu tamanho e peso. Estas

características permitem aumentar a autonomia do veículo para o dobro, o que se traduz

num avanço significativo para a consolidação dos veículos totalmente elétricos como

solução viável e alternativa aos veículos movidos por motores de combustão interna.

Num futuro próximo, a passagem dos veículos de combustão interna para os

veículos totalmente elétricos vai passar por melhorias e avanços que se faça nos

sistemas de armazenamento de energia e nos sistemas eletrónicos dos veículos híbridos.

1.2. Enquadramento

Este projeto enquadra-se no âmbito da dissertação do 5º ano, necessária para a

conclusão do Mestrado Integrado em Engenharia Eletrónica Industrial e Computadores,

da Universidade do Minho.

Este projeto está integrado num veículo com conceção urbana, movido a

tecnologia híbrida, que está a ser desenvolvido em parceria com o Departamento de

Engenharia Mecânica da Universidade do Minho, para poder participar na prova “Shell

Eco-Marthon Season”, que se realiza na pista “Eurospeedway” em Lausitz, Alemanha.

Esta Dissertação de Mestrado, pretende estudar e desenvolver os sistemas de

Eletrónica de Potência de um veículo elétrico, dando continuidade a uma linha de

investigação na área dos veículos elétricos iniciada pelo grupo GEPE-UM (Grupo de

Eletrónica de Potência e Energia da Universidade do Minho).

1.3. Motivações

A principal motivação desta Dissertação de Mestrado é a possibilidade de

aumentar os conhecimentos na área dos veículos elétricos, e pô-los em prática, através

da construção dos seus sistemas de Eletrónica de Potência.

Este projeto permite também, por em prática a grande parte dos conhecimentos e

capacidades adquiridas ao longo do meu percurso académico.

Esta Dissertação de Mestrado trás ainda a motivação adicional de trabalhar numa

área que se preocupa com a vertente ambiental, numa altura em que tanto se fala no

aquecimento global do planeta.



1.4. Objetivos

O principal objetivo deste trabalho, é o desenvolvimento dos sistemas de

eletrónica de potência necessários à tração de um veículo elétrico, tais como, o sistema

de controlo e o conversor de potência. Para tal, os objetivos seguintes devem ser

cumpridos:

Estudar os sistemas de Eletrónica de Potência para veículos elétricos, com

recurso, primeiro a pesquisa bibliográfica, e depois através da realização de

simulações computacionais;

Projetar, dimensionar e implementar o Conversor de Potência Trifásico CC-CA,

para o sistema de tração;

Estudar e desenvolver a programação do Sistema de Controlo em

DSP/microcontrolador;

Desenhar e implementar placas de sensorização e condicionamento de sinal,

supervisão e proteção para o sistema de controlo;

Realizar testes do Controlador Eletrónico desenvolvido para o veículo elétrico.

1.5. Organização da Dissertação

Esta dissertação está organizada em sete capítulos.

No Capítulo 1, denominado “Introdução”, é feita a identificação do problema,

bem como o seu enquadramento. São ainda apresentadas as principais motivações e

objetivos para a realização desta Dissertação de Mestrado.

No Capítulo 2, denominado “Tecnologias dos Veículos Elétricos”, é descrito o

“estado da arte” dos principais componentes constituintes dos veículos elétricos. Nele

são descritas as principais configurações dos sistemas de propulsão dos Veículos

Elétricos (VE), bem como os vários tipos de motores elétricos disponíveis para tração, e

elementos armazenadores de energia, que melhor satisfazem as necessidades e

exigências deste tipo de veículo. Nele, são ainda apresentadas algumas configurações

dos conversores de potência, implementados no sistema de controlo de tração, bem

como algumas técnicas de controlo PWM.

No Capítulo 3, denominado “Motores Elétricos de Fluxo Axial”, é dado um

destaque especial aos motores de fluxo axial, sendo abordas as diferentes topologias

destes motores, bem como a comparação com os motores elétricos de fluxo radial.

No Capítulo 4, denominado “Simulação do Controlador do Motor Elétrico”, são

apresentados e comentados os resultados das simulações computacionais obtidos com




programa PSIM, com o Conversor de Potência e Algoritmo de Controlo implementados,

no Controlador Eletrónico desenvolvido.

No Capítulo 5, denominado “Implementação do Controlador do Motor Elétrico”,

são descritos os componentes e placas implementadas para o controlador desenvolvido

para o acionar um motor elétrico, composto pelo Circuito de Potência e pelo Circuito de

Controlo.

No Capítulo 6, denominado “Resultados Experimentais”, são apresentados os

resultados experimentais obtidos no ensaio do Motor Síncrono Double-Sided com o seu

controlador (adquirido ao fabricante do motor), no ensaio do Motor de Indução com o

controlador desenvolvido. O controlador desenvolvido também é ensaiado em malha

aberta, de forma a ser validado.

No Capítulo 7, denominado “Conclusões e Sugestões de Trabalho Futuro”, são

descritas todas as conclusões tiradas da realização desta dissertação, e são elaboradas

algumas sugestões de melhorias do projeto, que possam vir a ser aplicadas no futuro.


CAPÍTULO 2

Tecnologias dos Veículos Elétricos

2.1. Introdução

Neste capítulo, são abordadas as principais tecnologias que compõem os

veículos elétricos atuais.

Em primeiro, são descritos os tipos veículos elétricos existentes no mercado,

bem como, as principais configurações dos seus sistemas de propulsão. Os tipos de

motores elétricos de fluxo radial mais utilizados, bem como, as suas vantagens e

desvantagens, são também discutidos. Em seguida, são apresentados os principais

elementos armazenadores de energia elétrica com mais capacidade de armazenamento,

utilizados nos veículos elétricos, e suas principais características.

Por fim, são abordados os diferentes tipos de conversores de potência,

implementados nos controladores eletrónicos, que compõem o sistema de propulsão dos

veículos elétricos, e suas técnicas de controlo.

2.2. Tipos de Veículos Elétricos

Atualmente, existem três tipos de veículos elétricos, os veículos totalmente

elétricos ou elétricos Puros (VEP), os veículos elétricos híbridos (VEH) e os veículos

elétricos a células de combustível (VECC). Estes veículos elétricos, distinguem-se pelo

tipo de energia armazenada que vai alimentar o sistema de propulsão elétrico. No caso

dos VEH, possuem dois ou mais tipos de sistemas de armazenamento de energia. A

seguir são discutidos estes três tipos de veículos elétricos.

2.2.1. Veículo Elétrico Puro (VEP)

O veículo elétrico puro (VEP) distingue-se dos outros tipos de veículos elétricos,

por apenas possuir um sistema de armazenamento à base de baterias eletroquímicas, que

alimentam o sistema de propulsão elétrico. Na Figura 2.1, pode-se ver a configuração

simplificada do sistema de propulsão de um veículo puramente elétrico.

Capítulo 2 – Tecnologias dos Veículos Elétricos



Figura 2.1 - Esquema simplificado do sistema do veículo elétrico puro.

Dentro dos veículos puramente elétricos, existem diversas configurações

mecânicas possíveis que variam entre o tipo de motor elétrico (ME) utilizado, o tipo do

sistema de armazenamento, bem como a localização de ambos. Na Figura 2.2, são

apresentadas algumas configurações de carros puramente elétricos, que variam apenas

em relação ao tipo de motor e sua localização no carro, bem como em relação ao tipo de

transmissão utilizada.

(a)

(b) (c)

Figura 2.2 - Tipo de configurações para veículos totalmente elétricos: (a) VE com embraiagem, caixa de

velocidades e diferencial; (b) VE com caixa redutora e diferencial; (c) VE apenas com diferencial.

A primeira configuração (Figura 2.2 (a)) é muito parecida com a de um veículo

de combustão interna (VCI), pois apenas é substituído o motor de combustão interna

(MCI) por um ME, mantendo-se a embraiagem, a caixa de velocidades e o diferencial

do eixo das rodas.

Na segunda configuração (Figura 2.2 (b)), o VE apenas possui o ME, a caixa

redutora e o diferencial, dispensando a embraiagem. Um dos carros que possui essa

configuração é o Nissan Leaf, da Figura 2.3.

Outra configuração possível, é utilizar apenas o ME acoplado ao diferencial,

evitando assim as perdas mecânicas da caixa de velocidades (Figura 2.2 (c)) [7].

Motor Elétrico

Dif

Roda

Motor Elétrico

Dif

Roda

Caixa Redutora

C. Velocidades

Motor Elétrico

Embraiagem

Dif

Roda



Figura 2.3 - Nissan Leaf [8].

As configurações da Figura 2.4 têm a particularidade de possuírem um motor

aplicado a cada roda de tração. Na Figura 2.4 (a) cada motor está acoplado a uma caixa

redutora, que está ligada ao eixo da roda. Na Figura 2.4 (b), a configuração é mais

simples, pois cada motor está acoplado diretamente ao eixo da roda. Por último, na

configuração da Figura 2.4 (c) os ME estão incorporados diretamente nas rodas. Estes

motores são denominados de Motor-in-Whell.

(a)

(b) (c)

Figura 2.4 - Tipo de configurações para veículos totalmente elétricos com o motor aplicado a cada roda

de tração: (a) ME acoplado ao eixo da roda através da caixa redutora; (b) ME acoplado diretamente ao

eixo da roda; (c) ME incorporado na roda.

Um bom exemplo deste tipo de configuração é o veículo SIM-LEI da corporação

chinesa SIM-Drive, que se pode visualizar na Figura 2.5 [9].

Figura 2.5 - SIM-LEI [10].

Motor Elétrico

Motor Elétrico

Ro

da

Motor Elétrico

Motor Elétrico

Ro

da

Caixa Redutora

Caixa Redutora

Ro

da

Motor Elétrico Motor Elétrico




As configurações apresentadas anteriormente tanto podem ser aplicadas a

veículos com tração dianteira como em veículos de tração traseira ou tração integral.

Exemplo disso é o Mitsubishi i-MIEV Sport Air (Figura 2.6), que possui dois motores

(in-Wheel) nas rodas da frente, e um ME para as duas rodas de trás.

Figura 2.6 - Mitsubishi i-MIEV Sport Air [11].

Vantagens e Desvantagens dos Veículos Elétricos

As vantagens dos veículos elétricos movidos apenas com motor elétrico são

[7][12]:

Maior rendimento e mais económicos que um veículo a combustão interna;

Elevado binário de arranque e a baixas velocidades;

Baixa emissão de ruídos;

Zero emissão de gases poluentes para a atmosfera;

Permitem recuperação de energia através das travagens regenerativas e nas

descidas acentudas;

As desvantagens dos veículos elétricos movidos apenas com motor elétrico são:

Baterias caras, que contribuem para o alto preço do veículo;

Elevado peso e volume das baterias, que aumentam o peso do veículo e

consequentemente prejudicam a autonomia do veículo;

Tempo de carregamento total das baterias elevado;

Poucos postos de abastecimento elétrico;

Alto impacto ambiental das baterias, já que não se reciclam integralmente.

2.2.2. Veículo Elétrico Híbrido (VEH)

Num veículo elétrico híbrido (VEH), a energia de propulsão é fornecida através

de dois ou mais tipos de sistemas armazenadores de energia. Um veículo híbrido de

estrada possui geralmente dois motores, um MCI movido a gasolina ou gasóleo e um

ME alimentado a baterias eletroquímicas. A partir destes dois sistemas de propulsão



podem ser formados três tipos VEH: o veículo híbrido série, o veículo híbrido paralelo e

o veículo híbrido combinado. A seguir vão ser descritos os sistemas de funcionamento

que compõem os diferentes tipos de VEH, bem como as suas vantagens e desvantagens.

Veículo Híbrido Série

No veículo híbrido série, o MCI encontra-se acoplado a um gerador elétrico que

está ligado a baterias. Em série com MCI encontra-se o ME que está ligado às baterias,

através de um conversor eletrónico que converte a corrente contínua em alternada e

vice-versa, e acoplado mecanicamente ao veio de transmissão das rodas. Na Figura 2.7

podemos ver a configuração do sistema série [12],[13],[14].

Figura 2.7 - Esquema simplificado do sistema de um veículo híbrido série.

Na configuração série, o MCI move o gerador para gerar energia elétrica, e o

gerador pode tanto carregar as baterias como alimentar diretamente o ME que move as

rodas. O MCI não possui ligação mecânica com os eixos das rodas, pois apenas é

utilizado para produzir energia elétrica a bordo. O veículo é sempre movido pelo ME.

Tal como os veículos puramente elétricos, também o híbrido série permite recuperar

energia para as suas baterias através da travagem regenerativa ou mesmo em descidas

acentuadas onde o motor elétrico passa a funcionar como gerador. Alguns exemplos de

carros híbridos série são o Chevrolet Volt e o Opel Ampera.

Figura 2.8 - Chevrolet Volt [15].




Esta configuraçao apresenta a desvantagem de ser pouco eficiente, pois não

existe ligação mecânica entre o motor de combustão e as rodas, não aproveitando assim

o bom rendimento desse motor a altas rotações, para mover o veículo [12],[13],[14].

Veículo Híbrido Paralelo

No veículo híbrido paralelo, o MCI e o ME estão acoplados diretamente à

transmissão, sendo por isso, ambos utilizados para gerar força mecânica. Os dois

motores podem fornecer força às rodas ao mesmo tempo ou separadamente devido às

embraiagens colocadas na transmissão. Na Figura 2.9 pode-se ver a configuração do

sistema paralelo [12],[13],[14].

Figura 2.9 - Esquema simplificado do sistema de um veículo híbrido paralelo.

Esta configuração em relação à do sistema série é mais eficiente, pois aproveita

o melhor dos dois motores de tração, o alto binário de arranque do ME e o alto

rendimento do MCI para velocidades mais elevadas. O veículo híbrido paralelo tem

ainda a vantagem de não precisar de um gerador, e de o MCI e o ME serem de menores

dimensões para obter a mesma potência do veículo série, pois o MCI complementa a

potência total requerida pelo veículo, beneficiando assim o seu rendimento. Esta

configuração, tal como a série, também permite recuperação de energia para as baterias

através da travagem regenerativa e em descidas acentuadas [12],[13],[14]. Nessa

categoria estão os carros Honda Civic Hybrid e Honda Insight.

Figura 2.10 - Honda Insight [16].



Veículo Híbrido Combinado

O veículo híbrido combinado, combina as características dos sistemas série e

paralelo. Sua composição é semelhante a um híbrido de série, porém a conexão

mecânica das rodas está ligada aos dois propulsores. Os dois motores podem fazer a

tração do veículo, seja a combinação que for. Na Figura 2.11, pode-se ver a

configuração do sistema combinado [12],[13],[14].

Figura 2.11 - Esquema simplificado do sistema de um veículo híbrido combinado.

Este sistema apresenta as vantagens do sistema série e do paralelo, sendo que o

modo de funcioamento é intercalado entre os dois de modo, a maximizar a eficiência

energética do veículo [12],[13],[14]. Os veículos híbridos produzidos pela Toyota e pela

Lexus são de configuração combinada.

Figura 2.12 - Toyota Prius [17].

Vantagens e Desvantagens dos Veículos Híbridos

As vantagens dos veículos elétricos hibridos são [12],[14]:

Maior autonomia de que um veículo elétrico e que um veículo de

combustão interna;

Baixa emissão de gases poluentes;

Baixa emissão de ruídos;

Recuperação de energia através da travagem regenerativa;




Arranques suaves;

Motores de combustão e elétrico mais pequenos, e consequenemente mais

leves, o que benefecia a economia.

As desvantagens dos veículos elétricos hibridos são:

Elevado preço de aquisição;

Preço alto e baixa durabilidade das baterias;

Baixa autonomia fornecida pelas baterias;

Alto impacto ambiental das baterias, já que não se reciclam integralmente.

2.2.3. Veículo Elétrico a Células de Combustível (VECC)

As células de combustível usadas como fonte de energia nos carros elétricos são

muito parecidas com as baterias convencionais, pois ambas produzem energia por via de

reacções químicas que ocorrem no interior das suas células.

A primeira célula de combustível foi inventada por volta de 1840 por William

Grove. Mais tarde, em 1950, a NASA, apercebendo-se das enormes potencialidades e

segurança da célula de combustível em relação a outras fontes de energia, começou a

utilizá-la nos seus voos espaciais, sendo ainda hoje largamente utilizada [12],[13],[14].

Figura 2.13 - Célula de combustível utilizada pela NASA [18].

Atualmente são as grandes empresas construtoras de automóveis que fazem

grandes investimentos na investigação de novas células de combustível com maior

densidade de potência, para as introduzirem nos seus carros elétricos, pois estão

conscientes das suas grandes vantagens. Um bom exemplo é o Mercedez-Benz Classe B

movido a células de combustível mostrado na Figura 2.14.

Na Figura 2.15, pode-se ver a configuração simplificada do sistema de um

veículo a células de combustível. Nessa configuração, um depósito de hidrogénio

alimenta as células de combustível que vão produzir corrente contínua



Figura 2.14 - Mercedes-Benz Classe B movido a células de combustível [19].

Essa corrente contínua é depois convertida em alternada, pelo conversor

eletrónico, que vai alimentar o motor trifásico. A energia mecânica produzida pelo ME

é depois enviada para as rodas através da transmissão, que pode conter embraiagem,

caixa de velocidades e diferencial [12],[13],[14] .

Figura 2.15 - Esquema simplificado do sistema de um veículo a células de combustível.

Tal como foi dito anteriormente, a célula de combustível é muito parecida com

uma bateria convencional, pois até na sua estrutura interna elas têm semelhanças, já que

ambas possuem dois eléctrodos e um eletrólito. A única diferença é que a bateria

armazena energia nas suas células, enquanto que a célula de combustível necessita de

uma fonte de Hidrogénio, que combinado com o Oxigénio, que existe na atmosfera,

provoca uma reacção quimíca dentro da célula, produzindo energia elétrica. O único

resíduo que liberta para atmosfera é vapor de água. O funcionamento de uma célula de

combustível é apresentado na figura a baixo.

Figura 2.16 - Esquema do funcionamento da célula de combustível [20].




Na célula de combustível, o Hidrogénio ao entrar em contacto com ânodo,

provoca uma reação química, libertando iões de Hidrogénio e electrões. Os iões de

Hidrogénio são libertados para o eletrólito da célula, enquanto os eletrões são libertados

para o circuito elétrico a que está ligada. No câtodo, dá-se depois outra reação quimíca

entre o Oxigénio, os iões de Hidrogénio e os eléctrões libertados, resultando em vapor

de água, que é depois libertado para atmosfera. As reações quimícas que ocorrem dentro

da célula de combustível são demonstradas nas equações (2.1) a (2.3) [12].

Ânodo eHH 222 (2.1)

Cátodo OHOeH 2

2

222

(2.2)

Reação total de célula OHOH 2

2

2 2

(2.3)

A célula de combustível tem uma tensão de saída normalmente inferior a 1 V e

uma potência na ordem dos 100 W. Quanto maior for a densidade de corrente da célula,

menor será a sua tensão de saída. Uma das suas vantagens, é a sua pouca perda de

eficiência com o aumento da potência.

Os vários tipos de células de combustível diferenciam-se pelo tipo de

combustível que as alimenta, bem como pelo tipo de eletrólito que as compôem e pela

temperatura de funcionamento [12]. Na Tabela 1, são apresentadas as principais

caracteristicas que as diferenciam, bem como as suas aplicações.

Tabela 1 - Principais características das células de combustível [12].

Tipos de

Células de

Combustível

Combustível Eletrólito Temperatura de

Funcionamento Eficiência Aplicações

Ácido

Fosfórico

H2, reformado

(LNG.

Metanol)

Ácido

Fosfórico ~200ºC 40-50%

Estacionária

(>250 kw)

Alcalina H2

Solução de

Hiddróxido

de Potássio

~80ºC 40-50% Móvel

Membrana

H2, reformado

(LNG.

Metanol)

Película de

Polímero de

troca iónica

~80ºC 40-50%

VE e VEH,

Industria até

80 KW

Metanol

Directo

Metanol,

Etanol

Polímero

Sólido 90-100ºC ~30%

VE e VEH,

pequenos

dispositivos

portateis (1 até

70 kW)

Carbonato

de Molten

H2, CO (Gás,

Carvão, LNG,

Metanol)

Carbonato 600-700ºC 50-60% Estacionária

(>250 kw)

Óxido Sólido

H2, CO (Gás,

Carvão, LNG,

Metanol)

Ítria-

Zarconia

estabilizado

~1000ºC 50-65% Estacionária



Vantagens e Desvantagens dos Veículos a Células de Combustível

As vantagens dos veículos elétricos a células de combustível são:

Maior autonomia que os veículos elétricos a baterias;

Emissão de CO2 nula;

Baixa emissão de ruído;

Binário elevado de arranque como nos veículos elétricos a baterias;

Menores custos de manutenção que os veículos elétricos a baterias.

