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Tese apresentada à Divisão de Pós-Graduação do Instituto Tecnológico de Aeronáutica como parte dos requisitos para obtenção do título de Mestre em Ciência no Curso de pós-graduação em Engenharia Eletrônica e Computação na Área de Dispositivos e Sistemas Eletrônicos.
MARIA JOSÉ FARIA BARBOSA
SISTEMA DE MEDIDAS DE PULSAÇÕES GEOMAGNÉTICAS
............................................................ Prof. Dr. Wagner Chiepa Cunha
Orientador
……...........………………………………….. Prof. Dr. Severino Luiz Guimarães Dutra
Co-Orientador
............................................................... Prof. Dr. Homero Santiago Maciel
Chefe da Divisão de Pós-Graduação
Campo Montenegro São José dos Campos, SP – Brasil
2003
SISTEMA DE MEDIDAS DE PULSAÇÕES GEOMAGNÉTICAS
MARIA JOSÉ FARIA BARBOSA
Composição da Banca Examinadora: Prof. Dr. Osamu Saotome ................................. Presidente - ITA
Prof. Dr. Wagner Chiepa Cunha …………….. Orientador - ITA
Prof. Dr. Severino Luiz Guimarães Dutra ........ Co-Orientador - INPE
Prof. Dr. Roberto d´Amore ............................... ITA
Prof. Dr. Júlio César Lucchi ............................. ITA
Prof. Dr. José Marques da Costa ...................... UNITAU
ITA
Ao Primon e nossos filhos Henrique e Rafael. Com carinho, dedico.
À memória de meus pais, Jorge e Stella. Com gratidão e saudade, dedico.
AGRADECIMENTOS
Aos meus orientadores, Prof. Dr. Wagner Chiepa Cunha e Dr. Severino Luiz Guimarães
Dutra, pela orientação, incentivo e apoio prestados durante a realização deste trabalho.
A todos do grupo de Geomagnetismo do Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais, por esta e
por tantas outras oportunidades.
Aos técnicos do Laboratório de Geofísica pelo apoio dado na montagem e testes do
equipamento.
Aos colegas e amigos Engº Marcelo Sampaio e Engº Wanderlí Kabata, pela amizade, troca de
conhecimentos e incentivo.
A todos que direta ou indiretamente contribuíram para o desenvolvimento e execução deste
trabalho.
RESUMO
O campo magnético terrestre (campo geomagnético) varia com o tempo, dando origem às
diversas formas de variações temporais. O estudo das variações do campo magnético terrestre
– particularmente, das pulsações geomagnéticas – pode revelar informações importantes sobre
as condições do clima espacial, ou seja, sobre os processos físicos em ocorrência no interior
da magnetosfera terrestre e no plasma do vento solar.
As pulsações geomagnéticas são estudadas intensivamente, pois esta é uma das maneiras mais
eficazes para compreensão tanto dos fenômenos que ocorrem na ionosfera e magnetosfera
interna terrestres, como da própria interação entre o campo magnético interplanetário e o
campo geomagnético, principalmente na região frontal (diurna) da magnetosfera.
Um sistema de medidas de pulsações geomagnéticas é proposto e implementado neste
trabalho. O sistema proposto é um sistema autônomo, microcontrolado, que utiliza energia
solar para alimentar os seus módulos eletrônicos. Esse sistema é constituído por sensores, e
por subsistemas para: tratamento analógico dos sinais (filtros e amplificadores);
digitalização/transmissão dos dados; armazenamento dos dados; e redução e pré-
processamento dos dados.
Neste trabalho são apresentados os resultados dos testes de offset, nível de ruído, estabilidade
térmica, linearidade e teste funcional completo. Os resultados alcançados nesses testes
mostram que o sistema satisfaz às condições requeridas para um sistema de tratamento e
coleta para observação de pulsações geomagnéticas.
ABSTRACT
The Earth’s magnetic field (geomagnetic field) varies with time, originating several forms of
time variations. The study of the geomagnetic field time variations – particularly of the
geomagnetic pulsations – can reveals important informations about the conditions of the space
weather, that is, about the physical processes in occurrence inside of the Earth’s
magnetosphere and in the plasma of the solar wind.
The geomagnetic pulsations are studied intensively, because this is one of the most effective
ways to understand the phenomena that occurs in the Earth’s ionosphere and internal
magnetosphere, as well as the interaction between the interplanetary magnetic field and the
geomagnetic field, mainly in the front side (diurnal) of the magnetosphere.
A system to measure the geomagnetic pulsations is proposed and implemented in this work. It
is an autonomous system that uses solar power to supply their electronic modules. The system
consists of sensors and subsystems for analogic processing of the signals (filters and
amplifiers), analog-digital conversion circuits, data recording and data pre-processing.
This work presents the results of several tests performed to measure the offset, noise level,
thermal stability, linearity and a complete functional test. The results obtained in these tests
show that the system satisfies the conditions required for a system of data collection and
processing to observe signals of geomagnetic pulsations.
SUMÁRIO
Pág.
CAPÍTULO 1 – INTRODUÇÃO ................................................................................... 16
CAPÍTULO 2 – NATUREZA DOS SINAIS ................................................................. 20
2.1 Campo Magnético Terrestre ........................................................................................
20
2.2 Elementos do campo geomagnético ............................................................................ 21
2.2.1 Caracterização dos elementos magnéticos ................................................................ 22
2.3 Unidades do campo geomagnético .............................................................................. 24
2.4 O Vento Solar .............................................................................................................. 24
2.5 Magnetosfera ............................................................................................................... 25
2.6 O campo principal ........................................................................................................ 26
2.7 Variações do campo geomagnético ............................................................................. 29
2.7.1 Variação secular ........................................................................................................ 30
2.7.2 Variação diurna ......................................................................................................... 30
2.7.3 Tempestades e sub-tempestades magnéticas ............................................................ 31
2.8 Pulsações geomagnéticas ............................................................................................. 32
2.8.1 Classificação das pulsações ...................................................................................... 33
2.8.2 Pulsações contínuas Pc1 ........................................................................................... 35
2.8.3 Pulsações contínuas Pc2/3 ........................................................................................ 36
2.8.4 Pulsações contínuas Pc4 ........................................................................................... 37
2.8.5 Pulsações contínuas Pc5 ........................................................................................... 37
2.8.6 Pulsações irregulares ................................................................................................ 38
2.8.7 Pulsações irregulares Pi1 .......................................................................................... 38
2.8.8 Pulsações irregulares Pi2 .......................................................................................... 39
2.9 Instrumentos utilizados na medida do campo geomagnético ...................................... 41
2.10 Indução eletromagnética ............................................................................................ 43
2.10.1 Lei de Faraday da tensão induzida .......................................................................... 43
2.11 Magnetômetro de indução ......................................................................................... 43
2.11.1 Pré-amplificador ..................................................................................................... 46
2.11.2 Instalação dos sensores ........................................................................................... 46
CAPÍTULO 3 - ESPECIFICAÇÃO GERAL DO SISTEMA ...................................... 47
3.1 Descrição geral do sistema ..........................................................................................
47
3.2 Características gerais do sistema ................................................................................. 48
3.3 Subsistema sensor (magnetômetro de indução) ........................................................... 48
3.4 Subsistema de tratamento analógico dos sinais ........................................................... 49
3.5 Subsistema de tratamento digital dos sinais ................................................................ 49
3.5.1 Unidade Central de Processamento (CPU) ............................................................... 50
3.5.2. Digitalização dos sinais ........................................................................................... 50
3.5.3 Base de tempo ........................................................................................................... 50
3.5.4 Transmissão dos dados ............................................................................................. 50
3.6 Subsistema recepção/armazenamento dos dados ......................................................... 51
3.7 Subsistema redução/pré-processamento dos dados ..................................................... 51
3.8 Alimentação do sistema ............................................................................................... 51
CAPÍTULO 4 – INTERFACE ANALÓGICA DE TRATAMENTO DOS SINAIS .. 54
4.1 Determinação teórica da faixa de freqüência dos filtros e ganho dos amplificadores . 54
4.1.1 Determinação do Ganhomédio para as bobinas modelo BF4 ...................................... 56
4.1.2 Determinação do Ganhomédio para as bobinas modelo KIM 863 .............................. 59
4. 2 Interface analógica ..................................................................................................... 62
4.3 Projeto dos filtros ......................................................................................................... 63
4.4 Circuito de entrada (amplificador diferencial ou buffer) ............................................. 64
4.5 Filtro elimina faixa (notch) .......................................................................................... 64
4.5.1 Obtenção da curva de resposta prática dos filtros ..................................................... 67
4.6 Filtro passa-faixa ......................................................................................................... 69
4.6.1 Função de transferência dos filtros .......................................................................... 70
4.6.2 Determinação dos valores dos componentes passivos .............................................. 75
4.6.3 Circuito amplificador de ganho ajustável ................................................................. 81
4.7 Limitações práticas de filtros ativos RC ...................................................................... 81
4.7.1 Especificação dos componentes ............................................................................... 82
4.7.2 Sensibilidade dos circuitos ...................................................................................... 82
CAPÍTULO 5 – INTERFACE DIGITAL DE AQUISIÇÃO DOS DADOS .............. 84
5.1 Unidade Central de Processamento .............................................................................. 84
5.1.1 Circuito de reset e Watch Dog Timer …..…….………….……………...………… 85
5.1.2 Chaveamento da saída serial ..................................................................................... 86
5.2 Digitalização dos sinais ............................................................................................... 87
5.3 Sincronização do tempo entre estações ....................................................................... 90
5.3.1 GPS (Global Positioning System) ………………………………………….………. 90
5.3.2 Critério de escolha do GPS ....................................................................................... 90
5.3.3 Formatação dos dados do GPS ................................................................................. 91
5.4 Transmissão dos dados ................................................................................................. 92
5.5 Subsistema recepção/armazenamento dos dados ......................................................... 92
5.5.1 Monitoração de funcionamento do sistema .............................................................. 93
5.6 Programação do sistema .............................................................................................. 93
5.6.1 - Teorema da amostragem e o problema de aliasing ................................................ 94
5.6.2 Firmware .................................................................................................................. 95
5.6.3 Requisitos gerais do firmware .................................................................................. 96
5.6.4 O Protocolo ............................................................................................................... 97
5.6.5 Formatação dos dados ............................................................................................... 98
5.6.6 Tratamento das interrupções ..................................................................................... 99
5.6.6.1 Interrupção serial .................................................................................................... 99
5.7 Recepção dos dados ..................................................................................................... 100
5.8 Testes da interface digital ............................................................................................ 101
CAPÍTULO 6 – RESULTADOS .................................................................................... 103
6.1 Offset da interface analógica ........................................................................................ 103
6.2 Nível de ruído .............................................................................................................. 104
6.3 Deriva térmica ............................................................................................................. 104
6.4 Linearidade do conversor analógico digital ................................................................. 107
6.5 Testes de funcionamento do sistema completo ........................................................... 108
6.6 Consumo do sistema .................................................................................................... 113
CAPÍTULO 7 – CONCLUSÕES .................................................................................... 114
BIBLIOGRAFIA ............................................................................................................. 117
APÊNDICE A – DETERMINAÇÃO DOS VALORES DOS COMPONENTES
PASSIVOS DOS FILTROS e CURVAS PRÁTICAS DA SEGUNDA FAIXA DE
FILTROS ..........................................................................................................................
120
A.1 Filtro passa-faixa de 5 mHZ a 5Hz .......................................................................... 120
A.2 Filtro passa-faixa de 500 mHZ a 5Hz ...................................................................... 121
APÊNDICE B – DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS .................................................... 127
APÊNDICE C – FLUXOGRAMA DAS PRINCIPAIS ROTINAS DO FIRMWARE 136
LISTA DE FIGURAS
Pág.
1.1 – Arquitetura de um sistema de tratamento e aquisição de dados ................................. 18
2.1 – Representação dos elementos do vetor magnético ..................................................... 22
2.2 – Representação das coordenadas magnéticas em relação às geográficas .................... 29
2.3 – Espectro de amplitude das pulsações geomagnéticas ................................................ 34
2.4 – Flutuações do campo magnético (Pc1) referentes às estações Rovaniemi ROV), Ivalo (IVA), e Kilpisjarvi (KIL) .................................................................................
35
2.5 – Flutuações do campo magnético (Pc3,4) observadas simultâneamente em várias estações terrestres e em dados do satélite ISEE-2 em 2 de fevereiro de 1978 ...........
36
2.6 – Exemplo de forma de onda de pulsações tipo Pc4 ..................................................... 37
2.7 – Exemplo de forma de onda de pulsações tipo Pc5 ..................................................... 38
2.8 – Filtragens da componente H do campo geomagnético do dia 15/04/1994, em Cuiabá ........................................................................................................................
39
2.9 – Filtragens da componente D do campo geomagnético do dia 15/04/1994, em Cuiabá ........................................................................................................................
40
2.10 – Filtragens da componente Z do campo geomagnético do dia 15/04/1994, em Cuiabá ......................................................................................................................
40
2.11 – Filtragens das componentes H e D do dia 15/04/1994, em Cuiabá, na banda 7 a 60 s ...........................................................................................................................
41
2.12 – Filtragens das componentes H e D do dia 09/10/1994, em Alcântara, na banda 30 a 170 s .......................................................................................................................
41
2.13 – Filtragens das componentes H e D do dia 30/10/1994, em Alcântara, na banda 130 a 700 s ...............................................................................................................
41
2.14 – Circuito equivalente de um magnetômetro de indução (bobina + eletrônica associada) .................................................................................................................
44
2.15 – Diagrama do circuito equivalente da bobina (núcleo + enrolamento) ..................... 45
2.16 – Diagrama de blocos da bobina KIM-863 ................................................................. 46
3.1 – Arquitetura do Sistema de medidas de pulsações ...................................................... 47
3.2 – Diagrama de blocos da interface analógica ................................................................ 49
3.3 – Alimentação do sistema de tratamento analógico-digital dos dados .......................... 52
3.4 – Alimentação do sistema de recepção/armazenamento dos dados .............................. 52
4.1 – Espectro de pulsações geomagnéticas ........................................................................ 55
4.2 – Curva de resposta das bobinas BF4 – Amplitude ...................................................... 58
4.3 – Curva de resposta das bobinas BF4 – Fase ................................................................ 58
4.4 – Curva de resposta da bobina KIM 863 Metronix S/N 13 ............................................ 60
4.5 – Curva de resposta da bobina KIM 863 Metronix S/N 14 ......................................... 61
4.6 – Diagrama de blocos da interface analógica ................................................................ 63
4.7 – Esquema do circuito de entrada ................................................................................. 64
4.8 – Esquema do circuito notch1 ........................................................................................ 65
4.9 – Esquema do circuito notch_Fellot ............................................................................. 66
4.10 – Resposta em freqüência do filtro notch 60Hz – curva teórica ................................. 66
4.11 – Resposta em freqüência do filtro notch_Fellot 60Hz – curva teórica ...................... 67
4.12 – Esquema de teste da resposta em freqüência dos filtros .......................................... 67
4.13 – Resposta em freqüência do filtro notch1 .................................................................. 68
4.14 – Resposta em freqüência do filtro notch_Fellot ........................................................ 69
4.15 – Diagrama geral dos filtros ........................................................................................ 71
4.16 – Esquema do circuito passa-baixa de 4ª ordem ......................................................... 76
4.17 – Esquema do circuito passa-alta de 2ª ordem ............................................................ 76
4.18 – Resposta em freqüência do filtro passa-baixa (Ganho x Freqüência) ...................... 77
4.19 – Resposta em freqüência do filtro passa-alta (Ganho x Freqüência) ......................... 77
4.20 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amp.e x Freq.) – placa1 ................. 78
4.21 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase x Freq.) – placa 1 .................... 79
4.22 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amp. x Freq.) – placa 2 .................. 80
4.23 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase x Freq.) – placa 2 .................... 80
4.24 – Esquema do circuito amplificador de ganho ajustável ............................................. 81
5.1 – Diagrama de blocos da CPU ...................................................................................... 85
5.2 – Circuitos de reset e Watch Dog Timer …..….………………………………….…... 86
5.3 – Circuito de chaveamento da serial ............................................................................. 87
5.4 – Diagrama de blocos do subsistema digitalização dos sinais ...................................... 88
5.5 – Circuito de alimentação do conversor A/D ................................................................ 89
5.6 – Circuito da tensão de referência do conversor A/D ................................................... 89
5.7 – Filtro entre terra analógico e digital ........................................................................... 89
5.8 – Diagrama da monitoração de funcionamento do sistema ........................................... 93
5.9 – Ilustração de taxas de amostragem adequadas e inadequadas .................................... 95
5.10 – Arquitetura de comunicação do sistema ................................................................... 96
5.11 – Fluxograma geral do firmware .................................................................................. 97
5.12 – Fluxograma de recepção dos dados .......................................................................... 100
5.13 – Tela do programa monitor ........................................................................................ 100
5.14 – Tela de visualização dos dados recebidos ................................................................ 102
6.1 – Offset da placa 1 ......................................................................................................... 103
6.2 – Offset da placa 2 ......................................................................................................... 104
6.3 – Sistema dentro da câmara durante a montagem do teste térmico .............................. 105
6.4 – Gráfico da variação da temperatura durante teste térmico ......................................... 105
6.5 – Gráfico do deslocamento da tensão de saída devido à variação de temperatura- placa 1 .......................................................................................................................
106
6.6 – Gráfico do deslocamento da tensão de saída devido à variação de temperatura – placa 2 .......................................................................................................................
106
6.7 – Gráfico da linearidade do conversor analógico digital ............................................... 107
6.8 – Gráfico dos dados brutos - Canal 1 ............................................................................ 109
6.9 – Gráfico dos dados brutos - Canal 2 ............................................................................ 109
6.10 – Gráfico de espalhamento (Canal 1 x Canal 2) .......................................................... 110
6.11 – Dados coletados em 03/04/2003 – SJC – Canal 1 (bobina 14 ligada aos dois canais) ......................................................................................................................
112
6.12 – Dados coletados em 03/04/2003 – SJC – Canal 2 (bobina 14 ligada aos dois canais) ......................................................................................................................
113
A.1 – Programa para cálculo dos componentes passivos do filtro passa-alta ..................... 120
A.2 – Janela com saída dos valores dos componentes do filtro-alta ................................... 121
A.3 – Programa para cálculo dos componentes do passa-baixa .......................................... 121
A.4 – Janela com saída dos valores dos componentes do passa-baixa ............................... 121
A.5 – Janela com saída dos valores dos componentes do filtro passa-alta (2ª faixa) .......... 121
A.6 – Circuito passa-alta para 2ª faixa (500 mHz – 5Hz) ................................................... 122
A.7 – Gráfico da simulação do circuito passa-alta para 2ª faixa ......................................... 122
A.8 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amplitude x Freqüência - 2ª faixa – placa 1) ......................................................................................................................
124
A.9 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase x Freqüência - 2ª faixa – placa 1) ......................................................................................................................
124
A.10 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amplitude x Freqüência - 2ª faixa – placa 2) ........................................................................................................
126
A.11 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase x Freqüência - 2ª faixa – placa 2) ....................................................................................................................
126
B.1 – Conector da placa de filtros ....................................................................................... 127
B.2 – Esquema completo da interface analógica ................................................................. 128
B.3 – Diagrama de Interligação entre os conectores das placas da interface digital ........... 129
B.4 – Sinais disponíveis na placa do microcontrolador ...................................................... 130
B.5 – Esquema completo da placa do microcontrolador ..................................................... 131
B.6 – Sinais disponíveis na placa do conversor A/D .......................................................... 132
B.7a – Esquema do conversor A/D ..................................................................................... 133
B.7b – Esquema do conversor A/D ..................................................................................... 134
B.8 – Esquema da interface de monitoração do funcionamento do sistema (saída LCD) .. 135
C.1 – Fluxograma da rotina da principal ............................................................................. 136
C.2 – Fluxograma da rotina de interrupção do Timer 0 ...................................................... 136
C.3 – Fluxograma da rotina de interrupção do Timer 1 ...................................................... 137
C.4 – Fluxograma da rotina de interrupção INT0 ............................................................... 137
C.5 – Fluxograma da rotina da aquisição de dois canais (1000 conversões) ...................... 138
C.6 – Fluxograma da rotina de interrupção da serial .......................................................... 139
LISTA DE TABELAS
Pág.
2.1 – Coeficientes (dados em nT e nT/ano) do campo geomagnético de referência internacional (International Geomagnetic Reference Field, IGRF) para o ano 2000 .........................................................................................................................
28
2.2 – Classificação da IAGA para as pulsações geomagnéticas ....................................... 34
2.3 – Classes de magnetômetros segundo seus princípios físicos ..................................... 42
3.1 – Características técnicas das bobinas KIM-863 ......................................................... 48
4.1 – Características das pulsações geomagnéticas tipo Pc ............................................... 55
4.2 – Dados de calibração das bobinas BF4 ...................................................................... 57
4.3 – Ganho médio dos filtros (BF4) ................................................................................. 59
4.4 – Faixa de freqüência dos filtros em função do ganhomédio (BF4) ............................... 59
4.5 – Dados de calibração das bobinas KIM 863 (fornecidos pelo fabricante) ................. 60
4.6 – Ganho médio dos filtros (KIM 863) ......................................................................... 61
4.7 – Faixa de freqüência dos filtros em função do ganhomédio (KIM863) ........................ 62
4.8 – Medidas do teste do filtro notch1 60 Hz (convencional) ......................................... 68
4.9 – Medidas do teste do filtro notch_Fellot ................................................................... 69
4.10 – Valores dos componentes passivos dos filtros nas diversas faixas de freqüência .. 76
4.11 – Medidas práticas do filtro passa-faixa – placa 1 .................................................... 78
4.12 – Medidas práticas do filtro passa-faixa – placa 2 .................................................... 79
5.1 – Frame de informação de dados dos sensores ........................................................... 98
5.2 – Frame de informação de dados GPS e monitoração ................................................ 98
5.3 – Frame de informação de calibração GPS/microcontrolador .................................... 98
5.4 – Sincronismo e identificador ...................................................................................... 99
6.1 – Medidas resultantes da calibração do conversor A/D .............................................. 107
6.2 – Formato do arquivo de dados pronto para análise .................................................... 108
6.3 – Janela de saída apresentando índice de correlação (Origin) ..................................... 110
6.4 – Resposta de saída do programa de análise dos dados ............................................... 111
6.5 – Consumo do conjunto de aquisição dos dados ......................................................... 112
A.1 – Medidas práticas do filtro passa-faixa (2ª faixa – placa 1) ...................................... 123
A.2 – Medidas práticas do filtro passa-faixa (2ª faixa – placa 2) ..................................... 125
16
CAPÍTULO 1 - INTRODUÇÃO
O campo magnético terrestre (ou campo geomagnético) varia com o tempo, dando origem às
diversas formas de variações geomagnéticas estudadas. Essas variações compreendem as de
longo período (também chamadas de seculares e que podem chegar a milhões de anos), as
diurnas (relacionadas com o comportamento diário do campo geomagnético), aquelas devido
às tempestades e sub-tempestades magnéticas, as pulsações geomagnéticas e as variações
induzidas. A faixa de variação temporal do campo geomagnético é extremamente larga,
estendendo-se desde frações de segundos a milhões de anos.
As variações de períodos longos, como a variação secular, têm origem no interior da Terra,
nas correntes elétricas que circulam em seu núcleo externo. As variações com períodos
menores que um ano, mostram duas origens: uma externa, considerada primária e gerada por
correntes elétricas fluindo no espaço próximo (na região ionosférica, entre 60 e 1000 Km de
altura, e na magnetosfera externa), e outra interna, secundária, gerada por correntes induzidas
pelas variações externas e que fluem em materiais condutores da crosta e do manto externo do
planeta.
As variações com períodos mais curtos, de origem nas regiões mais externas da magnetosfera
(ligadas à interação do vento solar com o campo geomagnético), têm um comportamento
associado direta ou indiretamente à atividade solar. Dentre estas variações estão a variação
diurna (Sq), as tempestades e sub-tempestades geomagnéticas e as variações de períodos
aproximadamente menores que 17 minutos (≅ 1000 segundos), também chamadas de
pulsações geomagnéticas (ou pulsações magnéticas ou, simplesmente, pulsações).
O estudo das variações do campo magnético terrestre – particularmente, das pulsações
geomagnéticas – pode revelar informações importantes sobre as condições do clima espacial,
ou seja, sobre os processos físicos em ocorrência no interior da magnetosfera terrestre e no
plasma do vento solar. As pulsações geomagnéticas são estudadas intensivamente, pois esta é
uma das maneiras mais eficazes de estudar tanto os fenômenos que ocorrem na ionosfera e
magnetosfera terrestre como a própria interação entre o campo magnético interplanetário e o
campo geomagnético, na região frontal (diurna) da magnetosfera.
17 As pulsações geomagnéticas relacionam-se com interações complexas entre o vento solar
(plasma solar) e o plasma situado na magnetosfera e na ionosfera terrestre. Essas pulsações
foram classificadas, segundo o seu intervalo de freqüência ou de período em duas categorias:
pulsações contínuas (Pc), que são sinais quase-senoidais de freqüência bem definida e com
duração de vários ciclos; e pulsações irregulares (Pi), que são sinais com uma banda espectral
mais larga, sem freqüência e duração bem definidas.
Neste trabalho um sistema de medidas de pulsações geomagnéticas é proposto e
implementado. Embora sistemas similares ao aqui apresentado estejam disponíveis para a
compra no exterior, o desenvolvimento e a construção do mesmo se justifica tanto pelo alto
custo deste tipo de sistema, como pela necessidade do conhecimento tecnológico (associado
diretamente à construção do equipamento), visto que a sua utilização em campo, muitas vezes
em condições precárias de instalação (embora o mesmo seja projetado para operar em tais
condições), torna-o vulnerável a problemas de mau funcionamento devido à infiltração de
água e a ocorrências de tempestades elétricas atmosféricas (com produção de raios), que
podem danificar parte ou todo o equipamento.
O sistema proposto é um sistema autônomo, microcontrolado, que utiliza energia solar para
alimentar os seus diversos módulos eletrônicos, podendo usar como meio de transmissão um
par de fibras ópticas (F.O.) transmitindo a longa distância o sinal digital obtido, em vez de
cabos condutores (usualmente, de cobre). Este pode ser utilizado em experimentos instalados
em sítios remotos e possui maior proteção contra ruído eletromagnético (cabos longos de
cobre são boas antenas de ruído ambiental eletromagnético).
O sistema é constituído por: (1) sensores; (2) subsistema de tratamento analógico dos sinais
(filtros e amplificadores); (3) subsistema de digitalização/transmissão dos dados; (4)
subsistema de armazenamento dos dados; e (5) subsistema de redução e pré-processamento
dos dados.
O desenvolvimento deste sistema faz parte do programa de pesquisa e desenvolvimento da
Linha de Pesquisa e Desenvolvimento de Geomagnetismo (GEOMA) do Departamento de
Geofísica Espacial (DGE) do Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais (INPE), para
utilização em estudos de Geofísica Espacial.
18 A arquitetura de um sistema típico de aquisição de dados (tratamento, digitalização e
armazenamento) é apresentado na Figura 1.1.
Fig. 1.1 Arquitetura de um sistema de tratamento e aquisição de dados.
As características gerais do sistema desenvolvido são:
• Alimentação por baterias e painéis solares;
• Transmissão dos dados via RS232/422;
• Sincronização de tempo via GPS (Global Positioning System);
• Armazenamento dos dados em hard disk, memória tipo flash ou chip on board; e
• Reinicialização automática dos subsistemas filtragem/digitalização dos sinais e
“recepção/armazenamento dos dados” em caso de falha de um dos subsistemas;
A partir das características do sinal a ser amostrado e dos cálculos teóricos dos circuitos, foi
montado e testado um modelo protótipo, que permitiu a verificação do funcionamento e a
obtenção de resultados práticos do sistema. Pode-se dizer que os principais resultados obtidos,
relativos ao nível de ruído dos filtros, a precisão da placa de digitalização e a capacidade de
armazenamento de dados, capacitam o sistema a adquirir o sinal desejado.
O desenvolvimento do trabalho é apresentado nos próximos capítulos, como descrito a seguir:
O Capítulo 2 apresenta alguns conceitos sobre o campo magnético terrestre, a teoria das
pulsações mostrando suas classificações e características mais importantes, de maneira a se
fazer uma análise e caracterização do sinal amostrado.
SENSORES
FILTROS E AMPLIFICA-
DORES
DIGITALIZAÇÃO/TRANSMISSÃO
DE DADOS
ARMAZENAMEN-TO DOS DADOS
REDUÇÃO E PRÉ-
PROCESSAMENTO DOS DADOS
19 O Capítulo 3 apresenta a proposta da tese mostrando uma descrição geral das diversas partes
sistema, bem como a especificação geral necessária a cada uma destas partes.
O Capítulo 4 apresenta a interface analógica de tratamento dos sinais (filtragem/
amplificação), seu projeto e implementação e os resultados e curvas obtidos através de testes
em laboratório.
O Capítulo 5 apresenta a interface digital de aquisição dos dados, a descrição de seu hardware
e firmware, a unidade de recepção e armazenamento dos dados (descrevendo suas
características e o seu software), bem como a apresentação dos resultados obtidos nos testes
em laboratório.
O Capítulo 6 apresenta os resultados dos testes práticos dos subsistemas e os resultados
obtidos após a integração das diversas partes do sistema.
O Capítulo 7 apresenta as conclusões e sugestões para melhorias e trabalhos futuros, que
surgiram no decorrer do desenvolvimento deste trabalho.
O Apêndice A apresenta os cálculos dos componentes passivos dos filtros, nas diversas faixas
de freqüência de interesse e as curvas teóricas e práticas de uma segunda faixa de filtros.
O Apêndice B apresenta o diagrama esquemático completo das diversas partes do sistema.
O Apêndice C apresenta os fluxogramas do firmware.
20
CAPÍTULO 2 – NATUREZA DOS SINAIS
Este capítulo apresenta uma abordagem inicial de alguns conceitos e definições fundamentais
sobre o campo magnético terrestre e suas variações, dando ênfase às pulsações
geomagnéticas, mostrando suas classificações e características mais importantes.
Uma compreensão adequada dos sinais amostrados permite uma boa especificação do
sistema, no que diz respeito à faixa de operação dos filtros, ganho dos amplificadores e
resolução do conversor analógico digital.
2.1 CAMPO MAGNÉTICO TERRESTRE
A Terra é envolta em um grande campo, que apresenta importantes características magnéticas.
A orientação da agulha de uma bússola pelo Norte, quando situada em um ponto da superfície
terrestre, ilustra uma classe de fenômenos geofísicos referente a esse campo. Um outro
fenômeno magnético independente, porém relacionado, é responsável pela grande atração que
certos minerais (como a magnetita) têm um pelo outro. Ao longo do tempo muitos
investigadores questionaram e pesquisaram esses fenômenos e esses estudos representam
atualmente as ciências do Geomagnetismo e Magnetismo, respectivamente.
Há evidências de que os chineses foram os primeiros a fazer uso prático da magnetita,
utilizando-a como bússola para orientação em suas viagens, desde o ano 215 a.C. Embora se
atribua aos chineses, os primeiros fatos que puderam ser associados ao Geomagnetismo, a
História relata, em várias de suas passagens (muitas delas mal documentadas, entretanto) e
para diferentes culturas, a curiosidade do ser humano a respeito dessa ciência. Isto mostra que,
provavelmente, as primeiras descobertas a respeito da existência e efeito do campo magnético
da Terra ficaram perdidas na antiguidade, sem documentos históricos que as comprovassem.
A curiosidade do ser humano a respeito do campo magnético da Terra (chamado de campo
geomagnético), não é recente. Atribui-se também aos chineses, possivelmente no Século XII
a.C., o início do Geomagnetismo onde se têm as primeiras notícias na Mitologia Chinesa a
respeito das propriedades direcionais do campo magnético da Terra.
21 Ao longo da história várias teorias e hipóteses foram sendo levantadas, como a da
magnetização permanente e as que envolvem a rotação da Terra, de onde se originaram
diversos modelos do campo geomagnético. Ainda hoje, muito se questiona a respeito das
explicações dadas pelo homem sobre a origem desse campo. Todas estas questões deram
origem ao Geomagnetismo, que é a ciência que estuda a forma e o comportamento do campo
geomagnético e sua relação com outros fenômenos geofísicos.
Um dos mais importantes marcos no Geomagnetismo foi uma carta, escrita em 1269 pelo
erudito francês Pierre de Maricourt, conhecido pelo nome latino Petrius Peregrinus. Entre
outros fatos, foi o primeiro a investigar com o uso de uma agulha imantada de ferro, a região
ao redor uma pedra magnética (que agora chamamos de campo). Chamou uma pedra esférica
magnetizada de terrella (pequena Terra), muito embora não tenha associado à força diretiva
com a Terra, o que ocorreu mais de 300 anos depois.
O primeiro estudo sobre o campo geomagnético, foi apresentado por William Gilbert em sua
obra, De Magnete, que consiste de seis (6) livros publicados em 1600. Este trabalho pode ser
considerado o primeiro texto científico. Em seus estudos Gilbert chegou à conclusão de que a
Terra se comportava como um grande imã, ao fazer a analogia entre campo magnético da
Terra com o campo magnético ao redor de uma pequena esfera de pedra magnetizada (a
terrella). Podemos, portanto, associar o início do Geomagnetismo como ciência à época de
publicação desta obra. Seu modelo foi contestado por pesquisas posteriores, que revelaram
que o campo magnético da Terra não é constante.
Atualmente, acredita-se que a principal fonte do campo geomagnético pode ser explicada por
um processo de indução eletromagnética que ocorre no interior da Terra, onde fortes correntes
elétricas fluem no núcleo externo da Terra (2900 Km de profundidade), originando o campo
geomagnético, processo esse conhecido como dínamo hidromagnético.