As suas desvantagens são:

Mais caros que os veículos elétricos a baterias;

Postos de distribuição de hidrogénio praticamente ineixistentes;

Dificuldades no armazenamento do hidrogénio.

2.3. Motores Elétricos de Fluxo Radial

Os motores elétricos podem ser classificados em dois tipos: os motores de

corrente contínua e os motores de corrente alternada. Dentro dos motores de corrente

contínua (CC), existem cinco tipos de motores, que se distinguem pelo tipo de excitação

dos enrolamentos do rotor. Nos motores de corrente alternada (CA), existem vários

tipos de motores. Os motores CA podem funcionar com velocidade síncrona ou

assíncrona, isto é, a sua velocidade é diretamente proporcional à frequência da tensão

alimentação, ou não, dependendo do tipo de rotor. Os diagramas dos tipos de motores

CC e CA mais utilizados, são mostrados na Figura 2.17 e Figura 2.18.

Figura 2.17 - Diagrama dos motores de corrente contínua (CC) consoante o tipo de excitação.

Motores CC

Ímanes Permanentes

Excitação Composta

Excitação Independente

Excitação Série

Excitação Paralelo




Figura 2.18 - Diagrama dos tipos de motores de excitação de corrente alternada (CA).

Os tipos de motores mais utilizados para tração elétrica são abordados nos

tópicos seguintes.

2.3.1. Motor de Corrente Contínua (CC)

No motor de corrente contínua (CC) a velocidade é diretamente proporcional à

tensão de alimentação do rotor, e inversamente proporcional ao fluxo do entreferro.

Apenas variando a tensão de alimentação, mantendo o fluxo constante, controla-se a

velocidade do motor, até à velocidade nominal. Para conseguir atingir velocidades

superiores à velocidade nominal, é necessário diminuir a intensidade do fluxo

magnético provocado pela corrente nos enrolamentos do estator.

O motor CC é constituído por quatro partes essenciais, sendo elas: o rotor; o

estator; o coletor (anel comutador); e as escovas.

Figura 2.19 - Estator (parte fixa) e rotor (parte móvel) do motor CC [21].

Motores CA

Monofásico

Síncrono

Hísterese

Relutância Variável

Ímanes Permanentes

Indução

Gaiola de Esquilo

Rotor Bobinado

Relutância Comutado

Série Universal

Polifásicos

Síncrono

Ímanes Permanentes

Rotor Bobinado


Indução

Gaiola de Esquilo

Rotor Bobinado



O rotor é a peça giratória do motor, colocado no seu eixo, e encontra-se

envolvido em um enrolamento denominado de armadura. Este enrolamento está ligado à

fonte de alimentação, sendo por isso, percorrido por correntes elevadas [22],[23],[24].

Embora a máquina CC seja alimentada com tensões e correntes contínuas,

percorrem nos enrolamentos do seu rotor correntes alternadas. Isso é devido ao coletor

que se encontra no eixo do rotor, que funciona como comutador mecânico,

transformando a tensão contínua de alimentação em tensão alternada aplicada aos

terminais dos enrolamentos do rotor. O coletor é composto por barras de cobre

eletricamente isoladas e montadas paralelamente ao eixo do motor. A tensão de

alimentação é aplicada ao coletor através das escovas [22],[23],[24].

Figura 2.20 - Rotor do motor CC com coletor, enrolamentos da armadura e seu núcleo [23].

Já o estator é a parte fixa do motor, situada na sua carcaça, que tal como o rotor

também está envolto em um enrolamento, mas de baixa potência. Esse enrolamento, que

é denominado de enrolamento de campo, é responsável pela criação de um campo

magnético que vai atravessar o enrolamento de armadura, comportando-se assim como

um íman. Existem motores CC que substituem o enrolamento de campo por ímanes

permanentes, eliminando assim a necessidade de alimentar o estator. Na Figura 2.21

pode-se ver o princípio de funcionamento do motor CC [22],[24].

Figura 2.21 - Princípio de funcionamento do motor CC [24].




O princípio de funcionamento do motor CC é o mesmo de todos os motores

elétricos, que funcionam através da interação de campos eletromagnéticos. No caso

particular do motor CC, quando o enrolamento do rotor é alimentado, a corrente que

nele circula vai provocar o surgimento de um campo magnético, que será tão mais forte

quanto maior for a tensão de alimentação, comportando-se como um íman permanente,

como demonstra a Figura 2.21. Como no estator, os seus polos também se comportam

como ímanes, vão-se criar entre os enrolamentos forças de atração e repulsão, que

fazem com que o rotor gire uma vez que é a parte móvel do motor. Só por si este

princípio não funcionaria, pois os polos contrários do estator e do rotor tenderiam a

atrair-se parando o rotor. É neste momento que entra o coletor como comutador

mecânico, invertendo a tensão aplicada ao enrolamento do rotor e consequentemente o

seu campo magnético, fazendo novamente com que o rotor gire [22],[24].

Embora tenham o mesmo princípio de funcionamento, os cinco tipos de

máquinas CC já mencionados anteriormente, diferenciam-se entre si pelo tipo de

excitação que é aplicada aos enrolamentos do seu rotor. Esses tipos de excitações são

conseguidos pela forma de ligação dos enrolamentos de campo do estator e os

enrolamentos induzidos do rotor. Os diferentes tipos de motores de corrente contínua

vão ser analisados nos próximos tópicos.

Motor CC de Excitação Independente

A máquina de excitação independente ao contrário das outras máquinas CC

possui duas fontes de alimentação, uma fonte CC independente (Vf) que só alimenta os

enrolamentos do estator (Lf), e uma fonte CC (Vt) que alimenta os enrolamentos do

rotor. A função da fonte independente (Vf) que alimenta os enrolamentos do estator, é

criar um campo magnético independente da tensão de alimentação do rotor, que excite

os enrolamentos do rotor, daí ser chamada máquina de excitação independente. Devido

a capacidade de controlar o fluxo do campo magnético, esta máquina é adequada para

operar com enfraquecimento de campo, isto é, pode variar a sua velocidade mantendo a

tensão Vt constante. Utiliza-se a técnica de enfraquecimento de campo quando se

pretende velocidades acima da nominal, uma vez que a intensidade do fluxo magnético

é inversamente proporcional a velocidade do motor [14],[22],[23].

Na Figura 2.22, pode-se ver os esquemas equivalentes da máquina de excitação

independente, trabalhando como motor e como gerador.



Vf RcEa

Ra+

-

IaIf

Vf Ea

Ra

IaIf

(a) (b)

VtLfVtLf

Figura 2.22 - Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação independente: (a) Funcionando como

motor; (b) Funcionando como gerador;

Este tipo de motor tem características de funcionamento muito semelhantes aos

motores síncronos, uma vez que sua velocidade nominal mantém-se praticamente

constante com o aumento do binário produzido pelo motor.

Na Figura 2.23, é apresentado o gráfico da relação binário/velocidade produzido

pelo motor, onde é visível a ligeira inclinação da reta, com o aumento da carga aplicada

ao seu eixo.

Figura 2.23 - Gráfico da relação binário/velocidade do motor CC de Excitação Independente’.

Motor CC Paralelo

A máquina CC de excitação paralela possui os enrolamentos do estator ligados

em paralelo com os enrolamentos do rotor. Os mesmos enrolamentos do estator, que na

máquina de excitação independente estavam alimentados por uma fonte independente,

são agora alimentados por a fonte que alimenta os enrolamentos do rotor, daí ser

chamada máquina paralela. Devido às semelhanças físicas desta máquina com a

máquina de excitação independente, as curvas da relação binário-velocidade são iguais

[14],[22],[23]. Na Figura 2.24, pode-se ver os esquemas equivalentes da máquina

paralela trabalhando como motor e como gerador.




Ea

RaIa

(a)

Lf

Ea

RaIa

(b)

LfVt +

-

Rc Vt

If If

Figura 2.24 - Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação paralela: (a) Funcionando como motor;

(b) Funcionando como gerador.

Motor CC Série

A máquina CC de excitação série possui os enrolamentos do estator ligados em

série com os enrolamentos do rotor. Como os enrolamentos de excitação são ligados em

série, cada enrolamento possui agora fio grosso e poucas espiras, pois necessita de ter

pouca resistência para provocar a menor queda de tensão e perdas possível

[14],[22],[23].

Na Figura 2.25, são mostrados os esquemas equivalentes da máquina série

funcionando como motor e como gerador.

Ea

RaIa

(a)

Ls

(b)

VtRc Vt

Ea

RaIa

+

-

Ls

Figura 2.25 - Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação série: (a) - Funcionando como motor,

(b) - Funcionando como gerador.

O motor CC série vai ter uma corrente de arranque Ia elevada, devido a baixa

resistência interna (Ra + Rs) e ao facto de estar parado, o que provoca uma queda de

tensão Ea nula. Como consequência disso, mais o facto de o fluxo magnético Øf ser

agora produzido pela corrente do rotor (Ia), o binário de arranque deste motor vai ser

muito alto. Pela equação (2.4), que dá o binário do motor, pode-se comprovar que o

binário de arranque é muito elevado devido a corrente Ia estar elevada ao quadrado

[14],[22],[23].

2

aIk (2.4)



Outro aspeto a ter em conta é a velocidade elevada que o motor pode atingir em

vazio, podendo mesmo sofrer danos mecânicos. Este facto pode acontecer pois com o

aumento da velocidade do motor sem carga, o fluxo magnético que já é baixo, vai

diminuir e tornar-se muito baixo. Consequentemente Ia vai assumir também valores

muito baixos, o que o pode levar a atingir velocidades elevadas. Na Figura 2.26, pode-

se comprovar o elevado binário de arranque, e o baixo binário para velocidades elevadas

do motor de excitação série.

Figura 2.26 - Gráfico da relação binário/velocidade do motor CC de ‘excitação série’.

Motor CC Composto

A máquina CC de excitação composta possui as características físicas da

máquina de excitação paralela e da máquina de excitação série, isto é, tem dois

enrolamentos de excitação que se encontram colocados, separadamente, em paralelo e

em série com os enrolamentos do rotor, daí ser chamada máquina composta

[14],[22],[23].

Na Figura 2.27, pode ver-se os esquemas equivalentes da máquina série

funcionando como motor e como gerador.

Ea

Ra

Ia

(a)

Lf

Ea

RaIa

(b)

LfVt

+

-

Rc Vt

If If

LsLs

Figura 2.27- Esquemas equivalentes da máquina CC de excitação composta: (a) Funcionando como

motor; (b) Funcionando como gerador.




O motor CC composto ao contrário dos outros motores referidos atrás, com o

aumento do binário solicitado pelo aumento da carga aplicada ao motor a sua

velocidade vai aumentar, o que o torna num motor de características únicas. Este

aumento deve-se a diminuição do fluxo resultante (Øf – Øs), pois com o aumento da

corrente Ia, devido ao aumento da carga, o fluxo magnético do enrolamento série (Øs)

vai aumentar, enquanto o fluxo magnético do enrolamento paralelo (Øf) mantêm-se

constante. Na Figura 2.28, vê-se claramente o aumento da velocidade com o aumento do

binário produzido pelo motor de excitação composta [14],[22],[23].

Figura 2.28 - Gráfico da relação entre o binário e a velocidade do motor CC de ‘excitação composta’.

Vantagens e Desvantagens dos Motores CC

Os motores CC graças à sua grande flexibilidade de construção, que pode ser

obtida pelos diferentes tipos de excitações, quando associada à simplicidade de controlo

e aos conversores de corrente contínua disponíveis, tornam estes motores bastante

atrativos. Estes motores são especialmente vantajosos, em casos onde binários elevados

ou ampla variação de velocidade são desejáveis.

Como desvantagens estes motores apresentam construção volumosa, baixa

eficiência, baixa fiabilidade e necessitam de maior manutenção, devido ao facto, de

possuírem enrolamentos no rotor, comutadores e escovas. Os enrolamentos do rotor

também limitam a velocidade máxima dos motores CC [14],[22],[23].

Aplicações

Os Motores CC têm uma grande aplicação em sistemas de servo controlo, assim

como robôs e máquinas de ferramenta.

Em relação aos veículos elétricos as máquinas CC são uma boa solução para os

sistemas de tração, uma vez que é muito fácil controlar a sua velocidade, e têm

características de binário/velocidade que ajustam-se facilmente às necessidades de

tração [14],[22],[23].



2.3.2. Motor de Relutância Comutado

Apesar de, o primeiro motor de relutância comutado ter sido registado em 1838,

apenas na década de setenta passou a ser desenvolvido, devido à inexistência de

componentes eletrónicos adequados [25].

O motor de relutância comutado (Switched Relutance Motor - SRM), tem um

princípio de funcionamento semelhante ao motor de passo, uma vez as fases do estator

são controladas independentemente uma das outras. O estator e o rotor são constituídos

por polos salientes, sendo que apenas o estator possui enrolamentos [14],[25].

No SRM, o binário é gerado unicamente através do fenómeno da relutância

magnética. Devido ao fenómeno da relutância, o rotor que é feito de material

ferromagnético tende a alinhar-se com as linhas do campo magnético produzidas pelos

enrolamentos do estator, produzindo assim movimento no rotor. O número de polos do

estator e do rotor nunca é igual, sendo o do estator normalmente superior [14],[25].

Figura 2.29 – Estator e Rotor do motor síncrono de relutância de 12 polos no estator e 8 polos do

rotor [14].

O SRM possui algumas características de funcionamento propícias para

aplicações de tração elétrica, como razão binário/velocidade elevada e binário de

arranque alto, sem originar picos de corrente. É um motor de construção fácil, robusto e

barato, pois não possui enrolamentos no rotor ou ímanes permanentes. Devido à

independência entre fases, em caso de falha de uma das fases, o motor mantêm-se em

funcionamento. Devido a esse facto, e ao sentido da corrente ser unidirecional, este

motor necessita de menos dispositivos comutadores de potência para o seu circuito de

controlo, que os motores síncrono ou de indução trifásicos [14],[25].

Como características menos atrativas, apresenta ondulações de binário

consideráveis a baixas velocidades, tornando-o ruidoso. Necessita de um controlo

complexo, de forma a poder eliminar alguma da ondulação do binário e efetuar um

controlo adequado. Densidade de potência e eficiência mais baixa, comparativamente ao

motor síncrono [14],[25].




2.3.3. Motor Síncrono

O motor síncrono é uma máquina de corrente alternada, que funciona sempre à

velocidade de sincronismo, até atingir a carga máxima que consegue suportar. Este

motor denomina-se de motor síncrono, devido a velocidade do campo magnético do

estator, girar à mesma velocidade do campo magnético do rotor, ou seja, estão em

sincronismo. A velocidade do motor síncrono ou velocidade síncrona, é diretamente

proporcional à frequência da tensão de alimentação, como se pode verificar pela

equação (2.5), onde ns é a velocidade síncrona em rotações por minuto (rpm), f é a

frequência da tensão de alimentação em Hertz (Hz), e p é o número de polos do rotor

[14],[26],[27].

p

fnS

120 (2.5)

Na Figura 2.30, é possível ver a relação entre binário e a velocidade do motor

síncrono para uma frequência fixa de alimentação, onde se verifica que funciona sempre

à velocidade de sincronismo até atingir a máxima carga, ou seja, até atingir o binário

máximo que o motor pode fornecer, sendo este limitado pela potência do mesmo [28].

O motor síncrono mantém a sua velocidade de sincronismo, enquanto o campo

magnético criado pelo enrolamento do rotor conseguir acompanhar o campo magnético

criado pelos enrolamentos do estator. Quanto maior for a carga aplicada ao eixo do rotor

maior será o desfasamento entre estes dois campos magnéticos. Quando o

desfasamento, também denominado ângulo de carga, ultrapassa os 90º, ou seja, quando

o motor atinge o binário máximo, o campo magnético do rotor começa a ter dificuldade

em acompanhar o campo magnético do estator e começam a perder o sincronismo.

Figura 2.30 - Gráfico da relação entre o binário e a velocidade do motor síncrono [26].



Na Figura 2.31, são representados os campos magnéticos do rotor (Br) e do

estator (Bs) aplicados no eixo do motor e desfasados entre si pelo ângulo de carga (δ)

[14],[26],[27].

N

S

BrBs

ωs

δ

Figura 2.31 - Representação dos campos magnéticos do estator e do rotor do motor síncrono de dois

polos [26].

Na Figura 2.32, pode visualizar-se a região de trabalho e a região instável do

motor síncrono, provocada pela carga aplicada ao eixo do motor. O motor encontra-se

na região de trabalho até atingir a carga máxima suportada pelo motor. Quando

ultrapassa a carga máxima, o motor passa então a operar na região instável, onde

começa a perder o sincronismo. Deve-se então desligar o motor e ligá-lo novamente,

pois perdido o sincronismo não é mais possível recuperá-lo [14],[26],[27].

O motor síncrono não possui binário de arranque, devido ao campo magnético

do rotor estar inicialmente parado, não conseguindo assim, acompanhar o campo

magnético do estator que passa por ele cinquenta vezes por segundo, caso seja

alimentado por a tensão da rede elétrica. Como consequência das tentativas de

acompanhar o campo magnético do estator, o motor começa a vibrar, pois tenta rodar

para um lado e depois para o outro bruscamente o que faz com que o motor

sobreaqueça.

Binário (Nm)

Ângulo de Carga (δ)90º

τmax

Região de

Trabalho

Região

Instável

Figura 2.32 - Curva de relação entre Binário e a Ângulo de Carga aplicada ao motor síncrono,

identificando a região de trabalho e a região instável do motor síncrono.




O motor síncrono possui pelo menos três métodos de arranque, o do motor

auxiliar, o de redução de frequência e o dos enrolamentos amortecedores.

O método mais utilizado é o da redução da frequência, devido à fácil

implementação, graças aos conversores de frequência, compostos por dispositivos

semicondutores de potência (IGBTs ou MOSFETs), que podem ser controlados

facilmente a altas frequências, com gamas de correntes que vão desde as dezenas até as

centenas de amperes, tudo isto, com baixas perdas em regime de condução. Neste

método, com o auxílio de técnicas de comutação PWM, consegue-se variar a frequência

de alimentação do motor, variando assim a velocidade de rotação do campo magnético

do estator, permitindo assim, que o campo magnético do rotor consiga acompanhar o do

estator. Sendo assim, para arrancar o motor síncrono basta variar gradualmente a

frequência de alimentação desde zero até a frequência nominal, levando-o assim a

atingir a velocidade de sincronismo. Este método também permite, por o motor síncrono

a funcionar como máquina de velocidade variável, pois além da frequência, também

consegue controlar a amplitude da tensão de alimentação. O funcionamento dos

principais conversores de frequência e técnicas de comutação PWM, são abordados no

último tópico deste capítulo [14],[26],[27].

Motor Síncrono Trifásico de Rotor Bobinado

Existe dois tipos de motor síncrono trifásico de rotor bobinado, que se

distinguem pela constituição do seu rotor, são eles o motor de rotor de polos salientes e

o motor de rotor cilíndrico ou polos lisos. Na Figura 2.33 e Figura 2.34, são

apresentados os esquemas do motor de polos salientes e do motor polos lisos,

respetivamente [14],[26],[27].

Figura 2.33 - Representação esquemática do motor síncrono trifásico de polos salientes de 4 polos.

O número de pares de polos por fase do estator tem que ser igual ao número de

pares de polos do rotor, como se pode ver pela Figura 2.33, caso contrário a máquina

síncrona não funciona, seja como motor ou gerador.



Figura 2.34 - Representação esquemática do motor síncrono trifásico de polos lisos de 2 polos.

O motor síncrono de rotor de polos salientes é usado principalmente em

situações onde sejam requeridas baixas velocidades de rotação, como por exemplo, nos

geradores das centrais hidroelétricas, enquanto o motor de rotor de polos lisos é usado

essencialmente para velocidades de rotação elevadas, como é o caso dos turbogeradores

usados nas centrais térmicas. O motor de rotor de polos salientes é particularmente

usado para velocidades baixas pois a estrutura do seu rotor é mecanicamente fraca para

altas velocidades devido a força centrífuga, e porque permite obter um número maior de

polos, o que não acontece com o rotor de polos lisos [14],[26],[27].

Motor Síncrono de Ímanes Permanentes

Na máquina Síncrona de Ímanes Permanentes (PMSM – Permanent Magnet

Synchronous Motor), o enrolamento de campo contínuo do rotor é substituído por um

íman permanente.

O motor síncrono de ímanes permanentes, quando alimentado por inversores de

frequência, consegue variar a velocidade mantendo o binário constante, e com alto

desempenho, com a vantagem de não possuir escovas no rotor, o que faz dele um motor

quase isento de manutenção, de maior rendimento e de dimensões mais reduzidas. Um

dos poucos inconvenientes que este motor tem é a perda de flexibilidade de controlo do

fluxo do campo e possíveis desmagnetizações.