[Parkinson, 1984] [Jacobs, v.1 1987] [Campbell, 1997]
2.2 ELEMENTOS DO CAMPO GEOMAGNÉTICO
O fato de o campo geomagnético provocar a orientação da agulha de uma bússola segundo
uma determinada direção, mostra que o mesmo se trata de um campo vetorial, com
magnitude, direção e sentido. A intensidade total (F) do vetor magnético (F) é independente
22 do sistema de coordenadas, mas é comum representá-lo em um sistema alinhado com as
direções geográficas.
2.2.1 CARACTERIZAÇÃO DOS ELEMENTOS MAGNÉTICOS
A Figura 2.1 ilustra a representação do vetor total do campo geomagnético (vetor F) e suas
três componentes X, Y e Z.
Fig. 2.1 – Representação dos elementos do vetor magnético.
Elementos lineares (medidos em nanoTesla):
X = componente magnética norte (positiva quando aponta para o norte geográfico);
Y = componente magnética leste (positiva para leste);
Z= componente magnética vertical (positiva quando aponta para baixo);
H = componente magnética horizontal (define o norte magnético local); e
F = intensidade total do campo magnético num determinado ponto.
Elementos angulares (medidos em graus):
D = declinação magnética. É o ângulo entre o norte geográfico (X) e a componente horizontal
do campo magnético (H), positivo quando medido do norte para o leste; e
Nadir
Leste
Norte X
F
Z
Y
H
I
D
23 I = inclinação magnética. É o ângulo entre a componente magnética horizontal (H) e o vetor
intensidade total do campo magnético (F), positivo quando medido do plano horizontal
para baixo.
Notar que quando se fala em variações, as componentes D e I são dadas também em nT. As
componentes do campo geomagnético em relação às direções geográficas são relacionadas da
seguinte forma:
F2 = X2 + Y2 + Z2 = H2 + Z2 Eq. 2.1 H2 = X2 + Y2 Eq. 2.2
X = H cos (D) Eq.2.3 Y = H sen (D) Eq.2.4
H = F cos (I) Eq. 2.5
Z = F sen (I) Eq. 2.6
O ângulo de declinação D e o ângulo de inclinação I podem ser encontrados por:
D = arc tg (Y/X) Eq. 2.7
I = arc tg (Z/H) Eq. 2.8
Para se estudar o campo geomagnético, observatórios foram distribuídos por todo o planeta. A
distribuição não é uniforme, entretanto, pois há uma maior concentração no hemisfério norte.
Essa distribuição dá aos cientistas uma grande base de dados, que é normalmente utilizada na
realização dos seus estudos. Dados geomagnéticos também são coletados por sensores a bordo
de satélites e em estações magnéticas remotas.
A função básica de um observatório magnético é monitorar continuamente o campo
geomagnético e suas mudanças. Os elementos normalmente medidos (preferencialmente) são
as três componentes X, Y e Z, embora em muitas estações se façam medidas de H, D e Z, que
durante muito tempo foram os elementos magnéticos resultantes. O tempo empregado é o
Tempo Universal, TU (Universal Time, UT). Nos dias atuais os dados coletados são
armazenados digitalmente, de diversas formas. Muitas vezes, o armazenamento em papel
(forma gráfica) é também utilizado para se fazer uma verificação visual do comportamento do
24 campo geomagnético em tempo real e para a escolha imediata de períodos mais interessantes
para a análise detalhada dos dados. O sinal registrado em papel é chamado de magnetograma.
Para a escolha de um lugar para instalação de um observatório magnético deve-se levar em
consideração algumas particularidades, como o local deve ser isento de ruídos artificiais
(magnéticos e elétricos) e, preferencialmente, estar em uma área onde o gradiente natural do
campo seja nulo ou muito pequeno. Cuidados também são levados em consideração quanto ao
material empregado nas construções onde será instalado o equipamento, pois materiais não-
magnéticos devem ser utilizados e, no caso do seu emprego, é necessário medir a contribuição
individual de cada um deles. É conveniente separar o laboratório e/ou escritório de recepção
dos dados do local de instalação dos sensores.
[Campbell, 1997]
2.3 UNIDADES DO CAMPO GEOMAGNÉTICO
Em 1973, na reunião científica de Kyoto organizada pela International Association of
Geomagnetism and Aeronomy (IAGA), convencionou-se que o campo geomagnético deveria
ser expresso em termos do vetor indução magnética (B), adotando-se o nanotesla (nT, do SI),
como unidade de medida. Embora a unidade gama (γ, do CGS-emu) ainda seja utilizada, a
unidade atualmente adotada é o tesla (T), que devido ao inconveniente de ser uma unidade
muito grande para expressar o campo geomagnético, tem as medidas de B apresentadas
normalmente no seu submúltiplo nT. Notar que:
1 nT = 10-9 T = 10-5 Gauss (G) = 1 gama (γ).
2.4 O VENTO SOLAR
O Sol emite continuamente um fluxo de gás ionizado na direção radial. Esse plasma
eletricamente neutro e magnetizado, que preenche o espaço interplanetário e consiste
basicamente de hidrogênio ionizado (prótons) e elétrons, é chamado de vento solar.
Na vizinhança da Terra, que está afastada do Sol por uma distância média da ordem de 150
milhões de quilômetros, o vento solar tem uma velocidade típica de 450 km/s, uma densidade
25 de prótons e elétrons de 6,6 e 7,1 partículas/cm3, respectivamente, e uma magnitude do campo
magnético interplanetário da ordem de 7 nT. A existência do campo magnético no vento solar
origina importantes efeitos hidromagnéticos, inclusive aqueles relacionados com a interação
Sol-Terra.
2.5 MAGNETOSFERA
Plasma e campo magnético tendem a confinar um ao outro. Se um fluxo de plasma encontra
um objeto como uma esfera magnetizada, o plasma confinará o campo magnético a uma
região limitada em torno do objeto. A região em torno tenderá a excluir o plasma, criando
então um buraco ou cavidade. O tamanho da cavidade é determinado pela densidade de
energia do fluxo de plasma e o grau de magnetização do objeto.
Chapman e Ferraro (1931), citado por Jacobs (1987), previram o confinamento do campo
magnético da Terra dentro de uma longa cavidade, durante uma tempestade magnética. A
presença contínua dessa cavidade tem sido verificada experimentalmente por observações
feitas através de satélites. A região dentro da cavidade é chamada de magnetosfera e a
superfície externa dessa região chama-se magnetopausa. Tipicamente, na parte frontal
(diurna) a magnetopausa dista aproximadamente 11 raios terrestres (1 RT ≈ 6371 km) do
centro da Terra; na lateral, entre 12 e 15 RT; e no lado anti-solar ela se estende até 500 RT ou
mais. A magnetosfera lembra a forma de uma cauda longa de um cometa. A dimensão da
cavidade depende da intensidade do vento solar, embora grandes variações nessa intensidade,
produzam, comparativamente, pequenas mudanças no tamanho da magnetosfera.
Em altas altitudes e no espaço próximo da Terra (na magnetosfera), muitos processos naturais
importantes são dominados pelo campo geomagnético; fora da magnetopausa o controle é
exercido pelo campo magnético interplanetário. O campo geomagnético influencia fortemente
a dinâmica do gás ionizado e das partículas eletricamente carregadas. Na parte mais interna da
magnetosfera, acima de 50 e até uns poucos milhares de quilômetros, existe a região chamada
ionosfera. Até pontos afastados de aproximadamente 4 RT o plasma terrestre gira junto com as
linhas de campo geomagnético e essa região é a plasmasfera, cuja superfície que a delimita é
chamada de plasmapausa.
26 2.6 O CAMPO PRINCIPAL
O campo magnético em qualquer local próximo da Terra pode ser atribuído a uma
combinação de quatro fontes, localizadas respectivamente no núcleo da Terra, na crosta da
Terra, na ionosfera da Terra e magnetosfera e na contribuição devido a correntes induzidas na
crosta. A magnitude do campo geomagnético é de aproximadamente 60.000 nT nos pólos e
aproximadamente 30.000 nT no equador.
Considera-se que o manto da Terra (que é sólido e vai desde a base da crosta até uma
profundidade aproximada de 2893 km) deve ser livre de fontes e que não contribui com o
campo geomagnético. Sua temperatura, acima da temperatura Curie (temperatura acima da
qual os materiais perdem suas propriedades magnéticas), elimina a possibilidade de que
processos de geração de campo magnético possam ocorrer, pois os efeitos ferromagnéticos
não estão presentes nesta camada da Terra.
Em regiões livres de correntes e de materiais magnéticos o campo magnético pode ser
expresso como o gradiente de um escalar, isto é, B = −∇γ, onde γ é o potencial magnético
escalar (dado em nT⋅m). Com base na lei de fluxo magnético, representada pela equação
∇⋅B = 0, o potencial magnético escalar satisfaz a equação de Laplace ∇2γ, = 0, cuja solução
segue a forma adotada em Geomagnetismo (expansão em harmônicos esféricos):
( ) ( )γ θ ϕ ϕ ϕ θ( , , )r aar
g m h m Pn
nm
nm
nm
m
n
n
N
= +
+
==
1
01
cos sen cosmax
Eq. 2.9
( ) ( )B rar
n g m h m Pr
n
nm
nm
nm
m
n
n
N
( , , ) ( )θ ϕ ϕ ϕ θ= + +
+
==
2
01
1 cos sen cosmax
Eq. 2.10
( ) ( )B r
ar
g m h mdP
d
n
nm
nm n
m
m
n
n
N
θ θ ϕ ϕ ϕθ
θ( , , ) = −
+
+
==
2
01
cos sencosmax
Eq. 2.11
( ) ( )B rar
m g m h m Pn
nm
nm
nm
m
n
n
N
ϕ θ ϕθ
ϕ ϕ θ( , , )sen
= −
+
==
1 2
01
sen cos cosmax
Eq. 2.12
Nesta forma, válida para um campo magnético produzido por fontes internas de corrente, foi
adotado um sistema usual de coordenadas esféricas (r,θ,ϕ), onde r é a distância radial
(magnitude do vetor-posição), θ é o ângulo polar e ϕ é o ângulo azimutal. O campo magnético
27 está dado por suas componentes B = ( )ϕθ BBBr ,, , sendo a o raio médio da Terra (6.371,2 km),
mng e m
nh são os coeficientes de Gauss-Schmidt de grau n e ordem m e mnP (cos θ ) são os
polinômios associados de Legendre (na forma quase-normalizada de Schmidt). A Tabela 2.1
traz os coeficientes para o modelo do Campo Geomagnético de Referência Internacional
(International Geomagnetic Reference Field, IGRF) para o ano 2000. A variação temporal é
dada por mng e m
nh . Neste modelo, Nmax = 10 e os coeficientes de Gauss-Schmidt são
calculados e atualizados a cada 5 anos.
Os três primeiros termos (coeficientes) da expansão representam o modelo do dipolo centrado
e inclinado, no qual é baseado o sistema de coordenadas geomagnéticas. Com estes termos, o
potencial magnético escalar é dado por:
( )[ ]γ θ ϕ ϕ θ= + +a
ar
g g h2
10
11
11cos cos sen sen (n = 1 e m = 0, 1) Eq. 2.13
Portanto, o dipolo geomagnético tem um eixo com inclinação θ0 em relação ao eixo de
rotação da Terra e uma magnitude m (em A⋅m2) dadas por:
( ) ( )01
211
211
0tgg
hg +=θ Eq. 2.14
( ) ( ) ( ) EBahggam 3
0
211
211
201
3
0
44µπ
µπ =++= Eq. 2.15
onde ( ) ( ) ( )211
211
201 hggBE +++= (Eq. 2.16) é o campo no equador geomagnético. Para o
ano 2000, esse campo tem o valor BE = 30.115 nT.
A magnitude dos primeiros termos da Tabela 2.1, muito maior do que os termos de grau
superior, indica que o campo geomagnético tem uma característica predominantemente
dipolar, com uma grande componente ao longo do eixo de rotação da Terra (relacionada ao
coeficiente 01g ).
[Parkinson, 1984] [Jacobs, v.1 1987] [Campbell, 1997]
28
Tabela 2.1 - Coeficientes (dados em nT e nT/ano) do campo geomagnético de referência internacional (International Geomagnetic Reference Field, IGRF) para o ano 2000.
n m mng m
ng mnh m
nh n m mng m
ng mnh m
nh
1 0 -29615 14,6 8 0 25 -0,3 1 1 -1728 10,7 5186 -22,5 8 1 6 0,2 12 0,1 8 2 -9 -0,3 -22 0,0 2 0 -2267 -12,4 8 3 -8 0,4 8 0,0 2 1 3072 1,1 -2478 -20,6 8 4 -17 -1,0 -21 0,3 2 2 1672 -1,1 -458 -9,6 8 5 9 0,3 15 0,6 8 6 7 -0,5 9 -0,4 3 0 1341 0,7 8 7 -8 -0,7 -16 0,3 3 1 -2290 -5,4 -227 6,0 8 8 -7 -0,4 -3 0,7 3 2 1253 0,9 296 -0,1 3 3 715 -7,7 -492 -14,2 9 0 5 0,0 9 1 9 0,0 -20 0,0 4 0 935 -1,3 9 2 3 0,0 13 0,0 4 1 787 1,6 272 2,1 9 3 -8 0,0 12 0,0 4 2 251 -7,3 -232 1,3 9 4 6 0,0 -6 0,0 4 3 -405 2,9 119 5,0 9 5 -9 0,0 -8 0,0 4 4 110 -3,2 -304 0,3 9 6 -2 0,0 9 0,0 9 7 9 0,0 4 0,0 5 0 -217 0,0 9 8 -4 0,0 -8 0,0 5 1 351 -0,7 44 -0,1 9 9 -8 0,0 5 0,0 5 2 222 -2,1 172 0,6 5 3 -131 -2,8 -134 1,7 10 0 -2 0,0 5 4 -169 -0,8 -40 1,9 10 1 -6 0,0 1 0,0 5 5 -12 2,5 107 0,1 10 2 2 0,0 0 0,0 10 3 -3 0,0 4 0,0 6 0 72 1,0 10 4 0 0,0 5 0,0 6 1 68 -0,4 –17 -0,2 10 5 4 0,0 -6 0,0 6 2 74 0,9 64 -1,4 10 6 1 0,0 -1 0,0 6 3 -161 2,0 65 0,0 10 7 2 0,0 -3 0,0 6 4 -5 -0,6 -61 -0,8 10 8 4 0,0 0 0,0 6 5 17 -0,3 1 0,0 10 9 0 0,0 -2 0,0 6 6 -91 1,2 44 0,9 10 10 -1 0,0 -8 0,0 7 0 79 -0,4 7 1 -74 -0,4 -65 1,1 7 2 0 -0,3 -24 0,0 7 3 33 1,1 6 0,3 7 4 9 1,1 24 -0,1 7 5 7 -0,2 15 -0,6 7 6 8 0,6 -25 -0,7 7 7 -2 -0,9 -6 0,2
Fonte: www.ngdc.noaa.gov/IAGA.
29 A Figura 2.2 apresenta o modelo do campo geomagnético, representado por um dipolo
magnético colocado no centro da Terra com uma inclinação de 10,5º em relação ao eixo de
rotação da Terra e magnitude da ordem de 7,8×1022 A⋅m2 (representativos para o ano 2000).
Podemos observar que o pólo norte geográfico está situado próximo ao pólo sul magnético,
pois este atrai o pólo norte da agulha da bússola e o pólo sul geográfico está próximo ao pólo
norte magnético (o momento de dipolo magnético aponta para baixo, para o hemisfério sul).
Convenciona-se chamar, entretanto, o pólo situado no hemisfério norte de pólo geomagnético
norte e similarmente para o pólo geomagnético sul no hemisfério sul. A inclinação do dipolo
geomagnético e sua magnitude variam lentamente com o tempo. O campo principal apresenta
na sua representação mais completa, entretanto, termos de ordem mais elevada que a dipolar.
Fig. 2.2 – Representação das coordenadas magnéticas em relação às geográficas.
2.7 VARIAÇÕES DO CAMPO GEOMAGNÉTICO
O Campo Magnético Terrestre apresenta uma larga faixa de variações temporais, que vai
desde frações de segundos até milhões de anos. Essas variações são normalmente
denominadas, segundo o período em:
• Secular (Período T > 1 ano);
Equador magnético
Sul magnético (nordeste do Canadá
Norte geográfico
Equador geográfico
Sul geográfico Norte magnético (costa do continente Antártico)
30
• Diurna (T = 24 horas);
• “Distúrbios” geomagnéticos (com T bastante variáveis);
• Pulsações (0,1 < T < 1000 s);
• Atmosféricas (T < 1 s);
• Produzidas pelo homem (mesmo intervalo que as atmosféricas).
Além da variação temporal, o campo geomagnético apresenta também variação de acordo
com a posição, mudando de um lugar para outro, como caracterizado no modelo IGRF.