O motor de ímanes permanentes é particularmente útil, em aplicações onde a

fiabilidade, binários elevados, baixos níveis de vibração e ruído são fundamentais, como

por exemplo em elevadores.

Existem dois tipos de motores de ímanes permanentes, o de rotor de polos

salientes ou ímanes internos e o de rotor de polos lisos ou ímanes superficiais. Em baixo

são ilustrados esses dois tipos de motores [28].




Figura 2.35 – Representação esquemática do PMSM de: (a) Ímanes superficiais ou polos lisos; (b) Ímanes

internos ou polos salientes [28].

O motor síncrono de ímanes internos apresenta algumas vantagens em relação ao

motor síncrono de ímanes superficiais, tais como, maior binário, maior capacidade de

operar em velocidades acima da nominal com binário constante, e menor desgaste. O de

ímanes internos apresenta maior binário, devido a saliência do rotor que produz um

binário de relutância, que somado ao binário eletromagnético produzido pelos ímanes

do rotor, faz com que o binário produzido seja mais elevado. Em relação a capacidade

de operar em velocidades acima da nominal com binário constante, o motor de polos

lisos não tem essa capacidade devido a baixa indutância criada pelo grande entreferro.

Por fim, o PMSM de ímanes internos apresenta menor desgaste, devido ao ímanes

estarem colocados internamente no rotor, ao invés do motor de ímanes superficiais que

estão colocados á superfície do rotor, logo sujeitos a ação da força centrífuga,

[14],[26],[27],[28].

2.3.4. Motor Assíncrono ou de Indução

O motor assíncrono, ou de indução, é uma máquina de corrente alternada, que

funciona sempre com velocidade inferior à de sincronismo. Essa velocidade é tanto

mais inferior, quanto maior for a carga aplicada ao seu eixo.

Tal como o motor síncrono, a velocidade síncrona do motor de indução também

varia proporcionalmente com a frequência, podendo ser calculada pela equação (2.5).

Ao contrário do motor síncrono, em que os polos do rotor acompanham o campo

magnético girante produzido pelos enrolamentos do estator, no motor de indução, o

rotor nunca consegue acompanhar a velocidade síncrona do campo girante do estator

devido às perdas, mesmo operando em vazio. A essa diferença de velocidade de rotação

entre o campo do estator e o rotor, chama-se de deslizamento e vem expressa por

unidade da velocidade síncrona. Em baixo, na equação (2.6), é enunciada a lei do

deslizamento do motor de indução, onde s é o deslizamento, ns é a velocidade de

(a)

)

(b)

)

Ímanes Permanentes



rotação síncrona ou do campo girante, em rotações por minuto (rpm), e nr é a

velocidade de rotação do rotor, em rotações por minuto (rpm) [14],[29].

s

rs

n

nns (2.6)

O motor de indução possui dois métodos para poder variar a velocidade, um por

a variação da tensão de alimentação, outro por o uso de conversores de frequência

(Inversores). O método por variação de tensão é pouco interessante pois a gama de

variação de velocidade é baixa, e há perda de binário com redução da tensão.

Atualmente, o método de variação de velocidade do motor de indução, à semelhança do

motor síncrono, é através do método do uso de conversores de frequência, pois

permitem variar a frequência e amplitude da tensão de alimentação, que são diretamente

responsáveis pela velocidade e binário do motor. Controlando a relação entre a

amplitude da tensão de alimentação e a frequência da mesma (V/f), consegue-se

controlar o fluxo do campo magnético do estator (campo girante), e consequentemente o

binário do motor. Para obter um binário constante basta manter a relação V/f constante

[14],[29].

Existem basicamente dois tipos de motor de indução, que se distinguem pela

constituição do seu rotor, sejam monofásicos ou polifásicos, são eles o motor de

indução de rotor bobinado e o motor de indução de rotor em gaiola de esquilo. Na

Figura 2.36 e Figura 2.37, são apresentados dois tipos de rotores do motor de indução.

Nos motores monofásicos, o motor com rotor tipo gaiola de esquilo sobressaí pela

simplicidade de fabrico, robustez e pouca manutenção.

Figura 2.36 - Rotor bobinado do motor de indução [30].

Já o motor de rotor bobinado destaca-se pelo binário de partida elevado e

arranque suave, sendo utilizado em cargas com grande inércia. Apresenta algumas

desvantagens em relação ao motor de rotor em gaiola de esquilo, pois necessita de um

http://www.google.pt/imgres?imgurl=http://2.bp.blogspot.com/_h6Rnyooa-s4/S19wgnkuZBI/AAAAAAAAAC0/BWOsIUKu_i4/s320/B_WOU1.jpg&imgrefurl=http://electricalengineeringbasics.blogspot.com/&usg=__yCeHRsInTnUeUGf7Uv-6gvS87yw=&h=280&w=320&sz=19&hl=pt-pt&start=2&zoom=1&tbnid=Wd-GHl0JDPePPM:&tbnh=103&tbnw=118&ei=IXWHTcb6LcSCswbl_M3FDg&prev=/images?q=wound+rotor+induction+motor&um=1&hl=pt-pt&rlz=1T4GGLL_pt-PTPT364PT366&biw=1259&bih=551&tbs=isch:1&um=1&itbs=1




sistema auxiliar de arranque para os enrolamentos do rotor, é mais frágil e de custo mais

elevado, para uma mesma potência [14],[29].

Figura 2.37 - (a) Esquemático do rotor gaiola de esquilo; (b) Rotor gaiola de esquilo [31].

2.3.5. Conclusões sobre Motores Elétricos

Neste item foram abordadas os principais tipos de motores elétricos de fluxo

radial, estando eles incluídos na classe dos motores de corrente contínua, na classe dos

motores síncronos e na classe dos motores de indução. Todos estes motores apresentam

características únicas que os tornam vantajosos para determinadas situações.

Existe cinco tipos de motores CC, que se distinguem pela forma da ligação entre

os enrolamentos do estator e do rotor. Os motores CC são particularmente úteis para

aplicações de baixa potência, baixa eficiência energética e velocidades moderadas.

Embora os motores CC, apresentem características interessantes para os veículos

elétricos, tais como, tecnologia madura e controlo simples, a sua construção volumosa,

aliada as suas caraterísticas, tornam a sua utilização em veículos elétricos pouco

atrativa.

No caso do motor de relutância variável comutado, ele possui características de

binário/velocidade adequadas para aplicações de tração elétrica, com a vantagem de ser

robusto e compacto. Apenas perde em eficiência e densidade de potência, para o motor

síncrono e motor de indução.

Já o motor síncrono é particularmente útil para aplicações que requerem

velocidades elevadas constantes, muito alto rendimento e potências elevadas (binários

elevados). Graças aos conversores de potência e a um controlo complexo e preciso, este

motor passou também a ser utilizado para aplicações de velocidade variável, tendo um

único se não, de aumentar ainda mais o custo da instalação. A sua alta densidade de

potência e eficiência energética torna o motor síncrono de custo mais elevado.

O motor de indução, é particularmente útil para situações onde são requeridas

potência e eficiência moderadas a um custo baixo. Todas estas características, mais a

particularidade de ser bastante compacto e robusto, torna o motor de indução ideal para



a indústria. Tal como o motor síncrono, o motor de indução graças aos conversores de

potência, e a algoritmos de controlo complexos mas de fácil implementação em

microprocessadores, tornou este motor interessante para aplicações de velocidade

variável, como os veículos elétricos.

Dentro da classe dos motores síncronos, é de realçar o motor síncrono de ímanes

permanentes que possui todas as características do motor síncrono tradicional, mais a

particularidade de ser mais eficiente, conseguir atingir velocidades mais elevadas e

isenção de manutenção. Todas estas razões tornam o motor síncrono de ímanes

permanentes ideal para o sistema de propulsão dos veículos elétricos

[14],[22],[23],[26],[27],[29].

2.4. Elementos Armazenadores de Energia

Os elementos armazenadores de energia, têm um papel fundamental no

desenvolvimento dos carros elétricos e híbridos do presente, pois das muitas vantagens

que os carros elétricos podem apresentar, estão dependentes das potências e capacidade

de armazenamento que os elementos armazenadores de energia podem fornecer. Por

isso, nos últimos anos, tem-se assistido a um grande empenho por parte dos fabricantes

de baterias e construtores de automóveis, em desenvolver armazenadores de energia,

capazes de fornecer mais autonomia e melhores performances aos veículos elétricos.

Atualmente, os tipos de elementos armazenadores mais utilizados nos VE e

VEH são os supercondensadores e as baterias. A utilização preferencial destes dois

elementos para o fornecimento e armazenamento de energia nos veículos elétricos, em

relação a outros como as células de combustível (fuel cell), são discutidos nos

subcapítulos apresentados a seguir.

Neste capítulo, vão ser discutidos ainda as principais características dos

supercondensadores e das baterias, bem como as suas principais vantagens e

desvantagens, da sua utilização nos veículos elétricos e híbridos.

2.4.1. Supercondensadores

O supercondensador, também conhecido como condensador electroquímico de

dupla camada (Electrochemical Double Layer Capacitor - EDLC), são condensadores

com uma densidade de energia excepcionalmente elevada quando comparados com os

condensadores normais, como os condensadores eletrolíticos ou de cerámica.

Os supercondensadores têm como principais características físicas, alta

capacidade de armazenamento podendo chegar aos milhares de farads, baixa tensão de

funcionamento, apenas alguns volts e uma resistência interna que diminui com o




aumento da capacidade, tudo isto concentrado num invólucro leve e de pouco volume

[34].

Figura 2.38 - Vários modelos de supercondensadores Boostcap [33].

Os ELDCs têm uma maior densidade de energia devido ao aumento da área de

contacto entre o elétrodo e o eletrólito, isto sem aumentar o volume do componente.

Este aumento da área de contacto é conseguido pela utilização de materiais porosos na

construção dos elétrodos, sendo que a tecnologia mais usada é a de carbono ativo que

permite aumentar a superfície de contacto em mais de mil vezes.

Ao contrário dos condensadores normais que possuem um dielétrico entre os

dois elétrodos de polaridades opostos, os supercondensadores de dupla camada usam

um mecanismo físico que gera uma dupla camada elétrica que executa a mesma função

do dielétrico. A dupla camada é composta por cargas iónicas positivas e negativas que

se acumulam na superfície do elétrodo, quando sujeitas a um campo elétrico como está

exemplificado na Figura 2.39.

Figura 2.39 - Estrutura interna dos supercondensadores de dupla camada [35].

A dupla camada elétrica é gerada no limite da ligação entre o elétrodo e o

eletrólito, sendo a distância entre essas duas camadas muito pequena, na ordem dos

nanómetros [34].

Os elétrodos de carbono ativo, que estão impregnados no eletrólito, são de forma

sólida enquanto o eletrólito orgânico é líquido. Entre os dois elétrodos opostos está



colocado um separador com propriedades de alta isolação contra penetrações de iões,

que previne contra curto-circuitos [34].

Na Figura 2.40, são apresentados os principais tipos de condensadores existentes

no mercado, identificando as suas diferenças.

Figura 2.40 - Tipos de condensadores existentes [34].

A seguir é definida a equação que deduz a capacidade dos condensadores, onde

C é a capacidade em Farads (F), Q é quantidade de carga em Coulombs (C) e V é a

diferença de potencial entre as placas em Volts (V).

V

QC (2.7)

Ao contrário das baterias, os supercondensadores têm a vantagem de se poder

saber a quantidade de energia que armazenam num determinado momento. Isso só é

possível pois a tensão dos supercondensadores é directamente proporcional a energía

acumulada. A equação que traduz a energía armazenada nos supercondensadores é

apresentada a seguir, onde E é a quantidade de energía em Joules (J), C é a capacidade

em Farads (F) e V a tensão aos seus terminais em Volts (V).

2

2

1VCE (2.8)

Os supercondensadores têm como principais características de funcionamento

um excelente desempenho em mais 500 mil ciclos de carregamentos, capacidade de

operação em temperaturas que se situam entre os -40ºC e os +65ºC, elevadas potências

de saída, não requerendo qualquer tipo de manutenção durante 10 anos [34].

Atualmente, uma nova estrutura de supercondensadores está sendo

desenvolvida, denominados de supercondensadores híbridos. Eles possuem o melhor




das baterias e dos supercondensadores, ou seja, a grande capacidade de armazenamento

de energia das baterias e a potência e durabilidade dos supercondensadores.

Os supercondensadores híbridos ou condensador eletroquímico de fluxo

(Electrochemical Flow Capacitor - EFC) advêm da necessidade de corresponder às

necessidades energética das energias renováveis em ascensão, como a eólica e a solar.

Sendo as baterias excelentes armazenadores de energia, tem a desvantagem de não

conseguir carregar ou disponibilizar rapidamente grandes quantidades de energia, tendo

ainda poucos ciclos de vida. Por seu lado os supercondensadores conseguem absorver

ou devolver grandes quantidades de energia em segundos e têm uma vida útil na ordem

dos milhares de ciclos de carga/descargas.

Estes supercondensadores serão uma mais-valia para os veículos elétricos pois

permitiria aproveitar ao máximo a energia das travagens regenerativas, em situações de

travagens a fundo onde são gerados picos de corrente, e ainda aumentar a vida útil dos

sistemas de armazenamento, viabilizando mais a compra de veículos com tração elétrica

[36].

Na Figura 2.41, pode-se ver um supercondensador híbrido da marca chinesa

Liyuan. Este supercondensador de tensão nominal 3,2 V é do tipo de Iões de Lítio, e é

ideal para VE ou VEH devido a sua grande capacidade de armazenamento na ordem dos

10 Ah até 100 Ah ou dos 11200 F até 112000 F. A conversão de Ampere-Hora (Ah)

para Farads (F) ou vice-versa é efetuada através da equação (2.7), visto que, 1 Ampere-

segundo é equivalente a 1 Coulomb (1 As = 1 C) [37].

Figura 2.41 - Supercondensador Híbrido da marca chinesa Liyuan [37].

A seguir, são apresentadas algumas das vantagens e desvantagens dos

supercondensadores.

As principais vantagens dos supercondensadores são:

Não necessita de circuito de controlo para a sua proteção;

Sobrecargas ou descargas profundas não afetam a sua vida útil;

Maior número de ciclos de vida que as baterias;



Não utilizam materiais nocivos ao ambiente na sua constituição;

Como as partes eletrónicas podem ser soldadas, não tem problemas com

contactos instáveis como à nas baterias;

Os supercondensadores são mais adequados onde as condições de

temperaturas de funcionamento são necessárias a ter em conta., isto é,

funcionam melhor em temperaturas extremas do que as baterias.

As principais desvantagens dos supercondensadores são:

Densidade de energia muito mais baixa que a das baterias;

A sua vida útil é limitada por causa do uso de eletrólitos;

Taxa de auto descarga mais elevada do que a das baterias;

Quando usado incorretamente, o eletrólito pode vazar;

Os supercondensadores quando comparados com condensadores

eletrolíticos, apresentam resistência interna alta, e por isso, não pode ser

usado em circuitos AC.

Devido às suas inúmeras vantagens, os supercondensadores são aplicados em

variadas situações, que passam a ser descritas a seguir:

Fontes de potência de Backup para mudanças de baterias dos

equipamentos eletrónica portáteis;

Backup de memórias de relógios e programas, de equipamento de vídeo e

áudio;

Fontes de potência para equipamentos que usem células solares, tais como

relógios e luzes de displays;

Arrancadores para motores elétricos de baixa potência;

Armazenadores de energia proveniente da travagem regenerativa dos

veículos elétricos.

2.4.2. Baterias

A bateria é um dispositivo eletroquímico que armazena energia química e a

disponibiliza sobre a forma de energia elétrica, sendo formada normalmente, por várias

células (elétrodos) para aumentar o sua tensão.

Uma bateria é constituída basicamente por cinco elementos, são eles os

elétrodos, os separadores, os terminais, o eletrólito e caixa de proteção. As principais

funções são desempenhadas pelos elétrodos, que quando percorridos por uma corrente




elétrica se tornam reagentes químicos, e pelo eletrólito que é um condutor iónico entre

elétrodos.

Cada bateria possui dois terminais (Positivo e Negativo), que estão ligados a

vários elétrodos com a mesma polaridade. Os elétrodos positivos (Ânodos), tal como os

elétrodos negativos (Cátodos), são ligados internamente em série e dispostos

intercaladamente, e estão mergulhados num eletrólito que pode ser de material líquido,

sólido ou de gel.

As baterias tradicionalmente mais utilizadas, como as baterias de chumbo-ácido

(Pb-Ac) ou mesmo as de níquel-cadmio (NiCd), têm um eletrólito líquido. Já as baterias

mais recentes e avançadas, desenvolvidas para os veículos elétricos usam eletrólitos em

gel, em pasta ou mesmo em resina, sendo as mais conhecidas as chumbo-ácido seladas

(Pb-Ac), as de Níquel-Hidreto Metálico (Ni-MH) e as de Iões de Lítio (Li-Ion). Como

bateria de eletrólito sólido à de Lítio-Polímero. Os eletrólitos líquidos podem ser de

solução ácida, alcalina ou de sal, dependendo do tipo de baterias [12],[38],[50].

Em relação aos veículos elétricos que necessitam de sistemas de armazenamento

com características específicas, como longa vida de funcionamento, alta densidade

energética e de potência e baixo custo, as baterias mais utilizadas atualmente nos

sistemas de propulsão elétrico são:

Chumbo-Ácido;

Níquel-Cádmio;

Níquel-Hidreto Metálico;

Lítio-Iões;

Lítio-Polímero;

Lítio-Fosfato de Ferro.

Os itens seguintes explicam a tecnologia de cada tipo destas baterias.

Chumbo - Ácido

A bateria de chumbo-ácido (Pb-Ac) já existe há muito mais de um século, tendo

sido inventada em 1859 por o físico francês Gaston Planté. Mesmo já tendo sido

inventada há algum tempo, devido a alguns melhoramentos, as baterias de chumbo

ainda hoje são largamente utilizadas [39].



Figura 2.42 - Bateria convencional de Chumbo-Ácido [40].

A bateria de chumbo é constituída no seu interior por vários conjuntos de placas

(células) de chumbo, compostas individualmente por placas de polarização positiva e

negativa (elétrodos), dispostas alternadamente, que estão mergulhadas numa solução

aquosa de ácido sulfúrico (eletrólito), composta geralmente por 30% de ácido sulfúrico

e 70% de água. Geralmente, na sua fabricação, as placas de polarização positiva

(ânodos) estão revestidas de dióxido de chumbo (PbO2), e as negativas (cátodos) são

formadas por chumbo esponjoso. Para evitar o contacto direto entre as placas de

polarização opostas, existem separadores isolantes que são resistentes ao ácido sulfúrico

mas que permitem a livre circulação do mesmo. Os vários conjuntos de placas

encontram-se ligados entre si, placas de polarização negativa do conjunto 1, conectadas

as placas de polarização negativa do conjunto 2, de modo a aumentarem a voltagem

total da bateria, sendo que estes conjuntos de placas estão isolados entre si. Por fim, da

constituição física da bateria de chumbo também é de realçar o espaço existente no

fundo do invólucro para o depósito de eventuais detritos que se soltam dos materiais

que formam a bateria. Para melhor entender a composição física da bateria de chumbo é

apresentada a Figura 2.43, onde se pode visualizar a sua constituição interna

[12],[39],[41].

Figura 2.43 - Constituição interna da bateria de Chumbo-Ácido [41].




A seguir, são apresentados algumas das vantagens e desvantagens da bateria de

Chumbo-Ácido. As principais vantagens são:

As mais baratas do mercado;

Tecnologia madura;

Alta potência energética (150-400 W/kg).

As principais desvantagens da bateria de Chumbo-Ácido são:

Baixa densidade energética, comparada com a de Iões de Lítio (35-50

Wh/kg);

Poluente para o meio ambiente, pois o chumbo é um metal pesado.

Devido ao seu baixo preço e a sua tecnologia madura, torna estas baterias ideais

para aplicações onde não seja preciso grande rendimento, sendo utilizados:

No arranque e iluminação dos veículos convencionais;

No sistema de tração e de travagens regenerativas dos carros elétricos

e/ou híbridos.

Níquel - Cádmio

A bateria de Níquel-Cádmio (NiCd) foi inventada pelo cientista sueco Waldemar

Jungner em 1899, mas só introduzida em volume no início de 1960. Esta bateria veio

fazer frente a bateria de Chumbo-Ácido, pois apresentava uma estrutura física e química

mais resistente [42].