2.7.1 VARIAÇÃO SECULAR
A variação secular é uma lenta e contínua mudança no campo principal. Ela está associada
com as correntes elétricas que fluem no núcleo externo da Terra e fornece informações
importantes para a investigação dessa camada do planeta. Ela tem uma escala temporal que
chega a mil anos e é dada pela mudança anual no valor do campo. Sua quantificação é obtida
mediante a variação nos elementos magnéticos X, Y e Z (preferencialmente).
As características da variação secular estão associadas às variações no campo não-dipolar, às
variações no momento do dipolo geomagnético e às variações na sua orientação. Elas
apresentam-se principalmente como um decréscimo no momento de dipolo, uma deriva para
oeste do campo não-dipolar (da ordem de 1° em 5 anos) e a deriva do dipolo para o norte.
2.7.2 VARIAÇÃO DIURNA
As variações do campo geomagnético ao longo do dia podem ser observadas em qualquer
estação magnética (exceto em altas latitudes), com uma escala de tempo de 24 horas. Elas
foram primeiramente associadas às variações de temperatura, e somente após vários
experimentos e observações chegou-se à conclusão de que estas variações deveriam estar
associadas a correntes elétricas que fluíam da atmosfera, ou seja, de origem externa. Schuster
(1880) mostrou que realmente havia uma maior contribuição de origem externa neste tipo de
variação, mas que uma pequena parte vinha de fontes internas e que essa pequena parte era
devida a correntes secundárias induzidas no interior da Terra pelas correntes externas
(primárias).
31 A variação diária é causada principalmente pelas correntes fluindo na ionosfera, onde o
movimento devido aos ventos e marés na atmosfera resulta na ação do dínamo, gerando
campos e correntes na ionosfera. Estas variações apresentam dependência com a latitude,
estação e com o ciclo solar (período de 11 anos). Em dias de pouca atividade solar (Sol
calmo) ela é chamada de variação diurna do campo geomagnético (ou variação Sq, solar
quiet), que apresenta uma magnitude para o campo magnético na faixa desde algumas dezenas
até várias centenas de nanoteslas.
2.7.3 TEMPESTADES E SUB-TEMPESTADES MAGNÉTICAS
Como já mencionado um fluxo de prótons e elétrons, o vento solar, flui constantemente no
sentido Sol-Terra. A ação do campo geomagnético, como uma barreira, cria uma cavidade no
vento solar conhecida como magnetosfera. Dentro da magnetosfera o campo geomagnético (e
o campo elétrico causado pela ação do vento solar), controla o movimento de prótons e
elétrons que entram e afetam o movimento de elétrons e íons na ionosfera. Estas correntes na
magnetosfera e ionosfera são responsáveis pelas variações transientes temporárias existentes
nas observações geomagnéticas em pontos da superfície terrestre e sua vizinhança.
Os efeitos mais severos estão associados com maior atividade solar, que emite raio X,
radiação ultravioleta e partículas de alta energia. Alterando-se o plasma solar, com maior
densidade de partículas e com uma configuração espacial adequada do campo magnético
interplanetário (apontando para o sul) e duração suficiente, o vento solar comprime o campo
magnético na vizinhança da Terra e transfere grande parte de sua energia para a magnetosfera.
Partículas energéticas entram na magnetosfera e são empurradas e armazenadas na ionosfera
da região auroral, enquanto outras criam uma amplo anel de corrente elétrica na região
equatorial majoritariamente distribuído em distâncias da ordem de 2,5 a 5 raios terrestres do
centro do planeta, chamada de corrente de anel (ou corrente anelar). Esta seqüência de
eventos dá origem às tempestades magnéticas, que aparecem subitamente nos registros
magnéticos obtidos diariamente, quando o padrão Sq é completamente perturbado. Embora
raramente, chega-se a registrar variações da ordem de milhares de nT durante o período de
uma tempestade magnética intensa. Uma tempestade magnética típica pode durar de 1 a 5
dias.
32 As tempestades geomagnéticas vêm acompanhadas de uma variedade de distúrbios
ionosféricos que, presume-se, são basicamente causados pela intensificação do vento solar,
responsável pela tempestade geomagnética, embora os detalhes dos mecanismos não sejam
totalmente conhecidos.
As sub-tempestades magnéticas são associadas às correntes do campo alinhadas, fluindo
dentro e fora da região auroral (na oval auroral). Elas são menos intensas, porém mais
freqüentes e duram apenas algumas horas e são desencadeadas quando o balanço dinâmico de
energia da magnetosfera torna-se instável. A freqüência de tempestades e sub-tempestades
está relacionada ao ciclo solar (de 11 anos).
[Jacobs, Vol. 1 1987 – Parkinson, 1984 – Chapman, Vol. 1 1961/Vol. 1 e 2 1940 - Campbell, 1997]
2.8 PULSAÇÕES GEOMAGNÉTICAS
As pulsações geomagnéticas (ondas ULF) são flutuações de curto período do campo
geomagnético, usualmente de 0,2 segundos a 10 minutos (freqüências na faixa 0,001 a 5 Hz).
Elas são variações temporárias de pequena amplitude, tipicamente numa faixa de 0,001 a 50
nT [Jacobs, 1970] e não deixam nenhum efeito permanente no campo principal. Como as
tempestades magnéticas, elas têm como principal fonte de origem a atividade solar (origem
externa), diferente do campo principal da Terra e da variação secular, cuja principal fonte de
origem é interna. Pulsações que apresentam um comportamento regular e contínuo, são
chamadas Pc, e aquelas que apresentam um comportamento irregular, são as Pi.
As pulsações geomagnéticas, bem como os chamados eventos transientes relacionam-se, com
interações complexas entre o vento solar (plasma solar) e o campo geomagnético que ocorrem
na fronteira da região que constitui a magnetosfera terrestre.
O grande aumento de dados durante e após a campanha do Ano Geofísico Internacional
(International Geophysical Year, YGY, 1957), serviu para mostrar que as classificações das
variações feitas até então, eram muito simples e que na realidade existem muito mais tipos ou
variações do que as classificadas anteriormente. Como resultados das observações que estão
sendo feitas nos últimos anos tem-se conseguido, conhecer e definir melhor os diversos tipos
de pulsações, e estabelecer alguns critérios para classificações das mesmas.
33 2.8.1 CLASSIFICAÇÃO DAS PULSAÇÕES
Um problema importante na investigação de pulsações é a descrição e classificação dos tipos
de oscilações observados e das condições nas quais elas são geradas. Três princípios
independentes, de classificação são sugeridos pela Associação Internacional de
Geomagnetismo e Aeronomia (International Association of Geomagnetism and Aeronomy,
IAGA):
1. Classificação morfológica baseada nas características (períodos, amplitudes, tempo de
ocorrência, etc.);
2. Classificação correlativa baseada na conexão com outros tipos de fenômenos –
tempestades magnéticas, aurora, emissões VLF, etc; e
3. Classificação genética baseada no mecanismo de geração.
Devido ao fato da origem das pulsações não ser totalmente conhecida, a classificação genética
que em outras circunstâncias deveria ser a melhor, não serve como base para uma
classificação geral. O princípio de classificação correlativo, também não pode ser utilizado,
pois uma correlação clara não é apresentada em todos os tipos de pulsações.
Da experiência adquirida, principalmente aquela obtida após o Ano Geofísico Internacional,
as pulsações tem sido classificadas segundo suas características morfológicas e podem ser
divididas em duas classes principais:
• Pulsações contínuas, que são oscilações regulares com uma faixa de período variando
de 0,2 a 600 segundos e podem ser divididas em subgrupos dependendo do período; e
• Pulsações irregulares, que são oscilações irregulares de curto período e que variam na
faixa de 1 a 150 segundos.
[Jacobs, 1970]
A classificação segundo o intervalo de freqüência, f, ou de período, T, sugerida pela IAGA é
apresentada na Tabela 2.2.
34
Tabela 2.2: Classificação da IAGA para as pulsações geomagnéticas.
Contínuas Pc1 Pc2 Pc3 Pc4 Pc5
f 0,2-5 Hz 0,1-0,2 Hz 22-100 mHz 7-22 mHz 2-7mHz
T (s) 0,2-5 5-10 10-45 45-150 150-600
Irregulares Pi 1 Pi 2
f 0,025-1 Hz 7-25 mHz
T (s) 1-40 40-150
A Figura 2.3 apresenta um espectro da amplitude das pulsações versus a freqüência/período.
As características relativas à amplitude valem para médias e altas latitudes. Em baixas
latitudes o sinal é várias vezes menor. As características em baixas latitudes ainda não estão
totalmente definidas.
Fig. 2.3 - Espectro de amplitude das pulsações geomagnéticas.
Fonte: Campbell, 1997 (p. 158)
s
esféricas
Freqüência (Hz)
Período (s)
Cavidades ressonantes
Amplitude (nT)
s
s
s
esféricas
ss
35 2.8.2 PULSAÇÕES CONTÍNUAS Pc1
As características destas pulsações mostram que elas são uma importante fonte de informação
das instabilidades de plasma que podem se desenvolver na região mais externa da
magnetosfera e são usualmente um indicador do estado dessa região.
As pulsações Pc1 são oscilações senoidais regulares, com períodos que variam de 0,2 a 5
segundos. Estas pulsações podem ocorrer na forma de rajadas separadas, desenvolvendo-se
gradualmente em uma série de pulsações que podem durar de 10 minutos a algumas horas.
Elas podem também ocorrer na forma de grupos consecutivos com características de
pulsações com bruscas variações de freqüência [Jacobs, 1970]. A Figura 2.4 apresenta um
exemplo ilustrativo destas flutuações.
Fig. 2.4 – Flutuações do campo geomagnético (Pc1) referentes às estações Rovaniemi ROV),
Ivalo (IVA), e Kilpisjarvi (KIL) em 15 de setembro de 1986 de 06:20 a 06:50 UT
Fonte: Erlandson, 1994 (p.404).
15 de setembro de 1986
ROV L = 4.8
IVA L = 5.5
KIL L = 6.0
0620:24 0625:20 0630:16 0635:12 0640:08 0645:04 0650:00
BH(nT)
36 2.8.3 PULSAÇÕES CONTÍNUAS Pc2/3
As amplitudes dos sinais observados de Pc2/3 são, normalmente, abaixo de 0,5nT e os
períodos típicos da ordem de 5 a 30 segundos. Estas pulsações apresentam variações
tipicamente diurnas, apresentando um máximo ao meio dia. A ocorrência destas pulsações,
também foi observada na fase inicial das tempestades magnéticas [Jacobs, 1970]. A Figura
2.5 apresenta um exemplo ilustrativo destas flutuações.
Fig. 2.5 – Flutuações do campo geomagnético (Pc3-4) observadas simultaneamente em várias
estações terrestres e em dados do satélite ISEE-2 em 2 de fevereiro de 1978 de 06:10
a 06:50(UT).
Fonte: Odera, 1994 (p.316).
Escala:
2 de Fevereiro de 1978 UT
Componente - H
37 2.8.4 PULSAÇÕES CONTÍNUAS Pc4
As pulsações Pc4 apresentam amplitudes da ordem de 5 a 20 nT nas altas latitudes e 1nT nas
baixas latitudes. Os sinais normalmente duram de 10 minutos a várias horas. Estes sinais
freqüentemente aumentam lentamente, aí se sustentando por um longo tempo e em seguida
decaindo bruscamente. Em médias e baixas latitudes o modelo de ocorrência diária apresenta
um máximo ao meio dia [Jacobs, 1970]. A Figura 2.6 apresenta um exemplo ilustrativo
destas flutuações.
Fig. 2.6 - Exemplo de forma de onda de pulsações tipo Pc4.
Fonte: Anderson, 1994 (p.30)
2.8.5 PULSAÇÕES CONTÍNUAS Pc5
Esta classe de pulsações, com períodos mais longos (tipicamente 3 a 9 minutos), podem ter
amplitudes extremamente grandes, chegando a algumas centenas de nT, e apresentam uma
forma senoidal, freqüentemente amortecidas, com algumas distorções aparecendo com o
aumento da atividade magnética [Jacobs, 1970]. A Figura 2.7 apresenta um exemplo
ilustrativo destas flutuações.
Magnetômetro 13 de Julho de 1985 Dia 194
38
Fig. 2.7 - Exemplo de forma de onda de pulsações tipo Pc5.
Fonte: Anderson, 1994 (p.27)
2.8.6 PULSAÇÕES IRREGULARES
Apresentando uma faixa de freqüência de 1Hz a 25 mHz (1 a 40 s), essas pulsações são
caracterizadas por sua forma irregular. Apresentam uma conexão com os distúrbios do campo
geomagnético e estão correlacionadas com os distúrbios da magnetosfera superior. As Pi´s são
divididas em dois grupos [Jacobs, 1970].
2.8.7 PULSAÇÕES IRREGULARES Pi1
As Pulsações Pi1 apresentam uma forma irregular e têm tipicamente períodos menores que
15 s (6–10 s). Suas amplitudes apresentam valores máximos nas zonas aurorais e sua
intensidade diminui rapidamente com a latitude. São observadas principalmente no início da
manhã e final da noite [Jacobs, 1970].
Magnetômetro 7 de Setembro de 1985 Dia 250
UT
39 2.8.8 PULSAÇÕES IRREGULARES Pi2
As pulsações Pi2 apresentam formas irregulares com períodos na faixa de 40–150 s e
amplitudes da ordem de 1 a 5nT. Sua principal característica é o seu pequeno tempo de
duração e a sua superposição com as pulsações Pi1, que ainda em certas ocasiões podem ser
seguidas pelas pulsações contínuas Pc1 [Jacobs, 1970].
As Figuras 2.8 a 2.13 [Zanandrea, 1998] apresentam características de pulsações
geomagnéticas na faixa Pc3-5 a partir de estudos realizados em território brasileiro.
Fig. 2.8 – Filtragens da componente H do campo geomagnético do dia 15/04/1994, em Cuiabá.
40
Fig. 2.9 – Filtragens da componente D do campo geomagnético do dia 15/04/1994, em Cuiabá.
Fig. 2.10 – Filtragens da componente Z do campo geomagnético do dias 15/04/1994, em Cuiabá.
41
Fig. 2.11 – Filtragens das componentes H e D do dia 15/04/1994, em Cuiabá, na banda 7 a 60s.
Fig. 2.12 – Filtragens das componentes H e D do dia 09/10/1994, em Alcântara, na banda 30 a
170s.
Fig. 2.13 – Filtragens das componentes H e D do dia 30/10/1994, em Alcântara, na banda 130 a
700 s.
2.9 INSTRUMENTOS UTILIZADOS NA MEDIDA DO CAMPO GEOMAGNÉTICO
Muitas técnicas e instrumentos de medidas foram desenvolvidos, com o objetivo de se estudar
o comportamento do campo geomagnético e suas variações. Os instrumentos utilizados para
se medir o campo geomagnético são denominados magnetômetros, instrumentos estes que
podem ser classificados de várias maneiras. Uma distinção básica está, entre os equipamentos
que efetuam medidas absolutas (magnetômetros) e os que efetuam medidas de variações do
campo magnético (variômetros). Na prática os fabricantes não fazem esta distinção e
42 normalmente chamam a todos de magnetômetros, mesmo aqueles que efetuam a função de
variômetros [Jacobs, 1987].
Outra diferença fundamental está na natureza da medida. Instrumentos escalares medem o
campo magnético sem apresentar uma referência de direção (ou seja, medem sua magnitude),
enquanto os instrumentos vetoriais medem o campo em uma determinada direção (medem
uma componente). Outras diferenças podem ser utilizadas para classificação, porém a maneira
mais comum de classificação, é aquela que leva em conta os princípios físicos envolvidos na
medida. Os sensores magnéticos podem ser classificados em 5 grupos, segundo seus
princípios físicos. A Tabela 2.3 apresenta esta classificação [Jacobs, 1987, p. 66–67]:
Tabela 2.3 - Classes de magnetômetros segundo seus princípios físicos.
CLASSE TIPO SENSIBILIDADE
Torção Magnetômetros/Variômetros 0,01–1 nT
Ressonância magnética nuclear Magnetômetros/Variômetros 0,2–1 nT
Núcleo saturado Variômetros 0,01–0,4 nT
Indução Magnetômetros/Variômetros 10-3–10-1 nT
Supercondutores Variômetros 10-5–10-3 nT
Estes sensores foram sendo desenvolvidos de maneira a se adequar às necessidades de
medidas nas diferentes faixas do espectro geomagnético.
Para a captação das variações do campo geomagnético na faixa de pulsações geomagnéticas,
deve-se utilizar magnetômetros (bobinas) de indução, que utilizam o princípio físico da
indução eletromagnética para a detecção das variações do campo geomagnético.
43 2.10 INDUÇÃO ELETROMAGNÉTICA
Em 1831, Michael Faraday descobriu o princípio da indução eletromagnética. Este princípio
afirma que se um circuito condutor atravessar as linhas de campo magnético ou se linhas de
campo atravessarem um circuito condutor, induz-se uma força eletromotriz (Fem) nesse
circuito ou uma tensão nos seus terminais. Em outras palavras toda vez que o fluxo magnético
através de um circuito varia com o tempo, surge, neste circuito, uma Fem induzida. Esse
fenômeno é chamado de indução eletromagnética.