A bateria de níquel-cádmio, tal como as outras baterias possui dois elétrodos de

polaridades opostas que se encontram mergulhados numa solução eletrolítica. O pólo

positivo é composto por hidróxido de níquel (NiOH), enquanto pólo negativo é

composto por cádmio (Ca). O eletrólito é uma solução alcalina de hidróxido de potássio

(KOH). Ambos os polos são isolados por um separador que os impede de entrar em

contacto físico. A tensão de uma célula das baterias normais de níquel-cádmio é

normalmente de 1,2 V, sendo que pode baixar ligeiramente na sua descarga até aos

0,9 V [12],[42].

As principais vantagens da bateria Níquel-Cádmio são:

Alta taxa de cargas e descargas (ciclo de vida típico é mais de 500

ciclos);

Possibilidade de carregamento muito rápido;

Tolera várias descargas profundas;

Baixa resistência interna;

Maior rendimento e mais leves que as baterias de chumbo.



As principais desvantagens são:

Possuí “efeito memória”;

Deve ser totalmente descarregada antes de cada recarga;

Suscetíveis a danos por sobrecargas;

Baixa gama de temperaturas de funcionamento, pois descarrega-se

rapidamente a temperaturas muito baixas e tem dificuldades em carregar-se

totalmente a temperaturas muito elevadas;

Dificuldade em reciclar pois é um metal pesado;

Menor densidade energética que as baterias de Lítio e de Níquel-Hidreto

Metálico;

Comercialmente caras, 3 a 4 vezes mais que as baterias de Chumbo para

a mesma capacidade.

Estas baterias têm as suas principais aplicações em:

Em portáteis e telemóveis mais antigos;

Equipamento motorizado;

Iluminação de emergência;

Instrumentação médica.

Níquel - Hidreto Metálico

A bateria de Níquel-Hidreto (Ni-MH) Metálico surgiu como uma alternativa a

bateria de Níquel-Cádmio, por causa da sua menor nocividade para com o meio

ambiente e devido a sua maior capacidade de armazenamento de energia. Esta bateria

tem maior rendimento devido a substituição do cádmio por hidreto metálico que possui

uma maior densidade energética. Essa característica possibilita tornar as baterias de

Níquel-Hidreto Metálico mais leves que as de Níquel-Cádmio, e mesmo com mais

capacidade, pois permite utilizar uma maior quantidade de massa ativa no elétrodo

positivo, que é quem limita a capacidade útil desta bateria [12],[43].

Ao nível da sua composição, a bateria de Níquel-Hidreto Metálico é muito

parecida com a de Níquel-Cádmio, pois a única diferença está no elétrodo negativo que

é composto por hidreto metálico, que consiste no uso de hidrogénio absorvido numa

liga metálica, enquanto o elétrodo positivo é composto por Níquel e o eletrólito é uma

solução aquosa de hidróxido de potássio, misturada com pequenas quantidades de

aditivos cuja função é melhorar o desempenho dos elétrodos. Para isolar os dois

elétrodos e ao mesmo tempo oferecer uma maior área de contacto entre os elétrodos e o




eletrólito é usado um separador, que é normalmente constituído por um tecido de fibras

fundidas de poliamida ou polipropileno, que são plásticos leves e recicláveis [12],[43].

As principais vantagens da bateria Níquel-Hidreto Metálico são:

Rápida capacidade de recarga;

Elevado número de ciclo de vida;

Maior energia específica e vida útil que as baterias de Níquel-Cádmio;

Alta potência específica, mas menor que as de Chumbo-Ácido;

Menos poluentes que as baterias de Níquel Cádmio e Chumbo;

Não tem o chamado “efeito memória”;

Larga faixa de temperaturas de funcionamento (-20 a 60 ºC);

Não necessita de manutenção.


Desempenho de descarga menor que a bateria de Níquel-Cádmio;

Sofre do processo de auto descarga (cerca de 2 % por dia).

A bateria de níquel-hidreto metálico é uma boa solução para situações onde um

bom rendimento e ciclo de vida longo são requisitados, e em aplicações onde o descarte

de baterias é elevado, pois têm a vantagem de não serem poluentes para o meio

ambiente, podendo ainda ser recicláveis [12],[43]. Este tipo de bateria é aplicado em:

Equipamentos portáteis como computadores, telemóveis e rádios;

Carros elétricos e híbridos.

Esta bateria é utilizada na segunda geração do Honda Insight, que teve início de

produção em 2009.

Iões de Lítio

As primeiras experiências em baterias de lítio foram feitas por Gilbert N. Lewis,

um brilhante físico-químico americano, em 1912. Mas só em 1970 as primeiras baterias

de lítio, não-recarregáveis, começaram a ser comercializadas. Devido a vários

problemas de segurança, os esforços para desenvolver baterias recarregáveis de lítio

foram infrutíferos, pois o metal de lítio é um material muito instável em certas

circunstâncias, especialmente durante o carregamento. Foi então que em 1979, na

Universidade de Oxford no Reino Unido, que um avanço significativo no processo de

recarregamento das baterias de lítio teve lugar. Os compostos de óxido de níquel lítio

(LiNiO2) e óxido de cobalto lítio (LiCoO2) possuem uma estrutura de camadas que

permite retirar electroquimicamente os iões de lítio e repô-los reversivelmente, que veio



a permitir o uso de qualquer um destes compostos como material ativo do elétrodo

positivo. Devido a estes avanços, e embora a densidade de energia seja inferior a do

metal de lítio, depois de comprovada sua segurança durante as cargas e descargas, a

Sony Corporation do Japão anuncia a primeira bateria de iões de lítio (Li-Ion)

recarregável [12],[44].

Atualmente, alguns fabricantes de baterias têm apostado numa nova variante das

baterias de Li-Ion com base nas nanotecnologias, onde garantem que estás novas

baterias apresentam uma eficiência de carga/descarga 100 vezes superior as baterias

recarregáveis de hoje, uma densidade de potência 4 vezes superior às baterias de Li-Ion

convencionais, densidade de energia duas vezes superiores às baterias de NiHM usadas

nos VEH atuais, são resistentes ao fogo, e nem explodem mesmo em caso de curto-

circuitos pois não atingem temperaturas superiores a 100ºC. Estas variantes das baterias

de lítio são ainda amigas do ambiente, apresentam velocidades de carga de apenas

alguns minutos, podem durar mais de 10 anos e fazer mais de 7000 ciclos de carga.

Estas características são conseguidas graças ao uso nanomaterias, como o titanato de

lítio nanocristalino (Li4Ti5O12) que é usado como ânodo, e o fosfato de lítio (Li3PO4) e o

espinélio de magnésio (MgAl2O4), que são usados no cátodo [12],[44].

Figura 2.44 - Bateria de iões de lítio da VARTA [44].

Como descrito anteriormente, a bateria de iões de lítio, tal como as baterias

convencionais, são constituídas essencialmente por várias células de polaridades

opostas e um eletrólito. Na bateria de iões de lítio o ânodo de uma célula é constituído

por um material ativo de carbono, normalmente grafite, enquanto o cátodo é constituído

por um metal óxido, normalmente óxido de cobalto lítio (LiCoO2), já o eletrólito é

composto por um líquido orgânico, normalmente uma solução de sal em um solvente

orgânico. A solução do eletrólito é rica em iões de lítio (Li+) complexos, como as

misturas de carbonatos orgânicas tais como o carbonato de etileno ou o carbonato de

dietil. Estes eletrólitos que não contêm água, visto que o metal de lítio reage fortemente

com a água, normalmente usam aniões de sais não-coordenados tais como o




hexafluorofosfato de lítio (LiPF6) ou hexafluoroarseniato de lítio (LiAsF6), perclorato

de lítio (LiClO4), tetrafluorocarbonato de lítio (LiBF4) e triflato de lítio (LiCF3SO3)

[12],[44].

As principais vantagens da bateria Iões de Lítio são:

Alta densidade energética;

Muito alta potência energética;

Mais leves e menores que as baterias de NiCd;

Alta eficiência de carga/descarga;

Ampla faixa de temperatura de funcionamento.


Frágeis a picos de tensões e a temperaturas fora dos parâmetros normais

de funcionamento;

Facilmente inflamáveis, podendo mesmo explodir a altas temperaturas;

Necessita de um circuito de controlo para sua proteção, pois não tolera

descargas profundas;

São as mais caras do mercado.


Equipamentos eletrónicos portáteis;

Veículos elétricos e híbridos mais recentes.

Lítio - Polímero

A bateria de lítio-polímero (LiPo) surgiu como resultado de pesquisas realizadas

na década de 70 sobre a condução iónica dos eletrólitos em estado sólido.

Estas baterias secundárias evoluíram a partir das tradicionais de iões de lítio de

eletrólito líquido, sendo lançadas no mercado da eletrónica de consumo em 1996.

A bateria de LiPo, no princípio do seu desenvolvimento, apresentava problemas

de resistência interna, bem como tempos de carga/descarga longos. Mais recentemente,

após alguns melhoramentos no desenho da sua estrutura, permitiram aumentar a taxa de

descarga máxima, para valores de 15 a 30 vezes maiores [12],[45].

Sendo a bateria de lítio-polímero, uma versão evoluída da típica bateria de iões

de lítio, que surgiu da necessidade de melhorar a sua segurança, apresenta a sua

principal diferença no eletrólito, que deixou de ser uma solução líquida de sais de lítio

em um solvente orgânico, para um material compósito de polímero sólido como o óxido

de polietileno.



Figura 2.45 - Bateria de Lítio-Polímero [46].

Este eletrólito de polímero, além de substituir o eletrólito líquido também

substitui o tradicional separador, uma vez que isola eletricamente os elétrodos

conduzindo apenas iões de lítio entre eles. As células do eletrólito de polímero, que

atualmente compõem as novas baterias de lítio-polímero são chamadas de células de

bolsa, e são formadas por um invólucro flexível em forma de folha. Estas novas células

diferem das antigas células cilíndricas, pelo facto de não precisarem de uma pressão

externa para comprimir os elétrodos e os separadores, uns contra os outros, uma vez que

as folhas dos vários componentes estão laminadas entre si.

Já os elétrodos são compostos pelos mesmos materiais das primeiras baterias de

iões de lítio comercializadas, sendo que o ânodo é constituído por uma mistura de metal

de lítio com materiais de carbono enquanto o cátodo é constituído por metais óxidos de

lítio, como o óxido cobalto de lítio (LiCoO2) [12],[45].


Elevada flexibilidade de fabrico;

Boas características de segurança;

Maior Robustez que as baterias de iões de lítio convencionais;

Boa densidade de energia;

Elevada vida útil;

Baixo peso;

Não tem “efeito memória”;

Baixa percentagem de auto descarga.


Menor densidade energética que a bateria de iões de lítio;

Condutividade pobre;

Resistência elevada;

Necessita de um circuito de controlo para sua proteção, pois contêm lítio;

Altas temperaturas de funcionamento (60 - 120ºC).





Equipamentos portáteis pequenos e leves;

Indústria com ambientes agressivos;

Veículos elétricos e híbridos.

Um exemplo da aplicação de baterias de lítio-polímero em veículos híbridos é o

novo Hyundai Sonata Hybrid 2011, apresentado na Figura 2.46.

Figura 2.46 - Hyundai Sonata Hybrid 2011 [47].

Lítio - Fosfato de Ferro

A bateria de lítio fosfato de ferro (LiFePO4) foi desenvolvida por um grupo de

investigação da Universidade do Texas em 1996.

A principal desvantagem para a sua comercialização inicial foi a baixa

condutividade elétrica dos seus elétrodos. Esse problema foi posteriormente

solucionado graças a utilização de nanomateriais, como o carbono, na composição dos

seus elétrodos, visto que aumentam em muito a sua área de contacto com o eletrólito,

melhorando assim a sua condutividade elétrica [12],[48].

A bateria de lítio fosfato de ferro tem como principal diferença, em relação as

outras baterias de iões de lítio, os compostos utilizados no seu cátodo. O seu elétrodo

positivo é constituído essencialmente por um composto de lítio fosfato de ferro

(LiFePO4) e por uma pequena percentagem de carbono. Já o seu elétrodo negativo é

constituído normalmente por um composto de metal de lítio e carbono, normalmente

grafite. Em relação ao eletrólito ele pode ser constituído por várias soluções, sendo que

tipicamente é um a solução líquida orgânica, rica em iões de lítio (Li+) complexos

[12],[48].


Boas características de segurança, devido a utilização do LiFePO4 no seu

cátodo;

Elevado número de ciclos de vida útil;

Leve;



Baixa taxa de auto descarga;

Não tem “efeito de memória”;

Possui alto rendimento;

Boa densidade de energia.


São relativamente caras em relação as baterias de chumbo;

Tensão nominal da célula LiFePo4 menor que do que as células de

LiCoO2 ou de LiMnO2;

Necessita de um circuito de controlo para sua proteção.

Devido as suas excelentes características de segurança, muito boa densidade e

potência energética e boa relação qualidade/preço, torna estas baterias bastante atrativas

para veículos elétricos, como é o caso do Aptera [12],[48]. Estas baterias são aplicadas

principalmente em:

Veículos elétricos e híbridos;

Motociclos elétricos.

Figura 2.47 - Veículo elétrico Aptera da empresa Aptera Motors [49].

Comparação Entre os Diferentes Tipos de Baterias

Nos últimos tempos, alguns construtores de baterias e automóveis, em parceria

com algumas empresas de nanotecnologias, tem apostado fortemente no

desenvolvimento de baterias capazes de fornecer as necessidades e segurança impostas

pelos VEH.

Na Tabela 2, são apresentadas as características mais importantes das principais

baterias utilizadas nos veículos elétricos.




Tabela 2 - Comparativo entre as diferentes baterias existentes no mercado atual [14],[50].

Parâmetros Lítio -

Iões

Lítio -

Fosfato de

Ferro

Lítio -

Polímero

Chumbo

- Ácido

Níquel -

Cádmio

Níquel -

Hidreto

Metálico

Densidade de

Energia / Massa

[Wh/Kg]

90 - 130 90 - 110 140 - 200 35 - 50 40 - 60 60 - 80

Densidade de

Energia / Volume

[Wh/L]

250 -

360 220 300 54 - 95 70 - 90 120-210

Densidade de

Potência / Massa

[W/Kg]

250 -

~340 3000 7100

150 -

400 80 - 150 200 - 300

Eficiência Carga

/ Descarga [%] 80 - 90 98 99.8 70 - 85 75 70

Auto-Descarga

por Dia [%]

~10

(mês) 1 (mês) 5 (mês) ~2 0,5 ~2

Ciclos de Vida >1000 2000 >1000 >600 500 - 1000 >2000

Tensão Nominal

de Célula [V] 3,6 / 3,7 3,3 V 3,7 2,1 1,2 1,2

Pelas características apresentadas na tabela em cima, pode-se verificar, que as

baterias que melhor se enquadram nas necessidades dos VE são sa baterias de iões de

lítio, pois possuem maior densidade energia e de potência, que traduz-se num aumento

da autonomia e potência aos veículos elétricos. Como precisam apenas de alguns

minutos para se carregarem, têm eficiência de carga/descarga perto dos 100% e

milhares de ciclos de carga, estas baterias tornam cada vez mais os VE como uma

solução alternativa e viável aos VCI. Devido a alta densidade de potência e energia, as

baterias de iões de lítio são mais pequenas e mais leves do que outras baterias para uma

mesma capacidade, o que liberta mais espaço para o habitáculo. O único senão, é que

estas baterias são caras comparativamente a outras ofertas, mas que a longo termo,

pode-se recuperar o investimento, visto que, duram mais e têm maior rendimento.

Espera-se ainda que devido ao aumento do seu fabrico os preços possam baixar dentro

em breve.



2.4.3. Supercondensadores versus Baterias

As baterias possuem uma densidade energética maior que os

supercondensadores, são mais baratas e tensão quase estável. Como principais

desvantagens, as baterias têm uma potência de saída mais baixa, longevidade 10 vezes

inferior aos supercondensadores, e cargas/descargas mais lentas.

Para melhor visualizar as diferenças entre as baterias e os supercondensadores, é

apresentado, na Tabela 3, um comparativo entre a bateria de chumbo, os

supercondensadores e os condensadores tradicionais, dos seus principais parâmetros.

Tabela 3 - Comparativo entre a Bateria de Ácido de Chumbo, o Supercondensador e o condensador

tradicional [50].

Parâmetros Bateria de

Chumbo-Ácido Supercondensador

Condensador

Tradicional

Tempo de Carga 1 – 5 h 0.3 – 30 s 10-6

– 10-3

s

Tempo de Descarga 0.3 – 3 h 0.3 – 30 s 10-6

– 10-3

s

Densidade de Energia

[W.h.kg-1

] 10 – 100 1 – 10 < 0,1

Densidade de Potência

[W.kg-1

] < 1000 < 10000 < 10000

Ciclos de vida 1000 > 500 000 > 500 000

Eficiência de

Carga/Descarga [%] 0,7 – 0,85 0,85 – 0,98 > 0,95

Para melhor visualizar a diferença de capacidade de armazenamento e potência,

entre os principais elementos armazenadores de energia, é mostrado o gráfico em baixo,

Figura 2.48 - Densidade de energia e potência dos elementos armazenadores de energia [34].

Baterias Convencionais

Células de Combustível

Supercondensadoreses

Condensadores Convencionais

Densidade de Potência (W/kg)

10 Horas

1 Hora

0.03 Segundos Horas

1 Segundo

Den

sid

ade

de

Ener

gia

(Wh

/kg)

http://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/6/6b/Supercapacitors_chart.svg




2.4.4. Conclusões sobre Elementos Armazenadores

Neste capítulo foram abordados os principais elementos armazenadores de

energia dos VE, as bateria, os supercondensadores e as células de combustível.

Embora os supercondensadores apresentem mais vantagens que as baterias, é na

sua utilização conjunta, que se consegue obter uma maior eficiência energética e

autonomia nos VE. Atualmente, os construtores de automóveis utilizam os

supercondensadores para se carregarem nas travagens regenerativas e devolver essa

energia nos picos de tensão elevados, como em caso do arranque do automóvel ou em

acelerações bruscas.

No caso das células de combustível, embora possuam uma maior capacidade de

armazenamento que as baterias, a sua baixa potência de saída, aliada ao seu alto preço e

dificuldade de armazenamento do hidrogénio, tornam a sua utilização pouco apetecível.

2.5. Conversores de Potência

Devido às exigências dos veículos modernos, como motores mais eficientes,

conforto dos passageiros e segurança, é necessário uma maior quantidade de energia

disponível. De modo a gerir eficientemente essa crescente necessidade de energia, são

utilizados dispositivos semicondutores de potência.

Como nos automóveis, a bateria é quem fornece energia para os acessórios

elétricos e eletrónicos, sob a forma de corrente contínua (CC), são necessários

conversores de potência para modular essa energia, para acessórios que consumam

corrente alternada (CA). Os conversores de potência que transformam um sinal contínuo

num sinal alternado (CC-CA) são chamados de inversores.

Existem dois tipos de inversores, o Inversor Fonte de Tensão (VSI – Voltage

Source Inverter) e o Inversor Fonte de Corrente (CSI – Current Source Inverter). O

VSI, tal como o nome indica, possui na entrada uma fonte de tensão CC, enquanto CSI,

possui na entrada uma fonte de corrente CC. Os inversores são constituídos basicamente

por comutadores semicondutores de potência. Atualmente, semicondutores de potência

totalmente controlados são utilizados quase exclusivamente, sendo que, para inversores

de baixa-média potência são usados MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-

Effect Transistor) e IGBTs (Insulated-Gate Bipolar Transistor), enquanto, para

inversores de alta potência são usados tiristores GTO (Gate Turn Off). Sendo que, os

inversores podem ser construídos com qualquer número de fases de saída, a maioria dos

inversores utilizados são monofásicos ou trifásicos.



Os inversores têm a capacidade de ajustar a amplitude e a frequência dos sinais

de saída. Para veículos elétricos, que possuam motores CA, a frequência é ajustada para

obter a velocidade pretendida, e a amplitude da tensão de saída é ajustada para manter o

fluxo magnético de entreferro, na região de binário constante.

Para conseguir controlar a amplitude e frequências, da tensão de saída do

inversor, são utilizadas algumas técnicas de controlo, implementadas normalmente em

microprocessadores, que fornecem os sinais de controlo dos comutadores do inversor

[12],[50].

Os Inversores Fonte de Tensão, que utilizam princípios básicos dos conversores

de potência DC-AC, bem como as principais técnicas de controlo PWM, são explicados

a seguir.

2.5.1. Inversores Fonte de Tensão

Devido à crescente potência necessária para os veículos modernos, que faz com

as tensões do barramento CC sejam maiores, os VSI são preferencialmente constituídos

por IGBTs ou MOSFETs.

A saída do inversor, que tanto pode ser monofásica como polifásica, pode ter

formas de onda quadrada, sinusoidal e PWM [12],[50]. Algumas das aplicações dos VSI

são:

Drives para motores CA;

Fontes de alimentação ininterrupta CA (UPS);

Aquecimento por indução;

Fontes de alimentação CA a partir de baterias, células de combustível ou

painéis fotovoltaicos;

Filtros Ativos de Potência.

A seguir, são mostradas algumas topologias dos inversores tipo VSI.

VSI Monofásicos

Um dos inversores de configuração mais simples, é o inversor monofásico de

meia-ponte. Este inversor possui num par de dispositivos comutadores, S1 e S2, ligados

em série com a fonte CC, e a carga é ligada entre o ponto a e o ponto médio dos

condensadores de alimentação, como se pode ver na Figura 2.49 (a). Os dispositivos S1

e S2, são comutados alternadamente durante 180º, para gerar uma tensão de forma de

onda quadrada. Quando a carga é indutiva, a corrente de saída (i0) fica em atraso em

relação à tensão de saída (v0) [12],[50].




Figura 2.49 - VSI meia-ponte monofásico [50].

Outra configuração possível do inversor monofásico, é o inversor em ponte

completa. Nesta configuração é acrescentado mais um braço ao inversor, formando uma

ponte-completa em H, como é mostrado na Figura 2.50. Em cada braço do inversor,

apenas pode estar ligado um dispositivo comutador de cada vez. O VSI em ponte

completa só tem 2 estados de condução. Para haver condução de corrente, os

dispositivos comutadores, S1 e S3, têm de estar ligados, enquanto os comutadores, S2 e

S4, têm de estar desligados, durante meio-ciclo (Estado 1). Para haver condução de

corrente em sentido contrário (Estado 2), é necessário trocar a estado dos comutadores,

S1 e S3, para desligados, e os comutadores, S2 e S4, para ligados, durante o outro meio-

ciclo [12],[50].

Figura 2.50 - VSI monofásico ponte-completa [50].

VSI Trifásicos

Os inversores trifásicos são geralmente utilizados para cargas trifásicas. O VSI

trifásico é constituído por 3 braços comutadores, mais um que o VSI monofásico ponte-

completa, como se pode visualizar na Figura 2.51.

Para conseguir fornecer 3 formas de onda sinusoidais à carga trifásica, é

necessário que 3 braços do inversor, comutem com desfasamentos entre si de 120º. Na

Figura 2.52, é mostrado o estado de condução das fases, dado pelas variáveis, a, b e c,

as tensões de fase (VAN, VBN, VCN) e de linha (VAB, VBC, VCA), da carga [12],[50],[51].



Figura 2.51 - VSI trifásico com carga em estrela [50].

Figura 2.52 - Estado de condução das fases e formas de onda de fase e linha da carga trifásica [50].

Tal como, os VSI monofásicos, em cada braço do inversor trifásico, apenas pode

estar ligado um dispositivo comutador de cada vez, conduzindo cada um metade do

ciclo. O desfasamento de comutação de 120º, provoca o aparecimento de seis estados

possíveis, entre as 3 fases de saída do inversor.

2.5.2. Técnicas de Controlo PWM

Os inversores monofásicos ou trifásicos, são utilizados para produzir na sua

saída uma tensão sinusoidal. Os VSIs permitem controlar a frequência e amplitude da

tensão de saída fundamental. As técnicas de Modulação por Largura de Pulso (PWM –

Pulse Width Modulation) para VSIs, são usadas para o controlo de tensão de saída, quer

para, o controlo de corrente de saída. Alguma das técnicas PWM, utilizadas para o

controlo da tensão, são mencionadas a baixo [12],[50]:

PWM Sinusoidal (SPWM – Sinusoidal Pulse Width Modulation);

PWM de Função Modulante (Modulating Function PWM);

PWM Espaço Vetorial da Tensão (Voltage Space-Vector PWM);

PWM Programado (Programmed PWM).




Nas máquinas elétricas, o controlo por corrente é muito importante, pois permite

influenciar o fluxo magnético e desenvolver binário diretamente. Os inversores de alta

performance requerem controlo de corrente. Para o controlo de corrente, as principais

técnicas PWM utilizadas são [12],[50],[51]:

Controlo de Corrente por Histerese (Hysteresis Current Control);

Controlo de Corrente com Rampa de Comparação (Ramp-Comparison

Current Control);

Controlo de Corrente Preditivo (Predictive Current Control).

A técnica de controlo de tensão PWM Sinusoidal, e a técnica de controlo de

corrente por Histerese utilizadas nos conversores de potência, são descritas a seguir.

PWM Sinusoidal

O princípio básico da técnica PWM envolve a comparação da frequência de uma

onda triangular com a onda sinusoidal modulada de frequência fundamental. Em

sistemas trifásicos é necessário a comparação com 3 ondas sinusoidais moduladas de

frequência fundamental, e desfasadas entre si de 120º.

As formas de onda obtidas na técnica PWM Sinusoidal, podem ser visualizadas

na Figura 2.53. Na Figura 2.53 (a) são apresentadas as 3 ondas sinusoidais, e a onda

triangular, moduladas pelas funções implementadas no microprocessador. Na Figura

2.53 (b) e Figura 2.53 (c), são mostradas as tensões PWM simples, nas fases A e B do

inversor, obtidas da comparação da onda sinusoidal da fase com a onda triangular. Na

Figura 2.53 (d), é mostrada a tensão PWM composta, VAB, medida entre as fases A e B

do inversor, bem como, a tensão sinusoidal de frequência fundamental, obtida por um

filtro Passa-Baixo, aplicado na tensão VAB PWM. Vd é a tensão da fonte de alimentação

CC [12],[50],[51].



Figura 2.53 – Formas de onda da técnica PWM Sinusoidal trifásica [51].

Controlo de Corrente por Histerese

Na técnica PWM, de controlo de corrente com banda de histerese, a corrente

medida segue a corrente de comando dentro de uma banda de histerese. Na Figura

2.54 (a), é mostrado o diagrama de blocos do VSI, com uma versão básica do controlo

da corrente de saída por histerese. No controlo por histerese, as correntes de saída iA, iB

e iC, obtidas por sensores nas linhas, são comparadas com as respetivas formas de onda

da corrente de referência i*A, i*B e i*C. Dessa comparação, são obtidas as correntes de

erro ΔiA, ΔiB e ΔiC, que são aplicadas aos controladores de corrente, para produzirem os

pulsos de disparo do inversor. Na Figura 2.54 (b), pode ser vista as caraterísticas da

função histerese implementada no controlador de corrente da fase A, onde h define a

largura da banda de histerese [12],[50],[51].

(a)

(b)

(c)

(d)




Figura 2.54 – (a) Controlo de corrente por histerese do VSI; (b) Características da função histerese do

controlador de corrente da fase A [50].

Se a corrente erro, ΔiA, estiver entre a margem superior e inferior da banda de

histerese )22( hih A , nenhuma ação será tomada. A largura de banda h, é a

banda de tolerância da corrente controlada iA. O sinal de disparo do controlador de

corrente não se altera, desde que iA se mantenha dentro da banda. Caso ΔiA seja alta

)2( hiA , quer dizer que, iA atingiu a margem inferior da banda de tolerância, por

isso a saída do controlador de corrente toma valor 1. Caso ΔiA seja baixa )2( hiA ,

quer dizer, que iA atingiu a margem superior da banda de tolerância, por isso, a saída do

controlador de corrente toma valor 0. Caso ΔiA se mantenha dentro da banda de

tolerância ( 22 hih A ), a saída do controlador de corrente não se altera, ficando

com o valor anterior (x). As caraterísticas da função histerese, implementada no

controlador de corrente da fase A, são apresentadas a seguir [12],[50],[51].

21

22

20

hise

hihsex

hise

a

A

A

A

(2.9)


CAPÍTULO 3

Motores Elétricos de Fluxo Axial

3.1. Introdução

As primeiras máquinas elétricas a serem construídas foram máquinas de fluxo axial.

A primeira máquina elétrica de fluxo axial, foi inventada em 1831, pelo Físico-Químico

inglês Michael Faraday [52].

As máquinas de fluxo axial não tiveram grande aceitação devido a alguns

problemas, nomeadamente, forte atração magnética axial entre o estator e o rotor,

dificuldade de fabrico, custos elevados no fabrico do núcleo laminado do estator e

dificuldades na montagem e mantimento do entreferro uniforme. Devido a estas

desvantagens, os motores de fluxo radial, que apareceram uns anos mais tarde com uma

configuração mais simples, passaram a ser largamente utilizados, dominando o mercado

até à atualidade. O primeiro motor de fluxo radial, foi patenteado por Thomas

Davenport em 1837 [52].

Também os motores de fluxo axial de ímanes permanentes não tiveram grande

impacto no mercado, devido à baixa qualidade magnética dos materiais duros utilizados

na sua constituição. Só mais tarde, com a descoberta do Alnico e da Ferrite de Bário, e

mais recentemente (1983) o Neodímio-Ferro-Boro (NdFeB), que são ímanes poderosos

feitos a partir da combinação de materiais raros, tornaram viáveis a utilização de

sistemas de excitação de ímanes permanentes. Mas só agora, mais concretamente nesta

última década, com a descida brusca dos preços dos ímanes permanentes, é que

começam a ser largamente implementados nos motores para sistemas de tração [52].

Nos itens seguintes, são apresentados os principais tipos de motores elétricos de

fluxo axial, bem como, a sua comparação com os motores de fluxo radial. São ainda

descritas, as principais topologias dos motores de fluxo axial de ímanes permanentes, e

as transformadas de Park e Clarke utilizadas nos controlos de velocidade e corrente dos

motores elétricos.

Capítulo 3 – Motores Elétricos de Fluxo Axial



3.2. Motores Elétricos de Fluxo Axial vs. Fluxo Radial

Devido às várias soluções técnicas existentes, não é possível fazer uma

comparação geral entre os motores de fluxo axial e os motores de fluxo radial.

A principal diferença física entre estes dois tipos de motores, tal como o nome

indica, está na forma de excitação do rotor. No motor de fluxo axial, o caminho do fluxo

magnético ocorre paralelamente ao eixo de rotação, enquanto os motores de fluxo

radial, a direção do fluxo magnético é perpendicular ao eixo de rotação.

Outra diferença que estes dois motores apresentam é ao nível do formato, onde

os AFM (Axial Flux Motor) têm um diâmetro muito maior que os RFM (Radial Flux

Motor). Os motores de fluxo axial apresentam ainda menos perdas no núcleo, devido ao

curto caminho do fluxo no entreferro[52].

Figura 3.1 - Topologias do motor: (a) RFM; (b) AFM [52].

Graças à sua configuração física, os AFM são indicados para aplicações onde

sejam requeridas baixas velocidades e binários elevados, devido ao elevado número de

polos possíveis na sua construção. Aliada a estas características de funcionamento, estes

motores ainda apresentam tamanho reduzido e construção compacta, o que os torna

ideais para situações onde são aplicados diretamente aos eixos de rotação, sem aplicar

engrenagens, como por exemplo, nos geradores eólicos ou nos veículos elétricos.

Ao contrário dos AFM, os RFM são mais indicados para funcionar a altas

velocidades, devido ao mais baixo número de polos possíveis no seu rotor. Os RFM

apresentam topologias e construção simples, e tecnologia madura, o que leva a que

sejam largamente utilizados na indústria atual [52].

3.3. Tipos de Motores de Fluxo Axial

Existem cinco tipos de motores elétricos de fluxo axial, são eles os motores de

corrente contínua (CC) de ímanes permanentes, os Brushless DC, os motores síncronos

de ímanes permanentes, os motores de indução e os motores de relutância variável.

(a) (b)



Figura 3.2 - Diagrama dos diferentes tipos de motores de fluxo axial.

Os motores de corrente contínua com ímanes permanentes são uma opção

versátil e económica para pequenos sistemas de propulsão elétrica, como ventiladores,

carros elétricos e ferramentas elétricas.

Os motores brushless DC e os motores síncronos de ímanes permanentes

apresentam praticamente a mesma estrutura de construção. Ambos possuem ímanes

permanentes no seu rotor, estando isentos, por isso, de escovas. São conhecidos como

motores de fluxo axial de ímanes permanentes (AFPM – Axial Flux Permanent

Magnet). A principal diferença está na forma de onda da corrente e tensão de

funcionamento. O brushless DC produz uma força contraelectromotriz trapezoidal e

absorve corrente com forma de onda retangular. Enquanto o motor síncrono de ímanes

permanentes apresenta uma força contraelectromotriz sinusoidal e absorve corrente

sinusoidal [52].

Figura 3.3 - Formas de onda da corrente dos motores AFPM: (a) Do motor brushless DC, (b) Do motor

síncrono de ímanes permanentes [52].

Os motores de indução apresentam algumas dificuldades no fabrico do rotor

laminado em gaiola.

Motores de Fluxo Axial

CC Ímanes Permanentes

Brushless DC

Síncrono de Ímanes

Permanentes

Indução


Fase A

Fase B

Fase C




Já os motores de relutância variável podem ser fabricados com elevado

isolamento elétrico e magnético e apresentam variedade de escolha do sistema de

controlo.

Os AFPM, também chamados de disc-type machine, tal como os outros AFM,

possuem excelentes características, assim como, construção compacta e alta densidade

de potência. Este tipo de motor, apresenta algumas vantagens em relação aos outros

AFM, como velocidades de funcionamento mais altas, devido a inexistência de

enrolamentos no rotor, não possui perdas por fricção, e não necessita de lubrificação.

Estas são ótimas características para serem incorporados no interior das rodas dos

veículos, como sistema de tração elétrica (Motor-in-Wheel).

Os motores AFPM têm um desenho eletromagnético muito idêntico aos motores

de fluxo radial com ímanes permanentes (RFPM – Radial Flux Permanent Magnet). Os

motores AFPM apresentam algumas vantagens em relação aos RFPM, como formato

cilíndrico, construção mais compacta e maior densidade de potência. O formato em

forma de disco do rotor e do estator dos AFPM, torna possível desenhá-los com ou sem

ranhuras, ou mesmo com a total isenção de ferro na armadura [52].

Na Figura 3.4, é apresentado um diagrama com as configurações existentes para

os AFPM.

Figura 3.4 - Diagrama dos diferentes tipos de motores AFPM.

AFPM

Single-Sided

Slotted Stator

Slotless Stator

Double-Sided

Internal Stator (TORUS)

Slotted Stator (TORUS-S)

Slotless Stator (TORUS-NS)

Coreless Stator (Yokeless)

Internal Rotor (AFIR)

Slotted Stator (AFIR-S)

Slotless Stator (AFIR-NS)

Multi-Stage

Slotted Stator

Sloteless Stator

Coreless Stator



Nos AFPM estão incorporados os motores single-sided, double-sided e multi-

stage. Os motores single-sided possuem apenas um estator e um rotor, podendo o

estator ser com ranhuras ou sem ranhuras (slotted ou slotless). Os double-sided podem

possuir dois estatores e um rotor interno, ou dois rotores e um estator interno, podendo

também ser de estator slotted ou slotless. Na configuração double-sided com estator

interno, o estator pode ainda ser sem núcleo (coreless). Por último, os motores multi-

stage são compostos por vários estatores e vários rotores, podendo os estatores serem

slotted, slotless ou coreless [52].

Os motores de fluxo axial single-sided apresentam a estrutura mais básica e

construção mais simples dos motores de fluxo axial de ímanes permanentes, pois apenas

possuem um estator e um rotor. Este motor possui uma capacidade de produção de

binário menor que as configurações double-sided e multi-stage, devido ao facto, de

apenas produzir fluxo magnético de um lado do motor. Esse fluxo magnético, produz

uma força atrativa entre o estator e o rotor, que provoca perdas por aquecimento nos

rolamentos e flexão do eixo do rotor [52].

(a) (b)

Figura 3.5 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração single-sided: (a) Estator slotless;

(b) Estator slotted.

Na configuração double-sided, que tanto pode ser composta por dois estatores

externos e um rotor interno, como por dois rotores externos e um estator interno,

apresenta maior binário e menos perdas por aquecimento, devido a possuir uma força

atrativa mais equilibrada, que a configuração single-sided. Esta configuração apresenta

como principal desvantagem, uma estrutura e construção mais complicada, e

consequentemente preço mais elevado.

A configuração double-sided com rotor interno, é normalmente denominada

AFIR (Axial Flux Internal Rotor), enquanto a configuração double-sided com estator

interno, é normalmente denominada de TORUS. O motor AFIR com estator slotted, é

denominado de NS AFIR-S ou NN AFIR-S, enquanto o motor AFIR com estator

slotless, é denominado de NS AFIR-NS ou NN AFIR-NS. Em relação ao motor TORUS




de estator slotted, é denominado de NS TORUS-S ou NN TORUS-S, enquanto o motor

TORUS de estator slotless é normalmente denominado NS TORUS-NS ou NN

TORUS-NS. Por fim, o motor TORUS coreless, também é chamada de yokeless

TORUS.

A designação NN e NS antes do nome do motor, identifica a oposição de polos

do rotor. No caso de NN, indica que os polos opostos são iguais (North-North), no caso

de NS, indica que os polos opostos entre rotores são diferentes (North-South). Já depois

do nome, a designação NS indica que o estator não tem ranhuras (Not-Slotted ou

Slotless), enquanto a designação S indica que o estator tem ranhuras (Slotted) [52].

Na Figura 3.6 e Figura 3.7, são apresentadas as diversas topologias do motor

double-sided de estator interno.

(a) (b)

Figura 3.6 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração double-sided estator interno slotted:

(a) NS TORUS-S; (b) NN TORUS-S.

As máquinas de fluxo axial de baixa potência são normalmente desenhadas com

estatores slotless e com rotores de ímanes permanentes.

(a) (b)

Figura 3.7 - Topologia e direção do fluxo magnético da configuração double-sided estator interno slotless:

(a) NS TORUS-NS; (b) NN TORUS-NS.

Na Figura 3.8, é mostrada a estrutura interna do motor AFPM double-sided, de

estator interior sem ranhuras.



Figura 3.8 - Estrutura interna do motor elétrico TORUS-NS [52].

O motor double-sided com estator coreless (TORUS yokeless), tem a

particularidade de possuir a estrutura interna do estator não magnetizada e não

condutora, não apresentando por isso, perdas por histerese e por correntes de eddy no

núcleo.

Na Figura 3.9, são apresentadas as topologias do motor double-sided com rotor

interno. Este motor tem a particularidade de, caso os enrolamentos dos dois estatores

estejam ligados em paralelo, e um deles se partir, o motor consegue manter-se em

funcionamento. Mas neste tipo de motor, é preferível que os enrolamentos dos estatores

estejam ligados em série, para assim criarem forças axiais iguais mas opostas entre si

[52].

(a) (b)

Figura 3.9 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração double sided rotor interior:

(a) AFIR-S; (b) AFIR-NS.

Na Figura 3.10 é mostrado a estrutura interna do motor AFPM double-sided sem

ranhuras, de rotor interior.

Figura 3.10 - Estrutura interna do motor elétrico AFIR-NS [52].




Os motores de fluxo axial multi-stage, também habitualmente chamado de

multidisc, são constituídos por vários rotores e por vários estatores intercalados entre si.

O número de rotores é sempre superior em uma unidade ao número de estatores. Este

motor devido a sua grande constituição apresenta elevada densidade de potência, e

consequentemente alto binário. Estes motores apresentam como principais desvantagens

construção e montagem mais complicadas, perdas e consumos mais elevados, e

comercialmente mais caros. Na Figura 3.11 e na Figura 3.12, são apresentadas as

topologias do motor multi-stage de quatro rotores e três estatores slotted e slotless,

respetivamente [52].

Figura 3.11 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração multi-stage de quatro rotores e três

estatores slotless.

Figura 3.12 - Topologia e direção do fluxo magnético na configuração multi-stage de quatro rotores e três

estatores slotted.

3.4. Transformadas de Clarke e Park

As transformadas de Clarke e Park são usadas para transformar um sistema

referencial estacionário real de três variáveis do estator num sistema referencial

rotacional imaginário de duas variáveis do rotor. Os eixos do referencial estacionário e

rotacional de um motor AFPM de dois polos são apresentados a seguir [52].



Figura 3.13 - Eixos dos enrolamentos estacionários e rotacionais dq de um motor AFPM de dois

polos [52].