2.10.1 LEI DE FARADAY DA TENSÃO INDUZIDA
A diferença de potencial entre os extremos de um fio condutor dobrado em forma de uma
espira (ou anel), é igual à taxa de mudança do fluxo magnético através dessa espira. Para uma
bobina com muitas espiras, o valor da tensão induzida depende do número de espiras dessa
bobina e da velocidade que o condutor intercepta as linhas de força ou o fluxo. Tanto o
condutor quanto o campo podem se deslocar. A equação para se calcular o valor da tensão
induzida é:
dtd
NU ind
Φ= , Eq. 2.17
onde =indU tensão induzida (V);
=N número de espiras da bobina; e
=Φdtd
taxa com que o fluxo varia no tempo (Wb/s).
2.11 MAGNETÔMETRO DE INDUÇÃO
Para a detecção das variações do campo magnético na faixa de interesse, são utilizados
magnetômetros (bobinas) do tipo indução. Este sensor se baseia em um solenóide solenóide
com um núcleo de altíssima permeabilidade conectado a um amplificador que mede a tensão
induzida em seus extremos por um campo magnético variável. A Figura 2.14 apresenta um
diagrama do circuito equivalente de um magnetômetro de indução.
44
Fig. 2.14 - Circuito equivalente de um magnetômetro de indução -
(bobina + eletrônica associada). Fonte: Campbell, 1997 (p. 183).
Bobinas de indução não medem o campo magnético propriamente dito, mas sua variação no
tempo. O fluxo, que flui através de uma espira da bobina pode ser calculado por:
HAAB rµµ0. ==Φ , Eq. 2.18
onde B = densidade do fluxo magnético na espira;
µ0 = constante de permeabilidade do ar;
µr = permeabilidade relativa do núcleo;
A = área da espira (seção do núcleo); e
H = amplitude do campo magnético.
Para uma variação senoidal de freqüência f do campo magnético, a tensão induzida na saída
do sensor torna-se:
fHSAHfNU rind 002 ≡= µµπ Eq. 2.19
sendo ANS rµµπ 00 2= a constante de sensibilidade do sensor, que dá a relação entre a
amplitude do campo magnético e a tensão induzida. Portanto, para o caso de uma bobina
ideal, a tensão de saída é diretamente proporcional à freqüência do campo magnético.
Sinal de calibração
Amplifi-cador
Blindagem
45 Esta é uma equação que vale se a bobina pudesse ser considerada ideal (resistência, indutância
e capacitância desprezíveis). Para as medidas de interesse, de pequenas amplitudes e baixas
freqüências, onde um número muito grande de espiras precisa ser utilizado, de maneira a se
gerar uma tensão mensurável na saída da bobina, esta não pode ser considerada ideal.
Normalmente se utiliza um fio bem fino para manter o peso da bobina o menor possível, desta
forma a resistência do fio fica em torno de alguns milhares de Ohms. Além disso, a bobina
apresentará valores consideráveis de indutância e capacitância entre espiras.
Sendo assim, este tipo de bobina não possuirá o comportamento descrito pela equação
anterior, comportando-se como um circuito ressonante, cujo circuito equivalente é
apresentado na Figura 2.15.
C
V
R
L
Rd
Fig. 2.15 – Diagrama do circuito equivalente da bobina.
Abaixo da freqüência de ressonância, a tensão de saída da bobina aumentará com o aumento
da freqüência do sinal do campo magnético (caso ideal). Acima da freqüência de ressonância
a saída decrescerá com o aumento da freqüência, limitando-se a faixa útil de utilização da
bobina. A função de transferência do sensor terá um forte pico na freqüência de ressonância.
Para o sensor, sem pré-amplificador, a função de transferência será:
)/(2)/(1)/(
02
0
sen
ffDjffRRR
UU dd
ind
sor
⋅⋅+−+
= Eq. 2.20
sendo Rd = resistência de entrada do amplificador;
f0 = freqüência de ressonância; e
D = atenuação.
A freqüência de ressonância e a atenuação são definidas como:
46
DLAf
⋅⋅⋅=
π21
0 Eq. 2.20 CL
R
dRCL
RdRdR
D/
/2 +⋅
+= Eq. 2.21
A função de transferência resultante entre o campo magnético e a tensão de saída do sensor
fica:
)0/.(2.2)0/(1
)/(0sensen
ffDjff
fRRddRSj
HsorU
sorF+−
⋅+⋅⋅== Eq. 2.22
[Matzander, 1998]
2.11.1 PRÉ-AMPLIFICADOR
Integrado ao módulo da bobina (sensor), existe uma placa de pré-amplificador. Essa
integração em um mesmo módulo melhora substancialmente o sinal de saída. Cuidados
especiais também são tomados, no sentido de se proteger os circuitos eletrônicos da influência
de ruídos eletromagnéticos externos. A Figura 2.16 apresenta o diagrama de blocos de um
magnetômetro (bobina) de indução.
Fig. 2.16 – Diagrama de blocos da bobina KIM-863.
Fonte: Matzander, 1998.
2.11.2 INSTALAÇÃO DOS SENSORES
Para a coleta de dados geomagnéticos dois magnetômetros de indução são utilizados, um
deles orientado na direção N-S e outro na direção Leste-Oeste (direções magnéticas).
Tensão de saída
Entrada de calibração
Amplif. Estágio de saída
Amplif. Estágio de entrada
Bobina de indução
Fsensor Famp_in Famp-out
Ffeedback 1
Campo magnético
Realimentação
47
CAPÍTULO 3 - ESPECIFICAÇÃO GERAL DO SISTEMA
Este capítulo apresenta uma descrição das diversas partes do sistema e dos requisitos que
deverão ser levados em consideração para que o sistema cumpra a função de adquirir
adequadamente os sinais propostos. Um fator fundamental é a correta especificação das faixas
de freqüências e amplitudes do sinal, para o projeto dos filtros e amplificadores e a
especificação do conversor analógico digital para que os mesmos sejam coerentes com as
características dos sinais.
3.1 DESCRIÇÃO GERAL DO SISTEMA
O sistema proposto é um sistema autônomo, microcontrolado, que utiliza energia solar para
alimentar os seus diversos módulos eletrônicos e é constituído por: (1) sensores; (2)
subsistema de tratamento analógico dos sinais (filtros e amplificadores); (3) subsistema de
digitalização/transmissão dos dados (microcontrolador 80C32 e conversor analógico-digital);
(4) subsistema de armazenamento dos dados (PC 386 e periféricos); e (5) subsistema de
redução e pré-processamento dos dados (Notebook).
A alimentação das diversas partes do sistema é proveniente de baterias recarregadas por
painéis solares.
A Figura 3.1 apresenta um diagrama de blocos da arquitetura geral do sistema.
Sensor Magnético(bobina de indução)
SensorTemperatura
Filtros eAmplificadores
Digitalizaçãoe
Transmissão(80C32)
Recepção eArmazenamento
(PC 386)
Redução/pré-processamento
dos dados(Notebook)
Bateria Bateria
Sinal
+- 6V
GPS
~8 m
F.O
Painelsolar Painel
solar
Fig. 3.1 – Arquitetura do Sistema de Medida de Pulsações.
48 3.2 CARACTERÍSTICAS GERAIS DO SISTEMA
Para satisfazer às necessidades impostas por este tipo de coleta de dados, algumas
características do sistema foram pré-determinadas, são elas:
• Sensores magnéticos que respondam na faixa de interesse do estudo em questão;
• Alimentação do sistema feita por baterias e painéis solares;
• Filtragem do sinal de maneira a adequar o sinal aos eventos relevantes;
• Transmissão de dados/recepção de comandos via comunicação serial;
• Sincronização de tempo via GPS (Global Positioning System);
• Módulo de aquisição constituído de placa industrial compacta PC 386 ou superior com
alimentação de 12 ou 24V e capacidade de armazenamento de dados compatível com as
necessidades;
• Reinicialização automática dos módulos TRATAMENTO DOS SINAIS (filtragem,
amplificação, digitalização e transmissão dos dados) e AQUISIÇÃO (recepção e
armazenamento dos dados) em caso de queda e retorno de energia; e
• Visualização gráfica in loco dos dados referentes aos testes iniciais do sistema.
3.3 SUBSISTEMA SENSOR (MAGNETÔMETRO DE INDUÇÃO)
Os magnetômetros de indução são utilizados para o estudo das pulsações geomagnéticas de
curto período. Para períodos mais longos, magnetômetros tipo fluxgate podem ser
empregados. Para os testes finais de funcionamento do sistema é utilizado o modelo KIM-863
de fabricação da firma alemã Metronix, cujas características técnicas são apresentadas na
Tabela 3.1.
Tabela 3.1 – Características técnicas das bobinas KIM-863.
Faixa de freqüência 1/4096 a 4 Hz Sensibilidade de saída 0.4V/nT*Hz (f << 4Hz)
1.6 V/nT*Hz (f >> 4Hz) “Drift” de sensibilidade com a temperatura 0.01%/oC “Offset” de saída <5mV Alimentação ±6V, ±10 mA Dimensões externas 140 mm x 1063 mm Peso 14 Kg Temperatura de operação -25oC a +65oC
49 3.4 SUBSISTEMA TRATAMENTO ANALÓGICO DOS SINAIS
O sinal gerado no sensor é levado ao módulo eletrônico que os processará analogicamente,
denominado interface analógica. Cada sinal tem sua interface independente. Este
processamento consiste na divisão em faixas de freqüência, separadas de acordo com as
pulsações de interesse, e na amplificação destes sinais de modo a deixá-los compatíveis com o
nível de sinal aceito pelo conversor analógico digital. Além do filtro passa-faixa há também
um filtro notch usado para eliminar a interferência na freqüência de 60 hertz originada pela
rede de distribuição de energia elétrica. A monitoração da temperatura é feita por um sensor
colocado dentro da caixa onde ficam instaladas as placas desta interface. Opcionalmente este
sensor pode ser colocado próximo às bobinas.
Cada sistema é montado para uma única faixa de freqüência, de acordo com o fenômeno a ser
estudado e/ou tipo de magnetômetro utilizado, portanto, não foram previstos multiplexadores
analógicos para a seleção da faixa a ser amostrada. A Figura 3.2 apresenta o diagrama de
blocos da interface analógica.
Fig. 3.2 – Diagrama de blocos da Interface analógica.
3.5 SUBSISTEMA DE TRATAMENTO DIGITAL DOS SINAIS
Após o tratamento analógico, o sinal é levado à interface de tratamento digital, onde é
digitalizado e transmitido serialmente ao subsistema de armazenamento dos dados. Os sub-
ítens 3.5.1 a 3.5.4 apresentam uma descrição geral dos módulos deste subsistema, cujo
controle é totalmente feito pelo microcontrolador 80C32.
INTERFACE ANALÓGICA SENSORES
Mag. Indução
(N-S)
Mag. Indução
(L-O)
S. Temp.
Filtros notch
Passa- faixa
Amplificador
Circ. de
entrada
Filtros notch
Passa- faixa
Amplificador
Circ. de
entrada
50 3.5.1 UNIDADE CENTRAL DE PROCESSAMENTO (CPU)
A Unidade Central de Processamento é baseada no microcontrolador 80C32 da família 8051 e
é responsável pelo controle de todo o sistema. Possui ainda, uma capacidade de memória
externa, de 32 Kbytes EPROM e 64 Kbytes RAM. As principais funções da CPU são:
• Seleção do canal (sinais magnéticos e sinais de monitoramento) a ser adquirido;
• Armazenar temporariamente os resultados adquiridos;
• Atendimento das interrupções;
• Leitura do sinal GPS e transmissão dos dados (via serial); e
• Geração da base de tempo interna;
A CPU executa suas funções através de programas gravados em memória e de acordo com
parâmetros pré-estabelecidos.
3.5.2 DIGITALIZAÇÃO DOS SINAIS
A conversão do sinal é feita por um conversor analógico digital (ADC) com resolução de 16
bits e um tempo de conversão de 16 µs, com nível de entrada de ±5V. O ADC pode operar no
modo livre, onde as conversões são feitas continuamente, ou no modo gatilhado, onde o início
de cada conversão é acionado pelo microcontrolador.
3.5.3 BASE DE TEMPO
O sistema emprega duas bases de tempo. A primeira delas é interna, que consiste basicamente
em um contador de 4 bytes desde 0 (zero) até o fundo de escala (aproximadamente 1,2 horas),
e outra, externa, proveniente da leitura do sinal de saída do GPS, que permite fazer um ajuste
do horário real dos dados em UT.
3.5.4 TRANSMISSÃO DOS DADOS
A transmissão digital dos dados é feita via transmissão serial a uma taxa de 19.200 bits por
segundo (bps), opcionalmente através de um sistema comercial de modem/fibra óptica.
51 3.6 SUBSISTEMA RECEPÇÃO/ARMAZENAMENTO DE DADOS
Aquisições em longos períodos de tempo geram um grande volume de dados, portanto optou-
se por armazenar os dados em um disco rígido (hard disk), controlado por uma placa
industrial para PC. A monitoração do funcionamento do módulo aquisição é feita via um
pequeno display de cristal líquido, que apresenta as informações de tempo atualizadas, para
acompanhamento e verificação do funcionamento do sistema.
3.7 SUBSISTEMA REDUÇÃO/PRÉ-PROCESSAMENTO DOS DADOS
As condições de acesso (muitas vezes, difíceis) nas estações remotas de medidas, tornam este
módulo necessário, pois permite uma avaliação in loco do nível de ruído e da viabilidade de
se utilizar o local escolhido como estação de medida geomagnética. Basicamente consiste de
um notebook configurado apropriadamente com um programa gráfico de leitura, redução e
visualização dos dados.
3.8 ALIMENTAÇÃO DO SISTEMA
Como há a necessidade de instalação do sistema em regiões de baixo ruído eletromagnético,
conseqüentemente afastado de redes de distribuição de energia elétrica, toda a alimentação é
feita por baterias, que são recarregadas por painéis solares. Inicialmente optou-se por não se
utilizar nenhum tipo de conversor DC/DC no sistema de tratamento/digitalização dos dados
(módulos Sensores, Interface Analógica, GPS e Digitalização/Transmissão), opção esta
devido ao fato de não se ter avaliações práticas a respeito de ruídos ocasionados neste tipo de
medida, devido ao chaveamento ocorrido nestes dispositivos.
Desta forma, torna-se necessária uma separação entre a entrada de alimentação do subsistema
tratamento/digitalização e o subsistema recepção/armazenamento dos dados, pois as fontes
comerciais utilizadas para o segundo subsistema são do tipo chaveada. Uma outra razão da
separação é que nem sempre esses dois subsistemas estão instalados próximos. A Figura 3.3
apresenta uma configuração geral da alimentação do sistema de tratamento analógico-
digital/transmissão dos dados e a Figura 3.4 a configuração da alimentação do subsistema de
recepção/armazenamento dos dados.
52
Painel Solar1
Controlador de carga1 Bateria1
LM317(+5.5V)
Interface de tratamentoanalógico dos sinais
CPU Digitalização
Painel Solar2
Controlador de carga2 Bateria2
LM337(-5.5V)
Regulador+6,0 V-6,0 V
Bobinas deindução
GPS
Fig. 3.3 – Alimentação do sistema de tratamento analógico-digital dos dados.
Painel Solar3
Controlador de carga3 Bateria
Recepção e armazenamentodos dados
Fig. 3.4 – Alimentação do sistema de recepção/armazenamento dos dados.
Desta forma, os seguintes tópicos foram desenvolvidos e são apresentados no decorrer deste
trabalho:
• Projeto, montagem e testes dos circuitos da interface de tratamento do sinal analógico.
• Projeto, montagem e testes dos circuitos da interface de digitalização/transmissão dos
sinais;
53
• Programa de aquisição e transmissão de dados dos sensores e o programa de leitura e
transmissão dos dados GPS (linguagem Assembly da família 8051);
• Programa de recepção e monitoramento do funcionamento do sistema (BASIC –
QBS); e
• Programa de recepção e visualização dos dados em tela gráfica, para verificação do
funcionamento do sistema (LabView).
Os próximos capítulos apresentam o desenvolvimento e testes do sistema. O Capítulo 4
mostra o desenvolvimento da interface analógica de tratamento dos sinais.
54
CAPÍTULO 4 – INTERFACE ANALÓGICA DE TRATAMENTO DOS SINAIS
Este capítulo apresenta o desenvolvimento de uma interface analógica para captação de sinais
referentes às variações de campo geomagnético na faixa de freqüência de interesse do estudo
de pulsações geomagnéticas. A função desta interface é realizar a filtragem e amplificação do
sinal proveniente dos sensores, de maneira que, apenas a faixa de freqüência relevante para o
fenômeno de interesse chegue ao instrumento de medida, deixando o sinal compatível com a
faixa de freqüência das pulsações e com os níveis de tensão aceitos pelo conversor analógico-
digital.