Em primeiro, a transformada de Clarke transforma o sistema de três variáveis

reais e estacionárias (A-B-C) num sistema de duas variáveis imaginárias e estacionárias

(α-β). As equações que descrevem a transformada de Clarke são as seguintes [52]:

CBA iiii2

1

2

1

3

2 (3.1)

CB iii2

3

2

3

3

2 (3.2)

CBA iiii2

1

2

1

2

1

3

2 (3.3)

Como o motor possui um sistema de enrolamentos trifásico e equilibrado,

0CBA iii , pode-se reduzir o número de entradas de três para duas, ficando [52]:

Aii (3.4)

CB iii

3

3

3

3 (3.5)

A transformada de Park transforma um sistema de duas variáveis imaginárias e

estacionárias (α-β) num sistema de duas variáveis imaginárias e rotacionais (d-q). As

equações que descrevem a transformada de Park são as seguintes [52]:

sincos iiid

(3.6)

cossin iiiq (3.7)

Íman (Norte)

Íman (Sul)

d - Eixo

A - Eixo

q - Eixo




As transformadas inversas de Park e Clarke, tal como o nome indica, têm a

função inversa das transformadas descritas anteriormente, isto é, transformam um

sistema de duas variáveis imaginárias e rotacionais num sistema de três variáveis reais e

estacionárias. A transformada inversa de Park transforma um sistema de duas variáveis

imaginárias e rotacionais (d-q) num sistema de duas variáveis imaginárias e

estacionárias (α-β). As equações da transformada inversa de Park são as seguintes [52]:

sincos qd iii (3.8)

cossin qd iii (3.9)

A transformada inversa de Clarke transforma um sistema de duas variáveis

imaginárias e estacionárias (α-β) num sistema de três variáveis reais e estacionárias

(A-B-C). As equações da transformada inversa de Clarke são as seguintes [52]:

iiA (3.10)

iiiB 2

3

2

1 (3.11)

iiiC 2

3

2

1

(3.12)

3.5. Conclusão

Embora exista, para quase todos os motores de fluxo radial (RFM) um motor de

fluxo axial (AFM) equivalente, é nas suas constituições físicas que se pode ver as

principais diferenças entre estes dois tipos de motor. Também nas suas aplicações

existem diferenças, pois os motores de fluxo axial são mais indicados para trabalhar a

mais baixas velocidades e com cargas mais elevadas que os motores de fluxo radial,

devido ao elevado número de polos na sua construção.

Existem cinco tipos de motores de fluxo axial: o motor CC de ímanes

permanentes, o brushless DC, o síncrono de ímanes permanentes, o de indução e o de

relutância. Um dos mais utilizados é o síncrono de ímanes permanentes devido as suas

inúmeras vantagens, como boa relação peso/potência e baixa manutenção. Dentro dos

motores de ímanes permanentes existem três tipos de motores: os single-sided, os

double-sided e os multi-stage, que se caracterizam pela possibilidade de terem um ou

mais rotores ou estatores.


CAPÍTULO 4

Simulação do Controlador para o Motor Elétrico

4.1. Introdução

Neste capítulo, é simulado o conversor de potência trifásico CC-CA para

acionamento de um motor elétrico e o algoritmo de controlo do motor síncrono de fluxo

axial.

O software de simulação do controlador desenvolvido para acionamento de um

motor elétrico foi o PSIM, pois esta é uma ferramenta projetada especificamente para a

eletrónica de potência, para o controlo de motores e para a simulação de sistemas

dinâmicos. O PSIM, com uma interface gráfica bastante simples, oferece uma

variadíssima gama de componentes para circuitos de potência e controlo nas suas

bibliotecas. Os elementos de potência vão desde componentes elétricos passivos,

passando por semicondutores de potência e transformadores, até motores elétricos e

cargas mecânicas. Já os elementos de controlo vão desde filtros, portas lógicas, até

inúmeros blocos de funções matemáticas.

Figura 4.1 - Ambiente gráfico do software de simulação PSIM.

Capítulo 4 – Simulação do Controlador para o Motor Elétrico



4.2. Simulação do Conversor de Potência CC-CA

Nesta simulação, o Conversor de Potência é simulado em vazio e com uma carga

RL com valores aproximados das caraterísticas do motor elétrico de fluxo axial.

O conversor de potência CC-AC trifásico simulado é alimentado com uma

tensão no barramento CC de 60 V. Nos elementos de controlo, a fonte de tensão

triangular tem uma frequência de 8 kHz e uma amplitude máxima de 4 V, enquanto, a

fonte de tensão sinusoidal têm uma frequência de 50 Hz e uma amplitude máxima de

4 V. A forma de onda da tensão da saída, dada por cada ramo do conversor, é filtrada

por um filtro passa-baixo de 2ª ordem de 500 Hz.

4.2.1. Simulação do Conversor de Potência CC-CA em Vazio

Na Figura 4.2 pode-se ver o conversor de potência trifásico simulado, bem como

os elementos de controlo que fornecem os sinais de disparo dos IGBTs.

Figura 4.2 - Conversor de Potência em vazio simulado no PSIM.

Na Figura 4.3, pode-se ver as formas de onda filtradas da tensão simples da

saída do conversor trifásico simulado em vazio. As formas de onda das três fases são

sinusoidais e desfasadas entre si de 120º.

Figura 4.3 - Tensões de saída do Conversor de Potência trifásico.

Ten

são

(V

)

Tempo (s)



As tensões simples obtidas, não atingem a tensão do barramento CC, devido aos

filtros passa-baixo aplicados.

Figura 4.4 - Filtros passa-baixo das tensões implementados nas simulações com e sem carga.

4.2.2. Simulação do Conversor de Potência CC-CA com Carga RL

Na simulação do Conversor de Potência com carga RL em estrela o valor de

cada resistência é de 20 mΩ, e o valor de cada indutância é de 5 mH.

Figura 4.5 - Conversor de potência CC-CA com carga RL simulado no PSIM.

Na Figura 4.6 são apresentadas as formas de onda da tensão simples filtrada e

da corrente de fase, do conversor trifásico simulado com carga RL, onde se verifica o

desfasamento entre a tensão e a corrente de cada fase, provocada pela indutância da

carga RL.

Figura 4.6 - Tensões e correntes de fase do Conversor de Potência trifásico simulado com carga RL em

estrela.

Ten

são

(V

) C

orr

en

te (

A)

Tempo (s)




4.3. Simulação do Algoritmo de Controlo do Motor Síncrono

A técnica de Modulação implementada no algoritmo de controlo é a SPWM

(Sinusoidal Pulse Width Modulation). O algoritmo de controlo do motor síncrono é de

velocidade, sendo utilizado um sensor de velocidade para medir a velocidade angular

instantaneamente (wm), como se pode ver na Figura 4.8. Posteriormente a posição

angular do motor (CTr) é calculada através do integral de wm, pois é necessária para o

cálculo das transformadas diretas e inversas de Park e Clarke do algoritmo de controlo.

Figura 4.7 - Algoritmo de controlo do motor síncrono trifásico simulado no PSIM.

Nesta simulação, o motor síncrono é testado em vazio e em carga, para duas

velocidades de referência de 25 rad/s e 50 rad/s. A tensão do barramento CC é de 48 V.

A frequência nominal do motor síncrono trifásico é 139 Hz, que equivale a uma

velocidade angular máxima de 54 rad/s. O circuito de potência implementado no PSIM

é demonstrado na Figura 4.8.

Figura 4.8 - Circuito de Potência implementado na simulação do Motor Síncrono no PSIM.



4.3.1. Simulação do Motor Síncrono em Vazio

Na Figura 4.9 podem-se ver a velocidade angular (wm) do motor síncrono

simulado em vazio para as duas velocidades de referência (wm_ref). A transição de

velocidades dá-se no instante de tempo t=1.

Figura 4.9 - Velocidade angular do motor síncrono simulado em vazio, para duas velocidades de

referência.

Na Figura 4.10 podem-se ver as formas de onda filtradas da tensão simples

aplicadas ao motor síncrono simulado em vazio, para as duas velocidades de referência.

Figura 4.10 - Tensões simples aplicadas ao motor síncrono simulado em vazio, para duas velocidades de

referência.

Na Figura 4.11 pode ver-se as correntes de linha consumidas pelo motor

síncrono simulado em vazio, para as duas velocidades de referência simuladas.

Tempo (s)

Ve

loci

dad

e (

rad

/s)

Tempo (ms)

Ten

são

(V

)




Figura 4.11 - Correntes de linha consumidas pelo motor síncrono simulado em vazio, para duas

velocidades de referência.

4.3.2. Simulação do Motor Síncrono em Carga

Nesta simulação é aplicada uma carga ao motor síncrono de 10 Nm. Na Figura

4.12, pode-se ver a velocidade angular (wm) do motor síncrono simulada para as duas

velocidades de referência (wm_ref). A transição de velocidades dá-se no instante de

tempo t=1.

Figura 4.12 - Velocidade angular do motor síncrono simulado em carga, para duas velocidades de

referência.

Na Figura 4.13 podem ver-se as tensões simples aplicadas ao motor síncrono,

simuladas para as duas velocidades de referência.

Ve

loci

dad

e (

rad

/s)

Co

rre

nte

(A

)

Tempo (ms)

Tempo (s)



Figura 4.13 - Tensões simples filtradas aplicadas ao motor síncrono simulado em carga, para duas


Na Figura 4.14 podem ver-se as correntes de linha consumidas pelo motor

síncrono, para as duas velocidades de referência simuladas.

Figura 4.14 - Correntes de linha consumidas pelo motor síncrono simulado em carga, para duas


4.4. Conclusão

Na simulação do conversor de potência, tanto em vazio como em carga,

verificou-se que o conversor consegue fornecer tensões e correntes perfeitamente

sinusoidais. Também verificou-se que consegue fornecer tensões e correntes, que

variam em frequência e amplitude.

Na simulação do algoritmo de controlo do motor síncrono, para duas

velocidades de referência, verificou-se que, o motor atinge de forma suave, e

rapidamente, a velocidade angular de referência. Também se verificou que as formas de

Tempo (ms)

Ten

são

(V

) C

orr

en

te (

A)

Tempo (ms)




onda das tensões e correntes adotam uma forma mais sinusoidal com o aumento da

carga.


CAPÍTULO 5

Implementação do Controlador para o Motor Elétrico

5.1. Introdução

Neste capítulo, é descrita a implementação do controlador desenvolvido para o

acionamento de um motor elétrico trifásico, onde são abordadas todas as tecnologias

utilizadas na implementação do controlador desenvolvido, que é composto pelo circuito

de potência e circuito de controlo.

Na Figura 5.1 pode ser visto o controlador desenvolvido no âmbito deste

trabalho de Mestrado realizado no GEPE (Grupo de Eletrónica de Potência e Energia)

do Departamento de Eletrónica Industrial da Universidade do Minho, para um motor

elétrico.

Figura 5.1 - Bancada de ensaio do controlador eletrónico desenvolvido para acionamento de motores.

Para melhor entender a constituição e ligações do circuito de potência e do

circuito de controlo, é apresentado na Figura 5.2 um esquema de ligações dos vários

componentes que constituem o controlador eletrónico desenvolvido para o acionamento

de um motor elétrico trifásico.

Capítulo 5 – Implementação do Controlador para o Motor Elétrico



Este capítulo começa por descrever o circuito de potência desenvolvido, que

torna possível a conversão da tensão contínua do barramento CC para tensões

Placa de Interface

Conversor de Potência

Fonte de Tensão CC

Microprocessador (DSP)

Sensores de Corrente

Sensor de Posição

Placa de Comando

Motor Elétrico

P. Condicionamento de Sinal

Sensores de Tensão

Circuito de Potência

Circuito de Controlo

1 2

3

8

4

7

5

11

10

9

Legenda:

1 – A fonte de tensão alimenta o conversor de potência com tensão contínua (48 V), quando a

máquina síncrona funciona como motor;

2 – O Conversor de Potência funciona como inversor, alimentando o motor elétrico com tensões

sinusoidais trifásicas;

3 – O Circuito de Comando envia 6 sinais de comando dos IGBT´s e recebe 4 sinais de controlo de

erros dos Drivers do Conversor de Potência.

4 – O Circuito de Interface recebe 1 sinal de controlo de erros da placa interface, envia dois sinais

de controlo (Enable e Reset); 5 – recebe 2 sinais (sen/cos) do sensor de posição e; 6 – recebe 3

sinais, um do potenciómetro (velocidade) e dois dos switchs Start/Stop e Vel.1/Vel.2.

7 – O Microprocessador recebe 1 sinal do potenciómetro e 2 sinais de posição (sen/cos), e envia

dois sinais de controlo (Enable e Reset); 8 – envia 6 sinais PWM de comando dos IGBT´s e; 9 –

recebe 4 sinais dos sensores da placa de condicionamento de sinal;

10 – A Placa de Condicionamento de Sinal recebe 2 sinais dos sensores de corrente e; 11 – 2 sinais

dos sensores de tensão.

Potenciómetro

6

Sensores de

Corrente

Drivers

Figura 5.2 - Esquema de ligações do sistema eletrónico implementado.



sinusoidais trifásicas (após filtragem) para o motor elétrico. Nele estão incorporados

uma fonte de tensão CC, o motor elétrico e o conversor de potência.

É descrito também o circuito de controlo utilizado, onde são abordados o tipo

microcontrolador utilizado e o código implementado, as placas de comando e de

interface, bem como a placa de condicionamento de sinal desenvolvido e os sensores

utilizados.

5.2. Circuito de Potência

O circuito de potência, tal como o nome sugere, é um circuito percorrido por

correntes elevadas. Este circuito é responsável pela alimentação do motor elétrico

trifásico, transformando a tensão contínua fornecida pelos pela fonte de alimentação em

tensões sinusoidais trifásicas, desfasadas entre si de 120º.

A seguir, são descritas as características do motor síncrono de fluxo axial

inicialmente escolhido, bem como componentes que constituem o conversor de potência

trifásico implementado.

5.2.1. Motor Elétrico de Fluxo Axial

O motor elétrico escolhido foi o Pra230 da Perm-Motor. O Pra230 foi escolhido

por ser um motor síncrono trifásico de ímanes permanentes de fluxo axial, o que o torna

mais leve e compacto, comparativamente a outros motores com a mesma potência, com

a vantagem de não ter engrenagens e de poder ser acoplado diretamente na roda.

Figura 5.3 - Motor Pra230 acoplado diretamente numa roda [54].

Para a elaboração da Tabela 4, com as características do motor elétrico, foi

necessário fazer algumas medições. A resistência do estator (RS) foi obtida a partir da

medição da resistência entre fases dividida por dois, uma vez que os enrolamentos do

estator estão ligados em estrela. A medição da resistência foi efetuada com a ajuda de

uma ponte RLC de precisão (PM630A da PHILIPS).

Na Tabela 4, são apresentadas as características elétricas do motor síncrono.




Tabela 4 - Características elétricas do motor síncrono Pra230 [55].

Potência: 1,8 kW

Ligação do Estator: Estrela

Tensão Nominal: 33,2 V

Corrente Nominal: 40,8 A

cos φ: 0,77

Velocidade Nominal: 520 rpm

Binário: 33 Nm

Constante de Binário: 0,81 Nm/A

Nº de Polos: 32

Frequência Nominal: 139 Hz

Resistência (u-v): 62 mΩ

Resistência (RS): 31 mΩ

Indutância (u-v): 358 µH

Indutância (Lq): 483 µH

Indutância (Ld): 413 µH

Massa: 13,8 kg

Para o controlo do motor são necessários os valores das indutâncias, Lq e Ld,

correspondentes às indutâncias em relação aos eixos de referência q e d. Não sendo

esses valores fornecidos pelos fabricantes, foi necessário proceder-se ao cálculo das

respetivas indutâncias. Para conseguir calcular as indutâncias, Lq e Ld, ligou-se o

terminal da fase b ao terminal da fase c do motor, de modo a eliminar a componente d

do eixo do rotor, e a alinhar a componente q do eixo do rotor com a fase a. Desta forma,

pode-se escrever a equação (5.1), que descreve o modelo equivalente do motor no eixo

q.

a s a q au R i L i (5.1)

Por fim, é preciso aplicar na fase a uma pequena tensão alternada, de amplitude

e frequência fixa, de modo a poder medir a corrente que a percorre. O valor de Lq deve

ser calculado para um valor mínimo da corrente de pico que percorre os enrolamentos

da fase a, enquanto o valor de Ld deve ser calculada para um valor máximo da mesma

corrente. Obtêm-se essa variação da corrente de pico variando a posição angular do

rotor do motor. Desta forma, para poder calcular o valor de Lq e Ld, a equação (5.1) dá

lugar às equações (5.2) e (5.3), onde Vpp é a tensão de pico aplicada na fase a, Ipp é a



corrente de pico medida, RS é a resistência por fase, w é a frequência angular, e Lq e Ld a

indutância no eixo q e d, respetivamente:

222

2

wLRI

VqS

PP

PP (5.2)

222

2

wLRI

VdS

PP

PP (5.3)

Nos testes realizados para o cálculo das indutâncias Lq e Ld, foram obtidas as

seguintes formas de onda das tensões e correntes mostradas na Figura 5.4. A escala dos

sensores de corrente é de 10 mV/A.

Figura 5.4 - Forma de ondas das tensões (azul) e correntes (verde) para o cálculo das indutâncias Ld e Lq.

A seguir, são apresentados os cálculos das indutâncias Lq e Ld, através das

equações (5.2) e (5.3), respetivamente.

HLLW

RI

V

L qq

S

pp

pp

q 483100

)1031(45,1

10225 23

23

2

2

(5.4)

HLLW

RI

V

L qq

S

pp

pp

d 413100

)1031(65,1

10220 23

23

2

2

(5.5)

5.2.2. Conversor de Potência

O conversor de potência implementado neste projeto foi desenvolvido para o

motor síncrono trifásico Pra230. Nele, são utilizados 3 módulos de IGBTs, 3 Drivers e

suas placas, e 3 condensadores com função de snubber.

Lq Ld




Figura 5.5 - Conversor de Potência trifásico implementado.

A seguir, são descritos os componentes utilizados na construção do conversor de

potência.

Módulo de IGBTs

O módulo de IGBTs utilizado é o SKM100GB176D da Semikron. Cada módulo

possui 2 IGBTs que formam um braço do conversor de potência. Os IGBTs suportam

correntes máximas de coletor (Ic) de 125 A, tensões máximas de coletor-emissor (Uce)

de 1200 V e correntes de curto-circuito até 720 A. Na Figura 5.6, é apresentado o

Módulo de IGBTs utilizado, e seu respetivo esquemático [56].

Figura 5.6 - Módulo IGBT SKM100GB176D da Semikron e seu esquemático [56].

Driver

O Driver utilizado é o Skyper 32Pro R da Semikron, e tem como principal

função, isolar eletricamente o circuito de controlo do circuito de potência. Este Driver,

além de isolar os dois circuitos através de uma fonte de alimentação interna isolada,



também suporta algumas funções a fim de proteger o módulo de IGBTs do lado do

circuito de potência [57]. As funções são as seguintes:

Controlo de falhas (Failure Management);

Proteção contra subtensões (Under Voltage Protection);

Proteção dinâmica contra curto-circuitos (Dynamic Short Circuit

Protection);

Geração do tempo morto (Dead Time Generation);

Sinais de Paragem/Erro (Halt Logic Signal);

Desligar suave dos IGBTs (Soft Turn-Off);

Entrada de erros externos (External Error Input).

O Failure Management gere algumas das funções do Driver, tais como Under

Voltage Protection, Dynamic Short Circuit Protection, Halt Logic Signal. Em caso de

algumas destas funções detete uma falha, o Failure Management desliga os IGBTs e

envia um erro de saída (Halt_Out). A função Under Voltage Protection protege o

circuito contra subtensões, tanto do lado do conversor (Primário <13,5 V) como do lado

do controlo (Secundário <12 V). Já a função Dynamic Short Circuit Protection protege

contra curto-circuitos, podendo a sensibilidade da proteção ser dinamicamente adaptada

aos disparos dos IGBTs durante o seu ligar (Turn-On), através de inserção de um

condensador (CCE) e uma resistência (RCE) entre o coletor e o emissor da cada IGBT. O

Driver também permite que os IGBTs possam ser desligados suavemente através da

função Soft Turn-Off (STO), que é habilitada através da colocação de uma resistência

em série (RGoff_SC) com a resistência da gate dos IGBTs (RGoff), evitando assim picos de

corrente que ocorrem quando se desliga rapidamente circuitos que possuem indutâncias.

Este Driver permite ainda a geração do Dead Time dos sinais de comando do módulo de

IGBTs, e suprime pulsos curtos indesejados, menores que 650 ns, nesses mesmos sinais.

A função Halt Logic Signal possui dois sinais de erro, um de entrada (Prim_Halt_In) e

outro de saída (Prim_Halt_Out), que habilitam ou desabilitam o estado do driver

[57],[59].

Figura 5.7 - Driver Skyper 32Pro R da Semikron [58].




Por último a função External Error Input disponibiliza 2 entradas de erros

externos do lado conversor de potência, que podem ser usadas nos circuitos externos de

proteção contra sobre correntes ou sobre temperaturas para desligar os IGBTs [57].

O Driver possui uma placa chamada de Board 1 Skyper 32Pro R da Semikron

que serve de placa de adaptação ao próprio Driver, e de circuito de ligação entre a Placa

de Comando e o Módulo IGBT. A placa do Driver é ilustrada na Figura 5.8.

Figura 5.8 - Board 1 Skyper 32Pro R da Semikron.

A Board 1 Skyper 32Pro R além de servir de suporte ao Driver, também permite

configurar algumas das suas funções descritas anteriormente. Permite configurar a

sensibilidade ao curto-circuito da função Dynamic Short Circuit Protection, através da

escolha do condensador (CCE) e da resistência (RCE) de cada IGBT. Permite configurar o

Dead Time através da combinação de 4 pinos, conectados ou não, à terra do circuito

(GND). O Dead Time utilizado foi de 3 µs, que já vem configurado por defeito na placa.

Permite desabilitar o sinal de erro de entrada do primário (Prim_Halt_In), da função

Halt Logic Signal, ligando-o diretamente ao sinal de erro de saída do primário

(Prim_Halt_Out). A Board 1 Skyper 32 Pro também permite dimensionar a resistência

(RGoff_SC) da função Soft Turn-Off, ou mesmo desabilitá-la fazendo um shunt no lugar da

resistência. Por fim, permite configurar as duas entradas externas da função External

Error Input através da colocação de resistências para ajuste das tensões de entrada, ou

mesmo desabilita-las também através de um shunt [57],[59].

Condensador com função de Snubber

Um Condensador com função de snubber é um componente simples de absorção

de energia, que é utilizado para eliminar picos de tensão causados pela energia

armazenada nas bobinas do circuito, quando os semicondutores de potência, ou mesmo

comutadores mecânicos, abrem. O princípio de funcionamento assemelha-se a um filtro

“passa-baixo”.



O Condensador com função de snubber utlizado é da EPCOS, tem uma

capacidade de 1 µF e suporta picos de tensões até 1000 V.

Figura 5.9 – Condensador com função de snubber da EPCOS de 1 µF, 1000 V [60].

Para conseguirem absorver os picos de tensão que podem danificar o conversor

de potência, o Snubberes são colocados em paralelo com o módulo dos semicondutores,

de forma a poder disponibilizar um caminho alternativo para a corrente, provocada pela

energia armazenada nos enrolamentos do motor elétrico [61].

5.3. Circuito de Controlo

O Circuito de Controlo é responsável pelo controlo da velocidade do motor,

através da sincronização dos disparos dos IGBTs do conversor de potência. Para o

motor síncrono, esse controlo só é conseguido através da recolha de informação dos

sensores de corrente e do sensor de posição do motor, que é necessária para o algoritmo

de controlo implementado no microcontrolador. Devido à necessidade de ajustar as

tensões dos sinais que entram e saem do microcontrolador, várias placas são utilizadas,

tais como, a Placa de Condicionamento de Sinal e a Placa de Interface, para os sinais de

entrada, e a Placa de Comando para os sinais de saída. A Placa de Comando também

protege o Circuito de Controlo e sinaliza eventuais erros que possam ocorrer no Circuito

de Potência.

Na Figura 5.10, é mostrado o Circuito de Controlo, constituído pelas várias

placas desenvolvidas e microcontrolador utilizado.




Figura 5.10 - Circuito de Controlo implementado.

A seguir, são apresentadas as várias placas e componentes constituintes do

Circuito de Controlo.

5.3.1. Placa de Comando

A Placa de Comando é responsável pela conversão da tensão dos sinais de

comando dos IGBTs e pela deteção dos erros enviados pelos drivers, que em caso

afirmativo, bloqueia estes mesmos sinais.

Esta placa converte a tensão dos sinais de comando do microcontrolador (3,3 V)

para a tensão do driver (15 V). Quando algum erro é detetado, é sinalizado através de

LEDs que assinalam os respetivos erros.

A Placa de Comando utilizada, foi desenvolvido no GEPE (Grupo de Eletrónica

de Potência e Energia) do Departamento de Eletrónica Industrial da Universidade do

Minho.

Figura 5.11 - Placa de Comando.



Esta placa também permite bloquear os sinais de comando e desativar os erros

através de dois sinais externos, chamados de Enable e Reset, respetivamente. Estes

sinais podem ser ativados mecanicamente ou por software. A placa ainda possui um

sinal de saída (Erro_Inv_Comando), que sinaliza a existência de erros nos drivers.

5.3.2. Placa de Interface

A Placa de Interface é composta por dois circuitos independentes, que têm como

principal função fazer a ligação dos sinais da Placa de Comando e da Placa de

Condicionamento de Sinal com o Microcontrolador, ou seja, ajusta os níveis de tensão

entre ambos. Os circuitos que convertem as tensões dos sinais da Placa de Comando e

dos sensores do motor vão ser designados de circuito Interface_1 e Interface_2,

respetivamente.

O circuito de Interface_1 converte a tensão do sinal de saída Erro_Inv_Comando

e dos sinais de entrada Enable e Reset do circuito de comando (15 V) para a tensão dos

pinos do micro (3,3 V). O circuito de Interface_2 tem como função, ajustar linearmente

o valor da tensão dos dois sinais de saída do sensor de posição do motor (sen e cos), do

sensor de temperatura do motor e do potenciómetro que regula a velocidade do motor (0

a 5 V), para a tensão do ADC do DSC/Microcontrolador (0 e 3 V). Este circuito fornece

também dois sinais de controlo do motor elétrico por software, um para ligar ou desligar

o motor (Start/Stop) e o outro para mudar o sentido de deslocamento do motor

(Forward/Backward).

Figura 5.12 - Placa de Interface.

No circuito Interface_1, para a conversão da tensão dos sinais

Erro_Inv_Comando, Enable e Reset são utilizados octocopladores, que além de permitir

ajustar as tensões também isolam galvanicamente a placa do Kit do microcontrolador.

Circuito Interface_1 Circuito Interface_2




Os esquemas elétricos que permitem converter a tensão de cada um destes sinais, são

apresentados a seguir.

3.3V1

2

3 4

5

6

NC

ViVo

R1

R2

Figura 5.13 - Esquema elétrico do circuito de conversão da tensão dos erros.

15V1

2

3 4

5

6

NC

ViVo

R1

R2

Figura 5.14 - Esquema elétrico do circuito de conversão dos sinais Enable e Reset.

O circuito Interface_2 ajusta a tensão de saída dos sensores através de um

circuito redutor composto por amplificadores operacionais (AMPOPs) que garantem

uma gama de tensões de saída entre 0 e 3 V para assim poderem ser lidas pelo ADC do

microcontrolador. Tanto os sinais de saída do sensor de posição como o sinal de saída

sensor de temperatura necessitam de dois AMPOPs para obterem a gama de tensões

pretendidas. Já para ajustar o valor da tensão de saída do potenciómetro apenas foi

necessário dimensionar o valor da resistência que é colocada em série com o

potenciómetro, de forma a obter tensões entre 0 e 3 V. Na Figura 5.15, é demonstrado o

esquema elétrico do circuito redutor desenvolvido para os sensores do motor.

Figura 5.15 - Esquema elétrico do circuito redutor dos sensores do motor.

5.3.3. DSC/Microcontrolador

O Controlador de Sinal Digital (Digital Signal Controller - DSC) escolhido para

controlar o motor elétrico foi o TMS320F28335 da Texas Instruments. Este DSC foi

Tensão

de Saída

dos Erros

Tensão de

Entrada do

Microcon-

trolador

Tensão de

Saída do

Microcon-

trolador

Tensão de

Entrada da

Placa

Interface_1

Tensão

de saída

dos

Sensores

Tensão de

entrada

do

ADC

Vi

VO



escolhido devido a sua grande capacidade e velocidade de processamento de dados, e

também devido às soluções de alta performance para as exigências das aplicações de

controlo, como por exemplo, geradores de saídas PWM avançados e conversores

Analógico-Digital (Analog-Digital Converter - ADC) de alta velocidade.

A série C2000TM Delfino Floating Point, da família de microcontroladores

TMS320, que suportar tarefas numéricas intensivas, é desenvolvida especialmente para

o controlo de motores elétricos. As principais características deste microcontrolador são

[62]:

Frequência de clock até 150 MHz;

Unidade de Processamento Central (CPU) de 32 bits;

Controlador de acesso diretamente á memória (DMA) de 6 canais;

Memória interna flash de 256 K x 16 K e SARAM de 34 K x 16 K;

Boot ROM (8 K X 166 K), com 7 modos arranque por software;

PLL dinâmica, oscilador interno e Watchdog;

18 saídas PWM, 6 saídas HRPWM e 6 capturas de eventos de entrada;

3 timers de 32 bits;

Periféricos Porta Série: 2 módulos CAN e 3 módulos SCI;

ADC de 12 bits, com 16 canais de entrada (A0-A7; B0-B7);

88 Entradas/Saídas de propósito geral (GPIO0 até GPIO87).

Para a implementação do DSC/Microcontrolador neste projeto utilizou-se o kit

Experimentador TMS320F28335 que permite explorar e testar todas as funcionalidades

do DSC. O kit TMS320F28335 possuiu um cartão de controlo (controlCARD), onde está

inserido o microcontrolador, e uma placa de testes (docking station) que possibilita o

acesso a 100 pinos do microcontrolador e ainda a áreas de testes, bem como conectores

JTAG, comunicação RS-232 e emuladores JTAG USB.

Figura 5.16 - ControlCard do Kit Experimentador TMS320F28335 [63].

Na Figura 5.18, é apresentado o diagrama de blocos funcional do

microcontrolador utilizado.




Figura 5.17 - Kit Experimentador TMS320F28335 [63].

Figura 5.18 - Diagrama de blocos funcional do DSC TMS320F28335 [62].



Para a programação do DSC TMS320F28335 foi utilizado o software Code

Composer Studio™ IDE, versão 4.1 C28x™ 32k byte. Este software além de compilar o

código, também faz o debug direto ao DSC/Microcontrolador podendo ser em tempo

real, isto é, pode ver-se o valor instantâneo das variáveis que se pretende analisar. Na

Figura 5.19, pode ver-se o ambiente gráfico do Code Composer Studio versão 4.

Figura 5.19 - Ambiente gráfico do CCSv4.

Para melhor compreender o funcionamento do microcontrolador, é apresentado

na Figura 5.20, o fluxograma do código implementado para o controlo do motor

síncrono.

O algoritmo implementado no microcontrolador começa por declarar as

variáveis, como por exemplo, as variáveis para o cálculo das transformadas diretas e

inversas de Park e Clarke, em seguida configuram-se as interrupções utilizados, como o

relógio do sistema e dos periféricos, 8 pinos de saída, sendo que 6 pinos foram

configurados como ePWM para o disparo dos IGBTs do inversor e os restantes 2 pinos

para o Enable e o Reset da placa de Interface_1.

Foram ainda configurados 6 pinos como entradas, para os quatro erros do

conversor de potência e para os botões de Start e Reverse/Forward do motor, e por

último foi habilitada a interrupção interna do ADC. Também o módulo do ADC, que

transforma os sinais analógicos vindos dos sensores de corrente, tensão e posição em

sinais digitais, foi configurado para trabalhar no modo de conversão sequencial, à




velocidade do clock dos periféricos e para um máximo de 8 conversões no porto A (A0-

A7).

A última configuração foi feita no módulo ePWM, que foi utilizado para

controlar os 6 IGBTs do inversor trifásico (Conversor de Potência) através de 3

módulos PWM (EPWM1, EPWM2, EPWM3), Figura 5.21, e também para controlar o

tempo entre interrupções do ADC através do módulo EPWM4, que faz disparar a o bit

de controlo de início da conversão (SOC – Start of Conversion) do ADC.

Inicio

Declaração de

Variáveis

Configuração:

Pinos do DSC/Microcontrolador (Entrada/Saída)

ADC (8 conversões)

ePWM1,2,3 para o Inversor Trifásico

ePWM4 para o SOC do ADC

Espera interrupção do

ADC (SOC). Flag

EOC=1?

Lê os 8 registos do ADC

Cálculos das transformadas diretas e

inversas, de Clarke e Park

Comparação das três ondas sinusoidais

calculadas, com a onda triangular gerada

do ePWM

Sim

Não

Figura 5.20 - Fluxograma de nível 1 do algoritmo de controlo do motor síncrono.



Figura 5.21 - Sinais de controlo configurados no módulo ePWM do microcontrolador, aplicados nos 6

IGBTs do conversor de potência.

Depois de todos as variáveis declaradas, interrupções e módulos do

DSC/Microcontrolador configurados, o código de controlo do motor entra num ciclo no

qual espera que aja um SOC e consequentemente um fim da conversão (EOC – End of

Conversion) para assim poder ler os 8 registos do ADC que armazenam os valores da

conversão. Depois de ler os valores dos registos para variáveis declaradas

anteriormente, o código entra na fase de cálculo das transformadas de Clarke e Park

pertencentes ao controlo implementado para o motor. Do cálculo dessas transformadas

são geradas na sua saída três ondas sinusoidais que vão ser comparadas com as ondas

triangulares geradas pelo módulo ePWM, resultando daí pulsos modulados (PWM) nos

pinos de saída configurados anteriormente, sempre que a amplitude das três ondas

sinusoidais seja superior a amplitude da onda triangular.

Na Figura 5.22, pode-se comprovar a modulação dos pulsos de disparo dos

IGBTs (Azul), devida à comparação da onda triangular (verde) que é gerada a uma

frequência muito superior à da onda sinusoidal (vermelha).

Figura 5.22 - Modulação dos pulsos resultante da comparação da onda triangular com a onda sinusoidal.

Tempo (ms)

Ten

são

(V

)




5.3.4. Sensor de Posição

O Sensor de Posição incorporado no motor síncrono de fluxo axial é o sensor

RMB28MD de saídas sen/cos e incrementais.

Figura 5.23 - Sensor de Posição RMB28MD e suas saídas [64].

As saídas do sensor RMB28MD utilizadas para medir a posição angular do

motor trifásico foram as saídas sen/cos. Na Figura 5.24, é ilustrada as formas de onda de

saída do seno e cosseno bem como a sua amplitude.

Figura 5.24 - Diagrama temporal (Seno/Coseno) [64].

Na Tabela 5 são apresentados s características elétricas do sensor de posição

Tabela 5 - Características elétricas do Sensor de Posição RMB28MD [64].

Alimentação: 5 V

Resolução: 8 bits + 64 ppr (256 cpr)

Consumo de Corrente: 13 mA

Saída de Dados: Dados Série Síncrona

Entrada de Dados: Relógio (Clock)

Saídas Incrementais: A, B e C

Saídas Sen/Cos: Amplitude de Sinal: 1.1 ± 0.2

Temperatura Funcionamento: -40ºC até 125ºC

Velocidade Máxima: 60000 rpm

Precisão: ±0,7º

Histerese: 0,45º



Para a obtenção da posição e velocidade angular do motor síncrono de ímanes

permanentes, indispensáveis para o seu controlo, através das formas de onda de saída

sen/cos do sensor de posição é necessário efetuar alguns cálculos matemáticos que são

posteriormente implementados no código do DSC/Microcontrolador. A seguir, são

numerados os passos necessários para a obtenção da posição e velocidade angular do

motor elétrico.

1. Centrar a onda em zero

ADC: 3 V → 4096

Amplitude do Sinal (Seno ou Cosseno):

Ex. Entre 1,39 V e 3 V → 1898 a 4096

Valor Médio: 2,19 V → 2997

Então para centrar o sinal:

Ex. De (1898 - 2997) a (4096 - 2997) → -1100 a 1100

2. Por a onda com amplitude de 2 Vpp (1 Vp) para depois conseguir medir o ângulo

da respetiva amplitude.

11001100,

11002,1 x

xAmpl (5.6)

3. Calcular a posição do motor através da equação trigonométrica.

11),

2

1(tan 2,1

1 AmplAmpl

Amplx (5.7)

4. Cálculo da velocidade angular do motor através da derivada da posição angular.

aa

aa

tt

xx

t

xdt

dt

dxv

1

1 (5.8)

5.3.5. Placa de Condicionamento de Sinal

A Placa de Condicionamento de Sinal é responsável por receber os sinais de

saída vindos dos sensores de corrente e tensão de efeito Hall e ajusta-los para a gama de

valores de tensão do ADC. Esta placa foi concebida para receber dois sinais de tensão e

dois sinais de corrente, sendo que os sensores de tensão estão incorporados na placa e

medem a tensão dos supercondensadores, enquanto os sensores de corrente encontram-

-se colocados em duas fases do motor trifásico e medem as respetivas correntes que lá

passam.

A Placa de condicionamento de sinal além de possuir um circuito de ajuste de

ganho, do sinal de saída dos sensores, ainda possui um filtro passa-baixo Sallen-Key de




2ª ordem, para eliminar o ruído que possa existir, permitindo assim, ter medições de

tensões corretas aquando do ajuste do ganho, e consequentemente leituras por parte do

ADC.

Neste circuito estão colocados ainda, as resistências calculadas para o circuito

primário e secundário dos sensores de tensão e corrente. Tanto as resistências de

potência do primário, como as resistências de precisão do secundário dos sensores, são

calculadas nas secções apresentadas a seguir.

Figura 5.25 - Placa de Condicionamento de Sinal.

Sensor de Tensão

O tipo de Sensor de Tensão utilizado para medir a tensão a que se encontra o

banco de condensadores e o Motor Elétrico é o de efeito Hall.

Figura 5.26 - Princípio de funcionamento e construção dos sensores de efeito Hall [66].

Tal como o nome indica, o princípio de funcionamento destes sensores baseia-se

no efeito de Hall, que se verifica, sempre que um condutor elétrico seja percorrido por

uma corrente elétrica, e estando sobre a influência de um campo magnético, dê origem a

Íman

VH (Saída)

Resistências

de Potência

do Primário

Circuito

Condicionador

dos Sinais dos

Sensores

Entrada dos

Sinais de Saída dos

Sensores de Corrente

Sensores

de

Tensão



uma diferença de potencial (Tensão de Hall), perpendicular ao campo magnético e

transversal à corrente que o atravessa [65].

A escolha recaiu sobre este tipo de sensor, devido ao excelente isolamento

elétrico, entre o circuito primário (Tensões altas) do circuito secundário (Circuito

Eletrónico), e às caraterísticas vantajosas dos sensores de efeito Hall, que são [67],[68]:

Medição de campos contínuos ou alternadas;

Sinal de saída em corrente ou em tensão;

Excelente precisão de medida;

Muito boa linearidade;

Alta imunidade a interferências externas.

Relativamente ao sensor de tensão de efeito Hall escolhido, optou-se por o

LV 25 -P da LEM, devido a tensão máxima de 48 V dos supercondensadores. Na Figura

5.27, é apresentado o sensor escolhido.

Figura 5.27 - Sensor de Tensão de efeito Hall LV25-P da LEM [67].

Este sensor mede tensões nominais que vão desde 10 até 500 V (RMS) e suporta

correntes nominais até 10 mA (RMS) no primário, e fornece pelo secundário uma

corrente nominal até 25 mA (RMS) visto que a sua saída é em corrente como se pode

verificar pelo esquema de ligações apresentado em baixo [67].

LV 25-P

RmIs

+15 V

-15 V

0 V

0 V

+

-

M

+HT

+ HT

- HT

- HT

R1

Figura 5.28 - Esquema de ligações do Sensor de Tensão LV25-P.

Para introduzir o sensor de tensão entre o banco de supercondensadores e o

microcontrolador, é necessário ajustar os níveis de tensão e limitar os valores da

corrente que se encontram no circuito primário e secundário do sensor.




Para a ligação em paralelo entre o sensor de tensão e o banco de condensadores

é necessária a introdução de uma resistência (R1) em série com o circuito primário que

limite a corrente até 10 mA (RMS), visto que o sensor obtém máxima precisão aquando

da corrente nominal do primário. A resistência R1 deve ser calculada de forma que a

tensão nominal que vai ser medida corresponda a uma corrente no primário de 10 mA.

1

( )

( )

Vmedido RMS

RI

primário RMS

(5.9)

Para a ligação entre o sensor de tensão e o DSC/Microcontrolador é também

necessária a introdução de uma resistência (RM) em série com o circuito secundário do

sensor para que ajuste a tensão na sua saída para a gama de medida do ADC

incorporado no microprocessador (0 até 3 V), visto que o sensor tem uma razão de

conversão de 2500:1000. A resistência RM deve ser calculada de forma que a tensão de

saída máxima do secundário corresponda a uma corrente no secundário de 25 mA. A

seguir são apresentadas as equações (5.10) e (5.11) que determinam o valor da

resistência RM [67].

( )1000

( ) 2500

Iprimário RMS

Isecundário RMS

(5.10)

( )

( )M

Vsecundário RMS

RI

secundário RMS

(5.11)

Os cálculos das resistências R1 e RM efetuados a seguir, são para a tensão

máxima dos supercondensadores (48 V).