É importante notar que, as variações de sinal com freqüência acima de um determinado valor,
devem ser filtradas analogicamente antes de digitalizadas, para se evitar o aliasing.
4.1 DETERMINAÇÃO TEÓRICA DA FAIXA DE FREQUÊNCIA DOS FILTROS E
GANHO DOS AMPLIFICADORES
Antes de se passar ao projeto da interface analógica, torna-se necessária uma especificação
teórica da faixa de atuação dos filtros e ganho dos amplificadores, o que é feito a partir da
Figura 4.1, referente ao espectro de amplitude das pulsações geomagnéticas e aos dados e
curvas referentes à calibração das diversas bobinas disponíveis no laboratório de geofísica do
INPE.
Analisando a Figura 4.1, para as diversas pulsações geomagnéticas tipo Pc, segundo os
parâmetros abaixo:
• Freqüência central ou de pico (em mHz e Hz);
• Período (em segundos) correspondente a freqüência central;
• Amplitude de pico (em nanotesla);
• Faixa contida entre os pontos mínimos laterais de cada pico (em segundos/Hz); e
• Faixa convencionada (em segundos), Tabela 2.2 Cap. 2 (classificação IAGA)
55 Pode-se construir uma tabela de valores aproximados com as características de amplitude e
faixa de freqüência das pulsações geomagnéticas tipo Pc, valores estes apresentados na Tabela
4.1.
Fig. 4.1 – Espectro de pulsações geomagnéticas.
Tabela 4.1 - Características das pulsações geomagnéticas tipo Pc.
Tipo Freqüência (pico)
Período (s)
Amplitude (pico) (nT)
Faixa (s, mHz)
Convenção(IAGA) (s, mHz)
Pc5 2 mHz 500 70 125-1510, 0,662-8
150-600, 1,67-6,67
Pc4 7,6 mHz 132 10 45-125, 8-22
45-150, 6,67-22,2
Pc2-3 56,7 mHz 18 0,6 2,5-45, 22-400
5-45, 22,2-200
Pc1 1 Hz 1 0,09 0,25-2,5, 400-4000
0,2-5, 200-5000
Pico Pontos mínimos laterais
s
esféricas
Freqüência (Hz)
Período (s)
Cavidades ressonantes
Amplitude (gammas)
s
s
s
esféricas
(nT)
56 A partir dos dados apresentados na Tabela 4.1 e dos dados de calibração das bobinas,
fornecidos pelo fabricante, podemos obter uma aproximação do ganho e da faixa de
freqüência a serem utilizados no projeto dos filtros, para os diversos tipos de Pc.
Tomando-se como referência, para determinação dos ganhos, a metade do valor da amplitude
máxima aceita pelo ADC (faixa do ADC ±5,0V), 2,5V, pode-se construir a tabela de ganho
médio pela fórmula abaixo.
adeSensibilidAmplitudeSinal
Ganhomédio ×= Eq. 4.1
onde
Sinal = 2,5 V;
Amplitude ≡ apresentada na 4ª coluna da Tabela 4.1; e
Sensibilidade ≡ dado fornecido pelo fabricante.
Exemplo de cálculo do ganho para a faixa Pc2-3 em 56,7 mHz, de uma bobina com
sensibilidade 0,19996 V/nT.
84,2019996,06,0
5,2 =×
=nT
VnT
VGanhomédio
4.1.1 DETERMINAÇÃO DO GANHOmédio PARA AS BOBINAS MODELO BF4
Os dados referentes à calibração das bobinas BF4 são apresentados na Tabela 4.2 e as curvas
de resposta nas Figuras 4.2 e 4.3
57
Tabela 4.2 – Dados de calibração das bobinas BF4.
9407 9114 87052 Freqüência (Hz)
Amplitude (mV/nT)
Fase (graus)
Amplitude (mV/nT)
Fase (graus)
Amplitude (mV/nT)
Fase (graus)
1E-4 1,5E-4 2E-4 3E-4 4E-4 5E-4 6E-4 8E-4 1E-3 0,0015 0,002 0,003 0,004 0,006 0,008 0,01 0,015 0,02 0,03 0,04 0,06 0,08 0,1 0,15 0,2 0,3 0,4 0,6 0,8 1 1,5 2 3 4 8 10 20 30 40 80 100 200 400 500 800 1000
0,15 0,23 0,3 0,46 0,61 -- 0,91 1,21 1,52 2,28 3,04 4,55 6,07 9,1 12,1 15,1 22,7 30,2 45 59,5 87,2 112 135 181,9 215 252,9 273 289 296 298,9 301,9 303,9 303,9 305 305 305 305 305 305 305 303,9 287,9 279 256 160,9 111
90 90 89,9 89,9 89,9 -- 89,9 89,8 89,7 89,6 89,4 89,1 88,9 88,3 87,7 87,2 85,7 84,3 81,5 78,8 73,4 68,3 63,6 53,3 45,2 33,9 26,7 18,6 14,1 11,4 7,6 5,8 3,8 2,9 0 -0,6 -3,2 -5,3 -7,3 -15 -18,9 -39,1 -80 -100 -156,7 -187,5
0,725 -- -- 1,45 -- 2,9 4,34 5,79 -- 11,6 14,5 -- 28,8 43 56,9 -- 108 130 -- 206 247 266 -- 290 293 -- 300 300 300 300 300 300 300 300 300 297 289 283 238 134 81
90 -- -- 90 -- 89 89 89 -- 88 87 -- 84 82 79 -- 69 64 -- 46 34 27 -- 14 11 -- 5 4 3 0 -2 -5 -6 -9 -17 -21 -41 -64 -110 -170 -202
0,5 -- 1 1,5 2 -- 4 5 -- 10 15 20 -- 39,1 47,3 -- 85,2 107 118 -- 140 143 -- 150 150 150 150 150 150 150 149 148 147 -139 114 95 46,1 26,2
90 -- 90 89 89 -- 89 88 -- 86 84 82 -- 75 70 -- 56 45 36 -- 20 16 -- 8 5 4 -1 -2 -5 -8 -11 -22 -27 -52 -104 -130 -192 -221
58
10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 101 102 103 104
10-1
100
101
102
87052
9114
9407
Bobinas BF4 9407 9114 87052
Amplitude (nT)
Frequência (Hz)
10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 101 102 103 104
10-1
100
101
102
Fig. 4.2 – Curva de resposta das bobinas BF4 – Amplitude.
10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 101 102 103 104
-250
-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
87052
9114
9407Bobinas BF4 9407 9114 87052
Fase (graus)
Frequência (Hz)
10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 101 102 103 104
-250
-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
Fig. 4.3 – Curva de resposta das bobinas BF4 – Fase.
59 Utilizando os dados apresentados na Tabela 4.1, referentes à amplitude de pico (nT) e os
dados de sensibilidade das bobinas BF4 (Tabela 4.2) e substituindo-os na fórmula de cálculo
do Ganhomédio (1), obtêm-se a Tabela 4.3 que apresenta os resultados para os ganhos nas
diversas faixas de freqüência da Pc´s.
Tabela 4.3 – Ganho médio dos filtros (BF4).
Tipo Sensibilidade (mV/nT) Ganho para sinal com 2500 mV
BF4 9407 BF4 9114 BF4 87052 BF4 9407 BF4 9114 BF4 87052
Pc5 3,04 2,9 1,00 12 12 36
Pc4 11,5 11,0 3,8 22 23 66
Pc3,2 83 79 28 50 52 149
Pc1 299 293 143 92 95 194
Com os resultados obtidos para o ganho dos amplificadores, podemos dividir a faixa total da
freqüência de interesse em duas sub faixas, apresentadas na Tabela 4.4.
Tabela 4.4 – Faixa de freqüência dos filtros em função do ganhomédio (BF4)*.
Pulsação (tipo) Faixa de frequência Ganhomédio
Pc5 a Pc4 0,8 mHz – 20 mHz 10-20
Pc2-3 – Pc1 20 mHz – 5000 mHz 50-90
*válido p/BF49407 e BF49114
4.1.2 DETERMINAÇÃO DO GANHOmédio PARA AS BOBINAS MODELO KIM 863
Os dados referentes à calibração das bobinas KIM 863 são apresentados na Tabela 4.5 e as
curvas de resposta nas Figuras 4.4 e 4.5.
60
Tabela 4.5 – Dados de calibração das bobinas KIM-863 (fornecidos pelo fabricante).
Calibration measurement with Solartron Metronix GmbH, Neue Knochenhauerstr.5, 38100 Braunschweig Magnetometer: 013 Date: 10/20/98 Time: 11:58:41 FREQUENCY MAGNITUDE PHASE Hz deg +1,0000E-03 +1,9996E-01 +9,0000E+01 +1,0000E-02 +1,9996E-01 +8,9602E+01 +1,0000E-01 +1,9995E-01 +8,8392E+01 +1,2589E-01 +1,9984E-01 +8,7999E+01 +1,5849E-01 +1,9977E-01 +8,7413E+01 +1,9953E-01 +1,9976E-01 +8,6787E+01 +2,5119E-01 +1,9951E-01 +8,6029E+01 +3,1623E-01 +1,9932E-01 +8,4969E+01 +3,9811E-01 +1,9881E-01 +8,3698E+01 +5,0119E-01 +1,9815E-01 +8,2068E+01 +6,3095E-01 +1,9703E-01 +8,0116E+01 +7,9430E-01 +1,9564E-01 +7,7543E+01 +1,0000E+00 +1,9296E-01 +7,4450E+01 +1,2589E+00 +1,8918E-01 +7,0718E+01 +1,5849E+00 +1,8356E-01 +6,6272E+01 +1,9952E+00 +1,7547E-01 +6,0903E+01 +2,5119E+00 +1,6479E-01 +5,4872E+01 +3,1623E+00 +1,5146E-01 +4,8465E+01 +3,9810E+00 +1,3477E-01 +4,1394E+01 +5,0118E+00 +1,1752E-01 +3,4182E+01 +6,3095E+00 +1,0176E-01 +2,9114E+01 +7,9430E+00 +8,4278E-02 +2,2958E+01 +1,0000E+01 +6,9501E-02 +1,7478E+01 +1,5849E+01 +4,6373E-02 +9,1528E+00 +1,9952E+01 +3,7941E-02 +5,6175E+00 +2,5119E+01 +3,1311E-02 +2,1395E+00
Calibration measurement with Solartron Metronix GmbH, Neue Knochenhauerstr.5, 38100 Braunschweig Magnetometer: 014 Date: 10/20/98 Time: 12:27:58 FREQUENCY MAGNITUDE PHASE Hz deg +1,0000E-03 +2,0026E-01 +9,0000E+01 +1,0000E-02 +2,0026E-01 +8,9614E+01 +1,0000E-01 +2,0024E-01 +8,8390E+01 +1,2589E-01 +2,0015E-01 +8,7997E+01 +1,5849E-01 +2,0016E-01 +8,7455E+01 +1,9953E-01 +1,9985E-01 +8,6800E+01 +2,5119E-01 +2,0021E-01 +8,5990E+01 +3,1623E-01 +1,9962E-01 +8,4973E+01 +3,9811E-01 +1,9896E-01 +8,3715E+01 +5,0119E-01 +1,9776E-01 +8,2166E+01 +6,3095E-01 +1,9760E-01 +7,9935E+01 +7,9430E-01 +1,9561E-01 +7,7512E+01 +1,0000E+00 +1,9334E-01 +7,4487E+01 +1,2589E+00 +1,8886E-01 +7,0477E+01 +1,5849E+00 +1,8411E-01 +6,6191E+01 +1,9952E+00 +1,7547E-01 +6,0727E+01 +2,5119E+00 +1,6464E-01 +5,4832E+01 +3,1623E+00 +1,5150E-01 +4,8296E+01 +3,9810E+00 +1,3553E-01 +4,1562E+01 +5,0118E+00 +1,1739E-01 +3,4596E+01 +6,3095E+00 +1,0000E-01 +2,8227E+01 +7,9430E+00 +8,4191E-02 +2,2419E+01 +1,0000E+01 +6,9406E-02 +1,7469E+01 +1,5849E+01 +4,6441E-02 +8,9493E+00 +1,9952E+01 +3,7930E-02 +5,0855E+00 +2,5119E+01 +3,1344E-02 +1,5861E+00
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Fase/100 (graus)
Amplitude
Calibração bobina Metronix KIM 863 (013)
Resposta
Frequência (Hz)
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Fig. 4.4 - Curva de resposta da bobina KIM 863 Metronix S/N 13.
61
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Fase/100 (graus)
Amplitude
Calibração bobina Metronix KIM 863 (014)
Resposta
Frequência (Hz)
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Fig. 4.5 - Curva de resposta da bobina KIM 863 Metronix S/N 14.
Pelas curvas das Figuras 4.4 e 4.5, podemos notar que as faixas de freqüência, onde as
bobinas apresentam uma resposta plana se inicia em 0,001 Hz, e vai até em torno da
freqüência de 4,0 Hz, faixa na qual a sensibilidade das bobinas permanece praticamente
constante, conforme dado fornecido pelo fabricante apresentado na Tabela 3.1 do Capítulo 3.
A Tabela 4.6 apresenta os resultados obtidos para os ganhos, nas diversas faixas de freqüência
das Pc´s. (* - freqüência de pico)
Tabela 4.6 – Ganho médio dos filtros (KIM 863).
Tipo Freqüência Sensibilidade Ganhomédio
Pc5 2 mHz 0,4 V/nT 0,089
Pc4 7,6 mHz 0,4 V/nT 0,625
Pc3,2 56,7 mHz 0,4 V/nT 10,42
Pc1 1 Hz 0,4 V/nT 69,44
Com os resultados obtidos para o ganho dos amplificadores, podemos dividir a faixa total da
freqüência de interesse em três sub faixas, apresentadas na Tabela 4.7.
62
Tabela 4.7 – Faixa de freqüência dos filtros em função do ganhomédio (KIM863).
Pulsação (tipo) Faixa de frequência Ganhomédio
Pc5 a Pc4 0,8 mHz – 20 mHz 1
Pc3,2 20 mHz – 200 mHz 10
Pc1 200 mHz – 5Hz 70
Os ganhos determinados valem para médias e altas latitudes, em baixas latitudes este ganho
deve ser algumas vezes maior, devendo o valor correto ser especificado no local de coleta de
dados, com análise prévia do sinal.
Pela comparação dos resultados obtidos para os modelos de bobinas BF4 e KIM 863, conclui-
se que para o modelo BF4, o filtro analógico utilizado no tratamento dos dados, pode ser
projetado de maneira a abranger praticamente toda a faixa de freqüência das Pc´s, pois a
variação do ganho é relativamente pequena, devido à atenuação do sinal em determinada faixa
de freqüência provocada pela resposta da bobina.
As bobinas modelo KIM 863, com uma resposta plana praticamente em toda a faixa de
interesse, requerem filtros específicos para cada tipo de Pc, ou seja, com a utilização desta
bobina, devemos focar o estudo em um determinado evento, de maneira a se projetar o filtro
na faixa específica de interesse.
4.2 INTERFACE ANALÓGICA
Os sinais provenientes dos sensores são levados à interface analógica através de cabos.
Embora, a idéia inicial seja de se utilizar somente sensores de campo magnético para o estudo
proposto, a interface analógica projetada permite a entrada de sinais originados por sensores
de campo elétrico [Keller, 1966]. Basicamente o que muda na interface é o circuito de
entrada e o ganho a ser dado ao sinal de saída. No caso de se utilizar sensores de campo
elétrico, o circuito de entrada deve ser um amplificador na configuração diferencial de
maneira a eliminar tensões de modo comum induzidas na linha. Já os sinais provenientes dos
sensores de campo magnético, têm como circuito de entrada um amplificador em
configuração seguidor de tensão, de maneira a se obter uma alta impedância de entrada no
circuito.
63 A seleção da entrada é feita por jumpers colocados na placa de circuito impresso, de maneira
a se ter em uma única placa os circuitos que recebem e tratam tanto sinais magnéticos, como
elétricos. A Figura 4.6 apresenta um diagrama de blocos dos circuitos utilizados para
tratamento dos sinais.
Sensor Magnético
Sensor Elétrico
AmplificadorDiferencial
Buffer
notch(60Hz)
notch(180Hz)
Passa-baixa4 pólos
Passa-alta2 pólos Sinal de saída
Jumpers
Amplificador
Fig. 4.6 – Diagrama de blocos da Interface Analógica.
4.3 PROJETO DOS FILTROS
O filtros passa-baixa e passa-alta utilizados nesta interface possuem configurações clássicas.
Os valores dos elementos passivos destes filtros são obtidos a partir do desenvolvimento da
função de transferência. Com a obtenção da função de transferência valores comerciais de
componentes são substituídos em um programa escrito em BASIC, de maneira a se obter os
valores práticos dos componentes em cada faixa de freqüência.
A obtenção da curva de resposta teórica dos circuitos é feita utilizando-se o programa de
análise de circuitos PSPICE.