1

484,8

310 10

R k

3120

325 10

MR

Sensor de Corrente

O sensor de corrente escolhido para medir a corrente consumida pelo motor

elétrico é o sensor de corrente de efeito Hall LA100-P. Este tipo de sensor foi escolhido

pelas mesmas razões enunciadas anteriormente que levaram a escolher o sensor de

tensão. O sensor LA 100-P foi selecionado devido às correntes obtidas pelo sistema de

controlo do motor elétrico, na ordem dos 90 A.



Figura 5.29 - Sensor de Corrente de efeito Hall LA 100-P da LEM [68].

Este sensor de corrente mede correntes até 100 A (RMS) sendo a sua corrente

nominal no primário de 100 A (RMS). A razão de conversão de sensor é de 1:1000,

logo a sua corrente nominal do secundário é de 100 mA (RMS). Tal como o sensor de

tensão também este sensor apresenta uma saída em corrente, necessitando por isso, de

uma resistência (RM) em série com o circuito secundário para ajustar o valor da tensão

de saída [68].

LA 100-P

RmIs

+15 V

-15 V

0 V

0 V

+

-

M

Figura 5.30 - Esquema de ligações do sensor de corrente LA 100-P.

A resistência RM deve ser calculada de forma que a tensão de saída máxima do

secundário corresponda a uma corrente no secundário de 100 mA. A seguir são

apresentadas as equações (5.12) e (5.13) que determinam o valor da resistência RM [68].

( )

( ) 1000

Iprimário RMS

Isecundário RMS

(5.12)

( )

( )M

Vsecundário RMS

RI

secundário RMS

(5.13)


CAPÍTULO 6

Resultados Experimentais

6.1. Introdução

Neste capítulo, em primeiro lugar, são apresentados os resultados experimentais

obtidos no ensaio do motor síncrono trifásico de ímanes permanentes de fluxo axial, de

topologia Double-Sided, de 1,8 kW de potência, com o controlador ACD4805 do

fabricante.

Depois, são mostrados os ensaios do controlador desenvolvido em malha aberta,

com e sem carga, que o validam.

Devido a falta de tempo, e ao facto do controlo dos motores síncronos de fluxo

axial ser bastante complexo, optou-se por ensaiar o controlador desenvolvido com um

motor de indução trifásico de fluxo radial.

6.2. Ensaio do Motor Síncrono com o Controlador ACD4805

Neste ensaio, o motor síncrono Double-Sided é testado em vazio e em carga,

com o controlador ACD4805 que foi comprado juntamente com o motor. O controlador

é alimentado por uma fonte de alimentação contínua de 42 V. Os sensores de corrente

usados têm uma escala de 10 mV/A. As formas de onda das tensões mostradas neste

capítulo, são resultado de um filtro passa-baixo aplicado por o osciloscópio.

As características do controlador ACD4805 são apresentadas na Tabela 6.

Tabela 6 - Características do controlador ACD4805 [69],[70].

Tipos de Motor: Motor Síncrono Trifásico de Ímanes

Permanentes

Tipo de Modulação: PWM (Pulse Width Modulation)

Frequência de Comutação: 8 kHz

Modo de Controlo: Velocidade e Binário

Tensão Nominal: 48 V

Corrente de Funcionamento (1 Hora): 75 A

Capítulo 6 – Resultados Experimentais



6.2.1. Ensaio do Motor Síncrono em Vazio

No ensaio em vazio, o motor síncrono é testado para velocidades de 67 rpm,

205 rpm e 494 rpm. Nas formas de onda da Figura 6.1, obtidas para a velocidade de

67 rpm, verifica-se que as tensões simples aplicadas no motor têm um valor de pico de

aproximadamente 7 V, e as correntes simples consumidas têm valor de pico de 8 A. As

formas de onda das tensões produzidas pelo conversor são aproximadamente

sinusoidais, enquanto as formas de onda das correntes consumidas pelo motor são muito

irregulares. Essa forma de onda irregular da corrente é típica nos motores síncronos de

fluxo axial principalmente quando funcionam em vazio, pois a medida que se aplica

carga ao seu eixo, a forma de onda vai-se tornando aproximadamente sinusoidal.

Figura 6.1 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono em vazio, para uma velocidade de

67 rpm.

Nas formas de onda visualizadas na Figura 6.2 (a), obtidas para a velocidade

205 rpm, verifica-se que as tensões simples aplicadas no motor têm um valor de pico de

aproximadamente 17 V e correntes consumidas com valor de pico de 12 A.

(a)

(b) Figura 6.2 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono em vazio: (a) Para 205 rpm; (b) Para

494 rpm.

ic ia

ib

ic ia ib ic ia ib

vc va vb

vc va vb vc va vb



À velocidade máxima de 494 rpm em vazio, as tensões simples aplicadas no

motor têm um valor de pico de aproximadamente 40 V, e as correntes consumidas têm

valor de pico de 15 A, como se pode verificar na Figura 6.2 (b).

6.2.2. Ensaio do Motor Síncrono com Carga

No ensaio com carga, o motor síncrono é sujeito a cargas de 10, 20 e 33 Nm.

Para cada carga, são apresentadas as respetivas formas de onda das tensões filtradas e

das corrente para diferentes velocidades, sendo feita posteriormente a sua análise.

Para 10 Nm:

À velocidade de 106 rpm, as tensões simples aplicadas no motor têm um valor

de pico de aproximadamente 10 V e correntes consumidas com valor de pico de 20 A, já

para uma velocidade de 251 rpm, as tensões simples aplicadas no motor têm um valor

de pico de aproximadamente 26 V e correntes consumidas com valor de pico de 24 A.

As formas de onda, para as velocidades 106 rpm e 251 rpm, são apresentadas na Figura

6.3 (a) e Figura 6.3 (b), respetivamente.

(a)

(b) Figura 6.3 - Formas de onda das tensões e correntes do motor síncrono com uma carga de 10 N/m:

(a) Para 106 rpm; (b) Para 251 rpm.

À velocidade máxima de 448 rpm, para a carga de 10 Nm, as tensões simples

aplicadas no motor têm um valor de pico de aproximadamente 40 V e correntes

consumidas com valor de pico de 26 A.

ic ia ib ic ia ib

vc va vb vc va

vb




Figura 6.4 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono com uma carga de 10 N/m, para uma

velocidade de 448 rpm.

Para 20 Nm:







(a)



À velocidade máxima de 408 rpm para a carga de 20 Nm, as tensões simples



ic ia ib

ic ia ib ic ia ib

vc va vb vc va vb

vc va vb



Figura 6.6 - Formas de onda das tensões e correntes do motor síncrono com uma carga de 20 N/m, para

uma velocidade de 408 rpm.

Para 33 Nm:







(a)



À velocidade máxima de 359 rpm para a carga de 33 Nm, as tensões simples



vc va vb vc va vb

vc va vb

ic ia ib

ic ia ib ic ia ib




Figura 6.8 - Formas de onda da tensão e corrente do motor síncrono com uma carga de 30 N/m, para uma

velocidade de 359 rpm.

6.3. Ensaio do Controlador Desenvolvido com Cargas Lineares

Para validar o controlador para acionamento de motores trifásicos a operar em

malha aberta, foram criados no DSC/Microcontrolador os sinais de disparo dos módulos

IGBT. Esses sinais foram conseguidos através da comparação de 3 ondas sinusoidais de

100 Hz, desfasadas entre si de 120º, criados pela função seno, com as 3 ondas

triangulares sincronizadas criadas pelos módulos ePWM1,2,3 do microprocessador. As

ondas comparadas têm a mesma amplitude de modo a obter na saída a tensão máxima

do barramento CC. O conversor de potência foi testado inicialmente em vazio (sem

carga), e depois com uma carga trifásica resistiva e outra RL, ligadas em estrela. A

tensão do barramento CC é de 60 V. A escala dos sensores de corrente é de 40 mV/A.

Nos ensaios apresentados a seguir, são medidas as tensões simples e correntes em cada

fase.

6.3.1. Ensaio do Controlador Desenvolvido em Vazio

Na Figura 6.9 pode-se visualizar as formas de onda das tensões de saída do

controlador desenvolvido, sem cargas aplicadas na sua saída.

Figura 6.9 - Tensões de saída do controlador desenvolvido a operar em vazio.

vc va vb

vc va vb

ic ia ib



6.3.2. Ensaio do Controlador Desenvolvido com Carga Resistiva

Neste ensaio, a carga equilibrada ligada em estrela possui 3 resistências de 26 Ω.

Na Figura 6.10 pode-se visualizar as formas de onda das tensões aplicadas e das

correntes consumidas em cada fase da carga trifásica.

(a) (b)

Figura 6.10 - (a) Tensões aplicadas a cada fase da carga resistiva; (b) Correntes consumidas por cada fase

da carga resistiva.

6.3.3. Ensaio do Controlador Desenvolvido com Carga RL

Neste ensaio, a carga Resistiva-Indutiva (RL) também é equilibrada e ligada em

estrela. Cada carga RL possui uma resistência de 26 Ω e uma indutância de 8 mH

ligadas em série. Na Figura 6.11 pode-se visualizar as formas de onda da tensão

aplicadas e correntes consumidas, por cada fase da carga RL.

(a) (b)

Figura 6.11 - (a) Tensões aplicadas a cada fase da carga RL; (b) Correntes consumidas por cada fase da

carga RL.

ic ia ib

vc va vb

ic ia ib vc va vb




6.4. Ensaio do Controlador Desenvolvido com um Motor de Indução

Neste ensaio, o motor de indução é testado para três velocidades distintas, de

modo a ser possível testar o circuito de controlo implementado. O motor de indução é

controlado através da técnica de controlo V/f em malha aberta, que consiste em manter a

relação tensão e frequência constante para diferentes binários e velocidades. O motor de

indução foi ligado em triângulo de forma a obter correntes mais elevadas. A tensão do

barramento CC é de 60 V.

As características nominais do motor de indução são apresentadas na Tabela 7.

Tabela 7 - Características nominais do motor de indução trifásico.

Tipo de Motor: Motor de Indução Trifásico

Potência: 0,18 kW

Frequência: 50 Hz

Rotação: 1302 rpm

Tensão Δ/Υ: 230/400 V

Corrente Δ/Υ: 1,21/0,75 A

Cos φ: 0,64

Na Figura 6.12 é apresentado o motor de indução ensaiado.

Figura 6.12 - Motor de Indução ensaiado.

6.4.1. Ensaio do Motor de Indução em Vazio

No ensaio em vazio, o motor de indução foi testado para velocidades de

413 rpm, 900 rpm e 1413 rpm. As correntes medidas são de linha.



Para 413 rpm:

À velocidade de 413 rpm, a tensão composta aplicada ao motor de indução, tem

amplitude de pico de 18 V e frequência de 17 Hz. Já a amplitude de pico da corrente

consumida é de 225 mA.

(a) (b)

Figura 6.13 - Formas de onda à velocidade de 413 rpm: (a) Tensão; (b) Corrente.

Para 900 rpm:

À velocidade de 900 rpm, a tensão composta aplicada ao motor de indução tem

amplitude de pico de 32,5 V e frequência de 31 Hz. Já a amplitude de pico da corrente

consumida é de 262 mA.

(a) (b)


Para 1413 rpm:

À velocidade máxima atingida de 1413 rpm, a tensão composta aplicada ao

motor de indução tem amplitude de pico de 51,8 V e frequência de 50 Hz. Já a

amplitude de pico da corrente consumida é de 270 mA.

ic ia ib vca vab vbc

ic ia ib vca vab vbc




(a) (b)


6.5. Conclusão

Neste capítulo, foram apresentados os resultados experimentais do ensaio do

motor síncrono com o controlador ACD4805 do fabricante, do ensaio do controlador

desenvolvido em malha aberta, com e sem carga, e do ensaio do controlador

desenvolvido com o motor de indução.

No ensaio do motor síncrono em vazio com o controlador ACD4805, verifica-se

que à medida que a velocidade aumenta, a tensão aumenta na sua igual proporção,

enquanto a corrente aumenta ligeiramente, até a um máximo de 15 A.

Em relação à forma de onda das tensões produzidas pelo conversor ACD4805,

verifica-se que são aproximadamente sinusoidais, ficando apenas ligeiramente

achatadas para a velocidade máxima, visto que o conversor está alimentado apenas com

42 V, e não com os 48 V nominais. Já a forma de onda das correntes é bastante

irregular, não se verificando melhorias com o amento da velocidade. Na Tabela 8, são

mostrados os valores de pico da tensão e corrente para diferentes velocidades, obtidos

no ensaio do motor síncrono em vazio.

Tabela 8 - Resultados obtidos do ensaio do motor síncrono em vazio com o controlador ACD4805.

Ensaio em Vazio com o Controlador ACD4805

Velocidade (rpm) 67 205 494

Tensão (V) 7 17 40

Corrente (A) 8 12 15

No ensaio do motor síncrono em carga com o controlador ACD4805, verifica-se

que com o aumento da velocidade, há um ligeiro aumento da tensão e um aumento mais

significativo da corrente em relação ao ensaio em vazio. Na comparação entre as três

ic ia ib vca vab

b

vbc



cargas constata-se que a tensão, para as mesmas velocidades, mantêm-se praticamente

igual, enquanto a corrente aumenta significativamente, sendo esse aumento maior

quanto maior for a carga.

Verifica-se ainda, que a velocidade máxima do motor diminui

significativamente, com o aumento da carga aplicada ao motor.

Na Tabela 9, pode-se visualizar os valores de pico da tensão e corrente para

diferentes velocidades, obtidos no ensaio do motor em carga.

Tabela 9 - Resultados obtidos do ensaio do motor síncrono em carga com o controlador ACD4805.

Ensaio em Carga com Controlador ACD4805

Carga = 10 Nm Carga = 20 Nm Carga = 33 Nm

Velocidade

(rpm) 67 251 448 106 251 408 106 250 359

Tensão (V) 10 26 40 12 26 38 14 34 36

Corrente

(A) 20 24 26 33 35 38 44 60 56

Em relação às formas de onda, no ensaio em carga com o controlador ACD4805,

as formas de onda da tensão vão-se distorcendo ligeiramente com o aumento da carga,

sendo essa distorção maior quanto maior for a carga. Já as formas de onda da corrente

têm uma evolução inversa às formas de onda da tensão, pois com o aumento da carga

aplicada ao eixo do motor, ganham uma forma aproximadamente sinusoidal.

No ensaio do motor de indução em vazio com o controlador desenvolvido,

verifica-se que o algoritmo de controlo implementado consegue fornecer tensões

sinusoidais que variam linearmente em amplitude e frequência, conseguindo assim

controlar o seu binário e sua velocidade.

Para baixas velocidades (frequências baixas), as correntes consumidas

apresentam alguma distorção, tornando-se sinusoidais com o aumento da velocidade.

Como a tensão do barramento CC é de 60 V e a tensão nominal do motor é de

230 V, foi implementada uma curva de binário/velocidade mais fraca, que não deixa o

motor atingir a velocidade máxima em vazio, que ronda as 1500 rpm.


CAPÍTULO 7

Conclusões e Sugestões de Trabalhos Futuros

7.1. Conclusões

Nesta Dissertação de Mestrado foi apresentado e descrito o controlador

eletrónico desenvolvido para acionamento de um motor síncrono trifásico de fluxo

axial, que pode ser empregado em veículos elétricos.

No Capítulo 2 foram descritos os principais elementos constituintes dos veículos

elétricos. Foram também descritas, as principais configurações dos três tipos de

Veículos Elétricos (VE), bem como os vários tipos de motores elétricos disponíveis para

tração, e elementos armazenadores de energia, que melhor satisfazem as necessidades e

exigências deste tipo de veículos. Por fim, foram abordadas as principais configurações

dos conversores CC/CA e técnicas de modulação PWM.

No Capítulo 3 foram abordadas as diferentes topologias dos motores de fluxo

axial, bem como a comparação com os motores elétricos de fluxo radial.

No Capítulo 4 foram apresentados e comentados os resultados das simulações

computacionais obtidos com o programa PSIM para o controlador desenvolvido.

No Capítulo 5 foram descritos os componentes e placas implementadas para o

controlador desenvolvido para o acionamento de um motor síncrono trifásico de fluxo

axial, composto pelo Circuito de Potência e pelo Circuito de Controlo.

No Capítulo 6 foram apresentados os resultados experimentais obtidos no ensaio

motor elétrico Double-Sided com o controlador ACD4805, e no ensaio do controlador

desenvolvido com cargas resistivas e RL, e com um motor de indução.

Pode-se concluir que, para a realização deste tipo de trabalho de Dissertação é

necessário ter um bom conhecimento em várias áreas da Eletrónica, tais como,

Eletrónica de Potência, Instrumentação e Medidas, Eletrónica Analógica, Programação

de DSP/Microcontroladores, bem como o conhecimento de ferramentas de simulação e

desenvolvimento de PCBs.

No final desta Dissertação, chega-se à conclusão que os objetivos de

desenvolver um controlador eletrónico para acionamento de um motor trifásico, foram

alcançados, uma vez que, conseguiu-se controlar a velocidade de um motor de indução,

Capítulo 7 – Conclusões e Sugestões de Trabalhos Futuros



com bastante precisão. Contudo não se chegou a conseguir controlar o motor síncrono

de fluxo axial.

Também se chega a conclusão que, para o melhor motor para aplicações de

tração elétrica é o motor síncrono de ímanes permanentes pois é o motor com maior

densidade de potência e energia, requisitos essenciais para veículos elétricos uma vez

que permite aumentar a sua autonomia e performance. Para aplicações do motor elétrico

nas rodas dos veículos (Motor-in-Wheel), uma boa solução é utilizar o motor síncrono

AFPM double-side, pois as suas características enquadram-se quase na perfeição.

Possui maior diâmetro e menor largura, o que ideal para ser acoplado à roda, possui

maior binário a baixas velocidades que o motor síncrono de ímanes permanentes de

fluxo radial, perdendo apenas no rendimento a altas velocidades.

Em relação aos elementos armazenadores de energia conclui-se que, os que

apresentam melhores características para aplicar em veículos elétricos são as baterias e

os supercondensadores. A bateria pela sua densidade de energia, o supercondensador

pela sua densidade de potência, possuindo ambos excelentes características de

segurança. Nas baterias, as variantes das baterias de Iões de Lítio apresentam-se como a

melhor solução mas também as mais caras. Mas é na utilização conjunta das baterias e

supercondensadores que se obtêm excelentes resultados nos veículos elétricos, pois os

supercondensadores conseguem recuperam grande parte da energia das travagens

regenerativas, devolvendo-a nos picos de correntes elevados, como em caso de arranque

ou acelerações bruscas dos veículos.

7.2. Sugestão de Trabalho Futuro

Como trabalho futuro, pode-se testar o algoritmo de controlo simulado para o

motor síncrono, inicialmente escolhido, numa bancada de ensaios.

Pode-se ainda diminuir o volume e peso do controlador desenvolvido, através do

agrupamento das várias placas construídas.

Pode-se continuar o desenvolvimento do controlador para o motor síncrono de

fluxo axial, prevendo-se a sua utilização em aplicações de travagem regenerativa, nos

veículos elétricos.


Referências

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<http://www.teslamotors.com/roadster>.

[2] BMW,“BMW ActiveHybrid 7”, disponível online no dia 11 de Agosto de 2012, em

<http://www.bmw.pt/pt/pt/newvehicles/7series/sedan_active_hybrid/2009/introduction.html>.

[3] CNET, “BMW ActiveHybrid 7”, disponível online no dia 12 de Agosto de 2012, em

<http://news.cnet.com/8301-13512_3-10351624-23.html>.

[4] Autobloggreen, “Nissan EV-02”, disponível online no dia 12 de Agosto de 2012, em

<http://green.autoblog.com/2009/05/04/quick-drive-nissan-ev-02-prototype/>.

[5] Siemens, “Siemens desenvolve tecnologia para ligar veículos elétricos à rede publica”, disponível

online no dia 12 de Agosto de 2012, em

<http://www.swe.siemens.com/portugal/web/pt/power/imprensa/press/Pages/Siemens_desenvolve

_tecnologia_para_ligar_veiculos_electricos_rede_publica.aspx>.

[6] E-Move, “Carregamento por Indução de Veículos Elétricos”, disponível online no dia 10 de

Agosto de 2012, em <http://e-move.tv/lancamentos/cabos-isso-e-passado>.

[7] André Luís Lenz, “Veículos Elétricos”, disponível online no dia 22 de Agosto de 2012, em

<http://automoveiseletricos.blogspot.pt/2012/07/sistema-de-transmissao-de-um-ev-nissan.html>.

[8] Nissan Leaf, “Nissan Leaf”, disponível online no dia 22 de Agosto de 2012, em

<http://ocarroelectrico.com/destaques/nissan-leaf-apresentacao-e-fotos/>.

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