Neste capítulo é apresentado o projeto do filtro passa-faixa que engloba a faixa de pulsações
que vai de Pc4 a Pc1 (5mHz a 5Hz). O projeto do filtro específico para a faixa de freqüência
das pulsações tipo Pc1 é apresentado no Apêndice A.
64 4.4 CIRCUITO DE ENTRADA (AMPLIFICADOR DIFERENCIAL OU BUFFER)
Uma configuração geral foi projetada para o circuito de entrada, de maneira a deixar a placa
versátil, quanto à necessidade de possíveis modificações neste circuito. Os jumpers JMP01 a
JMP07, bem como os componentes representados de forma pontilhada, R1 a R4, foram
colocados no projeto para se ter uma flexibilidade nos testes do circuito de entrada.
Para a utilização de sinal de campo elétrico, o jumper JP1 é conectado ao eletrodo que serve
como referência para terra do sistema. Os jumpers JP2 e JP3 são utilizados para dar
continuidade ao sinal elétrico (pino 1 ligado ao pino 2) ou para conectar a entrada do sinal
magnético (pino 3 ligado ao pino 2). A Figura 4.7 apresenta o circuito de entrada dos sinais.
-V
Ref_Terra
+
-
U1OP97
3
26
7 1
48
JMP06
12
(Sul)(Oeste)
R41k
JMP05
12
(Norte)(Leste)
+V
Eletrodo_central
Campo Elétrico
+V
+V
R71k
R121K
1
R101K
C4100nF
R111K
JP11 2
3
R11K
R61k
R_Campo_E
JMP011 2
-V
Campo Magnético
R_Campo Magnético
+
-
U3OP97
3
26
7 1
48
C210pF
Saída
(Sul)
R91K
C110pF
R210k
JMP021 2
R310k
C3100nF C5
10pF
JP2
1 23
JMP04
12
JMP071 2 +
-
U2OP97
3
26
7
14 8
-V
JP31 2
3
JMP03
12
Fig. 4.7 – Esquema do circuito de entrada.
4.5 FILTRO ELIMINA FAIXA (NOTCH)
A saída do circuito de entrada é levada a um filtro elimina-faixa (notch), centrado em 60 Hz e
outro centrado em 120 ou 180Hz (opcional). Os filtros notch de 120 e 180 Hz foram deixados
como opção de utilização em aquisição de dados para sinais de freqüências acima de 100 Hz.
* * Entrada para sinal de campo elétrico.
65 Embora o filtro passa-baixa utilizado corte o sinal em freqüência bem abaixo de 60 Hz, a
necessidade do filtro notch torna-se clara com a análise de dados, onde se pode verificar a
presença de ruído eletromagnético ambiental. Isto ocorre devido ao fato de o sinal de 60 Hz
ser muito forte e a atenuação do passa-baixa (65 dB em 60 Hz), ainda permitir a passagem
deste sinal.
Dois filtros notch diferentes são testados. As Figuras 4.8 e 4.9 apresentam os diagramas
esquemáticos dos mesmos. A opção por se utilizar dois esquemas diferentes, também se faz
necessária para tornar o sistema mais versátil. Em outras aplicações, onde o passa-baixa é
projetado para freqüências acima de 100 Hz, ocorre a necessidade um filtro notch com uma
curva mais fechada, dessa forma o filtro apresentado na Figura 4.9, sugerido por Fellot
apresenta um comportamento mais adequado para tais aplicações. [Fellot, 1977].
A utilização destes dois circuitos diferentes, requer a confecção de dois tipos diferentes de
placas, uma utilizando o notch1 [Stout, 1976 – pág. 13.5] e outra utilizando o notch_Fellot.
C8
2.4 nF
R142M
+
-
U4OP97
3
26
7 1
48
+V
C61.2 nF
R132M
Entrada_Notch
R151M
C910pF
+
-
U5OP97
3
26
71
48
C1010pF
P110K
13
2
C71.2 nF
Entrada Passa-faixa
-V
Saída_Notch
+V
-V
Saída do circ.entrada
Fig. 4.8 – Esquema do circuito notch1.
66
C1012KpF
+V
Saida_Notch
Entrada_Notch
R23100K
R3045K5
+
-
U6OP97
3
26
7 1
48
-V
R2251K
-V
R277K5
+
-
U7CA3140
3
26
74
R293K
R2510K
R2810K
Saída Circ._entrada
+V
Entrada Passa-faixa
R26205K
R24205K
C930pF
C1112KpF
Fig. 4.9 – Esquema do circuito notch_Fellot.
As Figuras 4.10 e 4.11 apresentam as curvas de resposta teórica do circuito notch1 e do
circuito notch_ Fellot respectivamente, obtidas utilizando um programa de análise de
circuitos.
Frequency
1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHzVdB(R4:2)
-30
-20
-10
0
Fig. 4.10 -Resposta em freqüência do filtro notch 60Hz – Curva teórica.
Frequência (Hz)
Ganho (dB)
67
Frequency
1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHzVdB(R4:1)
-30
-20
-10
0
Fig. 4.11 - Resposta em freqüência do filtro notch_Fellot 60Hz – Curva teórica.
4.5.1 OBTENÇÃO DA CURVA DE RESPOSTA PRÁTICA DOS FILTROS
O esquema de teste utilizado para obtenção da curva de resposta prática dos filtros é
apresentado na Figura 4.12. O analisador de resposta em freqüência SM2001A (S.E. LABS –
EMI) é ao mesmo tempo o excitador e o medidor da saída do circuito em teste. Sua faixa de
freqüência vai de 0,01 mHz a 1000 Hz, com uma resolução de 0,1 dB e 0,2 graus
Fig. 4.12 – Esquema de teste da resposta em freqüência dos filtros.
Freqüência (Hz)
Ganho (dB)
Ganho Fase
ANALISADOR SM 2001
Saída Entrada
PCI (teste)
FONTE DE ALIMEN-TAÇÃO
68 A Tabela 4.8 apresenta os dados práticos de resposta do filtro notch1 e a Figura 4.13
apresenta a curva de resposta prática deste filtro, para um sinal de entrada senoidal com
amplitude de 1,0 Volt.
Tabela 4.8 – Medidas do teste do filtro notch1 - 60 Hz
Freqüência (Hz)
Amp.-saída
Ganho (dB)
continuação Tabela 4.8
0,1 1,0 0,0 : : : : : : 57,0 0,08 -20,6 : : : 58,0 0,08 -22,9
4,0 1,0 0,0 59,0 0,06 -24,2 5,0 0,98 -0,4 60,0 0,05 -28,0 6,0 0,96 -0,4 61,0 0,04 -30,4 7,0 0,94 -0,5 62,0 0,01 -31,8 8,0 0,92 -0,8 63,0 0,02 -34,0 9,0 0,90 -0,9 64,0 0,02 -34,0 10,0 0,89 -0,9 65,0 0,04 -29,1 15,0 0,75 -2,2 70,0 0,09 -21,8 20,0 0,62 -4,2 80,0 0,14 -17,5 25,0 0,52 -6,4 90,0 0,19 -14,4 30,0 0,42 -7,5 100,0 0,26 -11,9 35,0 0,32 -9,5 110,0 0,31 -10,5 40,0 0,26 -11,8 140,0 0,44 -7,2 45,0 0,19 -14,2 170,0 0,52 -5,4 50,0 0,12 -17,5 200,0 0,61 -3,9 55,0 0,10 -38,9 250,0 0,71 -2,9 56,0 0,09 -20,2 300,0 0,78 -2,1
: : : 500,0 0,90 -0,8
0.1 1 10 100 1000
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5Curva prática Notch 60 Hz convencional
Ganho (dB)
Frequência (Hz)
0.1 1 10 100 1000
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5
Fig. 4.13 – Resposta em freqüência do filtro notch1.
69 A Tabela 4.9 apresenta os dados práticos de resposta do filtro notch_Fellot e a Figura 4.14
apresenta a curva de resposta prática deste filtro, para um sinal de entrada senoidal com
amplitude de 1,0 Volt.
Tabela 4.9 – Medidas do teste do filtro notch_Fellot
Freqüência (Hz)
Amp.-saída
Ganho (dB)
continuação Tabela 4.9
1 10 20 30 40 50 52 54 56 58 59 60
1 1 1 1 1
0,92 0,89 0,82 0,68 0,42 0,24 0,01
0 0 0 0 0
-0,9 -1
-1,6 -3,4 -7,8 -12,4 -34
: 61 62 64 66 68 70 80 90 100 120 140
: 0,18 0,34 0,6 0,75 0,85 0,89 0,95 0,98 0,99
1 1
: -15 -8,4 -4,4 -2,5 -1,5 -0,8 -0,4 -0,1 -0,1
0 0
10 100
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5Curva prática Notch 60Hz Fellot
Ganho (dB)
Freqüência (Hz)
10 100
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5
Fig. 4.14 – Resposta em freqüência do filtro notch_Fellot.
4.6 FILTRO PASSA-FAIXA
O projeto de duas faixas de filtros é apresentado neste trabalho. Uma primeira faixa que vai de
5,0 mHz a 5,0 Hz, para utilização com bobinas que apresentam uma resposta conforme as
70 modelo BF4, tem seus resultados apresentados neste capítulo. Os resultados referentes à
segunda faixa (500 mHz a 5 Hz), que limita a passagem do sinal a faixa de freqüência das
pulsações tipo Pc1 e utilização de bobinas que apresentam uma resposta conforme as modelo
KIM 863, são apresentados no Apêndice A.
O circuito passa-faixa, é constituído de um passa-baixa com 4 pólos e um passa-alta com dois
pólos. Os filtros são do tipo Butterworth, de maneira a se obter resposta plana na faixa de
passagem do sinal. A utilização de um passa-baixa de 4 pólos serve para evitar que sinais de
eventos acima de 7 Hz (cavidades ressonantes) interfiram na aquisição de dados das pulsações
tipo Pc1.
Os circuitos utilizados na implementação destes filtros são as estruturas conhecidas como
Sallen Key. Estes circuitos utilizam um amplificador ligado a uma rede passiva RC, gerando
uma função de transferência de 2ª ordem. A complexidade de um filtro pode ser ajustada
selecionando o número de pólos e zeros. Quanto maior o número de pólos, melhor o
desempenho do filtro, porém mais componentes eletrônicos são utilizados para a
implementação do mesmo. Filtros de ordens maiores (mais pólos) podem ser construídos,
ligando-se filtros de 2ª ordem em cascata, ou seja, filtros de quatro, seis e oito pólos são
formados, ligando-se em cascata 2, 3 e 4 circuitos de filtros de 2ª ordem respectivamente.
Este tipo de circuito é muito utilizado, em aplicações de pesquisa e desenvolvimento, onde
normalmente são construídas poucas unidades.
Em produções de grande escala, normalmente são utilizados filtros fabricados em circuitos
integrados, que utilizam filtros a capacitores chaveados. Em nossa aplicação específica, estes
filtros não são indicados, pela possível interferência que possam ocasionar nos sinais.
4.6.1 FUNÇÃO DE TRANSFERÊNCIA DOS FILTROS
A determinação dos valores dos elementos passivos (R e C) dos circuitos é obtida, a partir do
desenvolvimento teórico da função de transferência dos circuitos apresentado a seguir. A
Figura 4.15 apresenta um diagrama geral da topologia dos filtros utilizados.
71
VoZ1
Z4
Z3
Z2 +
-i2i
i1
V1
Vi V 2
Fig. 4.15 – Diagrama geral dos filtros.
21 iii += Eq. 4.2
2221 iZVV ⋅+= Eq. 4.3
oViZV =⋅= 242 Eq. 4.4
(definição de Op. Amp), logo subst. (4.3) em (4.2) temos (4.4)
221 iZVV o ⋅+= Eq. 4.5
2221 ViZiZVi ++= = 0221 ViZiZ ++ Eq. 4.6
0131 ViZiZVi ++= Eq. 4.7
De (4.7) temos (4.8):
13011 iZViZVi =−− Eq. 4.8
De (4.6) temos (4.9):
22011 iZViZVi =−− Eq. 4.9
logo:
1322 iZiZ = Eq. 4.10
23
21 i
ZZ
i = Eq. 4.11
De (4.1) temos (4.12):
23
22 i
ZZ
ii += Eq. 4.12
72
+⋅=
3
22 1
ZZ
ii Eq. 4.13
De (4.3) e (4.7) temos (4.14):
2423
232
3
21 1 iZi
ZZ
ZiZZ
ZVi ⋅+⋅
+⋅
+⋅= Eq. 4.14
242223
21
24
1 iZiZiZZ
Z
iZVV
Gi
o
⋅+⋅+⋅
+⋅
⋅== Eq. 4.15
423
211
4
ZZZ
ZZZ
ZG
++⋅
+= Eq. 4.16
Eq. 4.17
Para filtro passa-baixa temos:
11 RZ = ; 22 RZ = ; sC
Z⋅
=1
31
; sC
Z⋅
=2
41
Eq. 4.18
logo:
2112
21
21
11
11
RRsCsC
RR
sCsCG
⋅+⋅
⋅
⋅++
⋅⋅
⋅= Eq. 4.19
212211
2
1
1
221
1
1
RRsCCsC
RsC
RsCC
G⋅+
⋅⋅+
⋅+
⋅
⋅⋅= Eq. 4.20
( ) 213421
43
ZZZZZZZZ
G⋅+⋅++
⋅=
73
221
221212221
221
1
1
sCCsCCRRsCRsCR
sCCG
⋅⋅⋅⋅⋅⋅++⋅⋅+⋅⋅
⋅⋅= Eq. 4.21
221212221 1
1sCCRRsCRsCR
G⋅⋅⋅⋅++⋅⋅+⋅⋅
= Eq. 4.22
Dividindo numerador e denominador por R1.R2.C1.C2, temos (4.23):
(
( sd
Comparando a expressão acima com a expressão geral da função de transferência para filtros
passa-baixa.
( ) 200
20
2 ωωτω
+⋅⋅⋅+⋅
ssK
Eq. 4.24
temos (4.25):
2121
02121
20
11
CCRRCCRR ⋅⋅⋅=
⋅⋅⋅= ωω Eq. 4.25
Como 00 2 f⋅⋅= πω , logo:
11210
112
CRRC ⋅+
⋅=⋅⋅ ωτ Eq. 4.27
21211112
2
2121
111
1
CCRRs
CRCRs
CCRRG
⋅⋅⋅+⋅
⋅+
⋅+
⋅⋅⋅=
2121
02
1
CCRRf
⋅⋅⋅⋅⋅=
π
Eq. 4.23)
Eq. 4.26
74
( )21
21211112
1121
CCRRCRCR
⋅⋅⋅⋅
⋅+
⋅=τ Eq. 4.28
( )21
2121121
21
21
CCRRCRR
RR⋅⋅⋅⋅
⋅⋅+
=τ Eq. 4.29
logo:
O fator de damping, ττττ, determina a forma de Avc (ganho de tensão do circuito em função da
freqüência), na freqüência próxima da região de corte (fcp). Baixos valores de ττττ, fazem com
que a curva de resposta em freqüência apresente mais picos próximo da freqüência do pólo. O
parâmetro ττττ é relacionado ao parâmetro Q (fator que determina a altura do pico na resposta
em freqüência), pela fórmula Q21=τ . Para os filtros tipo Butterworth, o valor tabelado de ττττ
é de 0,7072 [Stout, 1976].
Para o filtro passa-baixa de 4ª ordem os valores de R e C devem ser calculados, para se obter
um valor de ττττ = 0,84 (2ª ordem – Butterworth), de maneira a se ter um valor final de ττττ (filtro
4ª ordem) de aproximadamente 0,7072 (ττττ para Butterworth),
70,0)84,084,0(21 =×=⋅= τττ final
Para filtro passa-alta temos:
sCZ
⋅=
11
1;
sCZ
⋅=
22
1; 13 RZ = ; 24 RZ = Eq. 4.31
Substituindo na expressão geral da função de transferência
( ) 213421
43
ZZZZZZZZ
G⋅+⋅++
⋅= Eq. 4.32
temos:
21
121
221
2
⋅⋅+
=CRR
CRRτ
Eq. 4.30)
75
sCsCRR
sCsC
RRG
⋅⋅
⋅+⋅
+
⋅+
⋅
⋅=
2112
21
21
1111 Eq. 4.33
Com o desenvolvimento da expressão acima e comparando a expressão geral da função de
transferência para filtros passa-alta, obtêm-se as expressões 4.34 e 4.35.
Um filtro passa-alta de 2ª ordem é utilizado neste projeto, portanto os valores de R e C
deverão ser calculados, de maneira a termos ττττ = 0,7072.
4.6.2 DETERMINAÇÃO DOS VALORES DOS COMPONENTES PASSIVOS
Para determinação dos valores dos componentes, foi desenvolvido um programa em BASIC, a
partir das expressões obtidas no desenvolvimento da função de transferência, de maneira a se
poder variar os valores dos componentes para se obter os valores esperados de ττττ e da
freqüência de corte. Optou-se por fixar os valores dos capacitores (valores comerciais) e
variar os valores dos resistores até se encontrar valores (comerciais) que dessem a resposta
desejada.
Os programas utilizados para os cálculos dos componentes e as janelas que apresentam os
resultados de ττττ e da freqüência em cada uma das faixas são apresentados no Apêndice A. A
Tabela 4.10 apresenta os valores dos componentes determinados para cada faixa de
freqüência.
2121
02
1
CCRRf
⋅⋅⋅⋅⋅=
π
21
12
2121
22
11
21
21
⋅⋅
+
⋅⋅
=CRCR
CRCRτ
Eq. 4.34
Eq. 4.35
76 Tabela 4.10 – Valores dos componentes passivos dos filtros nas diversas faixas de freqüência.
Passa-alta Passa-baixa
Faixa de freqüência Capacitor Resistor Capacitor Resistor
5 mHz – 5 Hz 47µF/47µF 10MΩ/20MΩ 100nF/47nF 562KΩ/150KΩ
500 mHz – 5 Hz 47µF/47µF 100K/200K 100nF/47nF 562KΩ/150KΩ
Os esquemas dos filtros passa-baixa e passa-alta que compõem o passa-faixa de 5 mHz a 5 Hz
são apresentados nas Figuras 4.16 e 4.17 respectivamente.
R39150K
+V
Saida_Notch
Entrada_passa-baixa
C1447nF
R36562K
Entrada_passa-alta
C1630pF
+V
C1930pF
R37150K
-V
+
-
U9LT1012
3
26
7
14 8
C1747nF
+
-
U10LT1012
3
26
7
14 8
-V
R38562K
C15100nF
C18100nF
Saida_passa-baixa
Fig. 4.16 – Esquema do circuito passa-baixa de 4ª ordem.
C204.7 uF
R4010 Meg
R4110 Meg
-V
Entrada_amplificador
R4310 K
13
2
Saída_passa-baixa
Saída_passa-alta
de ganho variável
+
-
U11CA3140
3
26
7 5
4 1
R4210 Meg
C214.7 uF
+VEntrada_passa-alta
C2210pF
Fig. 4.17 – Esquema do circuito passa-alta de 2ª ordem.
As curvas de resposta teórica dos filtros passa-baixa e passa-alta são apresentadas nas Figuras
4.18 e 4.19 respectivamente.
3140
3140
77
-3dB em 4,77Hz
Frequency
1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHzVdB(U2:OUT)
-150
-100
-50
-0
Fig. 4.18 – Resposta em freqüência do filtro passa-baixa (Ganho x Freqüência).
-3dB em 2,43 mHz
Frequency
100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHzVdB(R2:1)
-60
-40
-20
-0
Fig. 4.19 – Resposta em freqüência do filtro passa-alta (Ganho x Freqüência).
O esquema de teste utilizado na obtenção da curva prática do filtro passa-faixa é o mesmo
apresentado na Figura 4.12. A Tabela 4.11 apresenta os dados práticos e as Figuras 4.20 e
4.21 apresentam as curvas de resposta em freqüência do filtro passa-faixa referentes à placa 1.
Freqüência
Ganho(dB)
Ganho(dB)
Freqüência
78
Tabela 4.11 – Medidas práticas do filtro passa-faixa – placa 1. Freqüência
(Hz) Amp.-saída
Fase (Graus)
Continuação Tabela 4.11
1E-3 0,002 0,003 0,004 0,005 0,006 0,007 0,008 0,009 0,01
0,015 0,02
0,025 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1 :
0,16 0,62 0,94 1,04 1,06 1,01 1,00 1,01 1,04 1,02 1,01
1 1,01 1,01
1 1
1,01 1 1 1 1 :
128,7 104,96
77,4 58,8 47,3 38
32,9 27,7 24
20,7 12,9 11,7 9,6 6,2 4,2 3,9 2,8 2,2 1,4 0,5 0,1 :
: 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 2 3 4 5 6 7 8 9
10 15 20 25
: 0,99
1 1
1,01 1
1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 0,98 0,85 0,71 0,51 0,38 0,29 0,22 0,2 0,06 0,02 0,02
: -2,5 -5,1 -6,6 -10
-11,8 -12,1 -14,7 -17,3 -18,8 -38,1 -54,1 -68,1 -81,1 -97,1 -108,8 -116,5 -126,4 -135,5 177,7 140,4 120
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2 Curva prática filtro passa faixa placa1
Amplitude (V)
Frequência (Hz)
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
Fig. 4.20 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amplitude x Freqüência) – placa 1.
79
1E-3 0.01 0.1 1 10-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Curva prática filtro passa faixa placa1
Fase (Graus)
Frequência (Hz)
1E-3 0.01 0.1 1 10
-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Fig. 4.21 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase x Freqüência) – placa 1.
A Tabela 4.12 apresenta os dados práticos e as Figuras 4.22 e 4.23 apresentam as curvas de
resposta em freqüência do filtro passa-faixa referentes à placa 2, para um sinal de entrada
senoidal com amplitude de 1 Volt.
Tabela 4.12 – Medidas práticas do filtro passa-faixa - placa 2.
Freqüência (Hz)
Amp.-saída
Fase (Graus)
continuação Tabela 4.12
1E-3 0,002 0,003 0,004 0,005 0,006 0,007 0,008 0,009 0,01 0,015 0,02 0,025 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1 :
0,14 0,66 0,91 1,04 1,07 1,02 1,01 1,02 1,04 1,02 1,02 1,02 1,02 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01
:
137,3 94,6 70,3 53,8 42,6 35,9 30,6 25,9 24,7 20,8 14,3 11 7,8 6,8 3,9 3,1 1,9 1,6 -0,5 -0,2 -1,4
:
: 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 2 3 4 5 6 7 8 9
10 15 20 25
: 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 1,01 0,96 0,82 0,68 0,48 0,36 0,26 0,22 0,18 0,06 0,02 0,04
: -4,8 -9,6 -11,6 -14,7 -18,4 -21,6 -24,6 -27,1 -31
-57,4 -82,1
-106,3 -130,1 -152,1 173,8 144,4 118,6 69,5 39,6 27,5 -30,7
80
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2Curva prática filtro passa faixa placa 2
Amplitude (V)
Frequência (Hz)
1E-3 0.01 0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
Fig. 4.22 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amplitude x Freqüência) – placa 2.
1E-3 0.01 0.1 1 10-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Curva prática filtro passa faixa placa 2
Fase (Graus)
Frequência (Hz)
1E-3 0.01 0.1 1 10
-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Fig. 4.23 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase x Freqüência) – placa 2.
È importante notar que a imprecisão apresentada na resposta prática dos filtros, não é
referente ao nível de ruído dos mesmos e sim a imprecisão do aparelho de medida utilizado
81 (analisador dinâmico). O nível de ruído do sistema é apresentado no ítem 6.2 Cap. 6.
4.6.3 CIRCUITO AMPLIFICADOR DE GANHO AJUSTÁVEL
Na saída do filtro passa-faixa é colocado um amplificador de ganho ajustável, de maneira a se
adequar o nível de cada sinal à faixa útil do conversor analógico-digital (±5V). A seleção do
ganho será feita por jumpers na própria placa, uma vez que não será utilizada chave para
comutação de ganho. A Figura 4.24 apresenta o circuito do amplificador de saída da interface
analógica.
Entrada_amplif-saida
R50200K
1K
JP71 2
Saida_amplif.
R49100K
Entrada_MUX-ADC
JP91 2
C2410 pF
JP81 2
R475K
+V
R4810K
+
-
U12OP 97
3
26
7
14 8
-V
Saida_passa-alta
R461K
JP61 2
Fig. 4.24 – Esquema do circuito amplificador de ganho ajustável
As curvas teóricas e práticas referentes a faixa de 500 mHz a 5Hz são apresentadas no
Apêndice A e o esquema completo do circuito da interface analógica é apresentado no
Apêndice B.
4.7 LIMITAÇÕES PRÁTICAS DE FILTROS ATIVOS RC
Os componentes utilizados na implementação de um filtro ativo RC são os elementos que
decisivamente estabelecem o desempenho do circuito. Se todos os resistores, capacitores e
amplificadores operacionais fossem ideais, teoricamente as funções destes circuitos seriam
A precisão do ganho é obtida utilizando-se uma associação de resistores
82 realizadas com precisão. Mas sabe-se que na prática estes componentes têm diversas
limitações, que alteram a resposta destes circuitos, devendo-se tomar alguns cuidados na
especificação dos mesmos.
4.7.1 ESPECIFICAÇÃO DOS COMPONENTES
O principal objetivo no projeto da interface analógica deve ser manter o ruído o mais baixo
possível (abaixo da resolução do conversor A/D). Desta forma especificou-se apenas
componentes de alta qualidade. Todos os resistores utilizados são de filme metálico (<50
ppm/oC, 1%) e os capacitores são de poliéster metalizado (<300 ppm/oC, 10%). Embora o
capacitor tenha uma precisão de 10%, o que se faz na prática é, através de medidas, obter
componentes com valores iguais para todos os filtros do sistema, de maneira a se obter curvas
de resposta bem similares.
Com relação aos amplificadores operacionais, embora eles tenham propriedades particulares
em seus parâmetros que podem afetar substancialmente o funcionamento do circuito, existe
no mercado um número grande destes dispositivos com características e especificações
próprias para a implementação de filtros ativos. Desta forma uma especificação correta deste
dispositivo, já elimina boa parte dos problemas que estes podem causar nos parâmetros dos
circuitos de filtros.
Devido a essa grande variedade, o layout da placa de circuito impresso, foi projetado de
maneira a permitir a troca deste dispositivo, apenas com a mudança de jumpers de ligação aos
pinos 1, 5 e 8, que são os que normalmente mudam de um tipo de dispositivo para outro
4.7.2 SENSIBILIDADE DOS CIRCUITOS
Muitas são as propriedades dos componentes que influenciam no desempenho destes
circuitos, não temos por objetivo apresentá-las e discuti-las uma a uma neste trabalho, mas é
uma questão fundamental e que deve ser levada em consideração no projeto deste tipo de
circuito. Uma boa referência sobre o assunto é o Capítulo 11 [Stephenson, 1985], onde além
de comentar detalhadamente a influência das variações destas propriedades nos parâmetros
dos filtros, apresenta também um estudo sobre a análise de sensibilidade clássica.
83 Uma análise detalhada da sensibilidade do circuito pode ser feita, utilizando-se a análise de
sensibilidade incremental, também chamada de computacional, que dá uma resposta bem mais
realista do que a análise clássica. O PSPICE é um exemplo de programa que dá uma resposta
detalhada, apresentando uma saída em forma de tabela, mostrando a influência da variação de
cada um dos dispositivos (capacitores, resistores, etc) nos parâmetros do circuito, nos pontos
de operação.
Desta forma pode-se utilizar a saída da análise de sensibilidade para verificar o
funcionamento do circuito em determinadas condições, analisando a tolerância do mesmo a
determinadas mudanças e ficar alerta a possíveis anomalias no funcionamento do mesmo.
Após o tratamento analógico, o sinal é levado à interface digital de tratamento dos dados, cuja
função é selecionar o sinal analógico a ser amostrado, convertê-lo em digital e transmitir
serialmente estes dados para o subsistema de armazenamento dos dados. Esta interface é
apresentada no Capítulo 5.
84
CAPÍTULO 5 – INTERFACE DIGITAL DE AQUISIÇÃO DOS DADOS
Este capítulo apresenta uma descrição detalhada das características da interface digital de
aquisição dos dados. A função desta interface é realizar a conversão do sinal analógico em
digital, adquirir os sinais da base de tempo e transmitir os dados para a unidade de
armazenamento dos dados. É composta basicamente pela unidade central de processamento
(Central Processing Unit, CPU), subsistema de digitalização dos sinais analógicos, por um
GPS e por um subsistema de recepção e armazenamento dos dados.
5.1 UNIDADE CENTRAL DE PROCESSAMENTO
Na escolha do microcontrolador optou-se pela família 8051, devido às ferramentas de
desenvolvimento já existentes no Laboratório de Geofísica do INPE e a utilização desta
família em outros projetos.
A placa da CPU é composta pelos seguintes elementos:
• Microcontrolador 80C32 (8-bits CPU);
• Oscilador de 12 MHz de freqüência do relógio;
• Circuito de Watch Dog Timer (WDT), para detecção de falhas na CPU;
• Três Timers/Counters de 16 bits;
• Uma porta serial Full Duplex UART - Serial A e Serial B, chaveadas com portas lógicas.
• 32 KBytes de EPROM; e
• 8 KBytes de RAM.
Na primeira versão do sistema, optou-se por utilizar memórias externas tipo RAM (6264) e
EPROM (27C256), de maneira a facilitar os testes do firmware. Na versão final pode ser
utilizado um microcontrolador da linha 89C da ATMEL com memória interna de 8Kbytes
tipo flash e RAM interna de 256 bytes, que supre com segurança as necessidades do projeto e
diminui consideravelmente o consumo deste subsistema. A Figura 5.1 apresenta o diagrama
de blocos da CPU.
85
SERIAL
A
SERIAL
B
XTAL12.0MHz
EPROM
32K x 8
RAM
8K x 8
DIGITALI-ZAÇÃO
DOS
SINAIS
LATCH
DECODIFICADOR
.
B. ENDEREÇO
80C32 P2
P0
RXD
TXD
P1
SERIAL
PC
+ 5.5 VDCENTRADA
LINHAS DE I/O
BARRAMENTO ENDEREÇO
BARRAMENTO ENDEREÇO/DADO
ENDEREÇO
B. ENDEREÇO
B. ENDEREÇO
B.DADOS
B. ENDEREÇO
B. ENDEREÇO
LINHAS DE I/O
DISP. I/O
SINAIS ANALÓGICOS
+5.5V
GND
GPS
ResetReset
WDT
B.DADOS
Fig. 5.1 – Diagrama de blocos da CPU.
5.1.1 CIRCUITO DE RESET e WATCH DOG TIMER
Uma vez que o sistema será totalmente autônomo, para se evitar travamento imprevisto do
firmware, foi adicionado um circuito Watch Dog Timer, de maneira a ocorrer um reset do
sistema, caso ocorram problemas na “placa/firmware”. Para isto utilizou-se o CI HC4060,
cujo tempo é determinado pelos valores de Rx e Cx nas entradas de temporização CLOCK1 e
CLOCK2, dado pela fórmula T=2,2 Rx* Cx (Rx na entrada P0 e Cx na entrada P0/). A saída do
contador é ligada ao pino de Reset via uma porta lógica tipo AND de maneira a se possibilitar
um reset físico via hardware ou um reset por software via circuito de Watch Dog Timer.
Estes circuitos são apresentados na Figura 5.2.
86
Fig. 5.2 – Circuitos de Reset e Watch Dog Timer.
5.1.2 CHAVEAMENTO DA SAÍDA SERIAL
Como o microcontrolador utilizado possui apenas uma entrada de dados serial (RXD) e no
projeto são necessárias duas, uma para leitura do GPS e outra para transmissão/recepção de
dados/comandos. Fez-se então, um chaveamento entre as duas entradas seriais utilizando-se
portas lógicas, possibilitando assim, fazer a leitura de dados de um ou outro de maneira
independente.
A taxa de transmissão/recepção é programada de acordo com a saída utilizada. Para a leitura
do GPS, utiliza-se uma taxa de 4800 bits por segundo (bps) e para a leitura do subsistema de
transmissão dos dados utiliza-se uma taxa de 19200 bps, cujo fator limitante é o modem
óptico utilizado. A Figura 5.3 apresenta o circuito de chaveamento da entrada serial do
microcontrolador.
JP1JUMPER
1 2
U1B
74HC00
4
56
U1A
74HC00
1
23
R115KD1
1N4148
VCC
U10
74HC4060
11
12
7546141315123
910
PI
RST
Q4Q5Q6Q7Q8Q9
Q10Q12Q13Q14
POPO
R4
22K
RESET
R2
R
C21.2KpF
R3
R
C110uF
P1.7
80C32
JP2
jumper1
123
R5
100K
87
PC+C40.1uF
TX2_232
+C30.1uF
U2
8031
31
19
18
9
12131415
12345678
3938373635343332
2122232425262728
171629301110
EA/VP
X1
X2
RESET
INT0INT1T0T1
P1.0P1.1P1.2P1.3P1.4P1.5P1.6P1.7
P0.0P0.1P0.2P0.3P0.4P0.5P0.6P0.7
P2.0P2.1P2.2P2.3P2.4P2.5P2.6P2.7
RDWR
PSENALE/P
TXDRXD
VCC
+ C6
0.1uF
Serial
Serial_opcional
RX1_8031
TX1_8032
RX2_8031
U4B74HC08
4
56
U1D74HC00
12
1311
+ C5
0.1uF
RX2_232
U4D74HC08
12
1311
RX1_232
+
C70.1uF
U9D74HC32
12
1311
TX1_232
1
GPS2
U13
MAX232A
138
1110
1345
2
6
129
147
1615
R1INR2IN
T1INT2IN
C+C1-C2+C2-
V+
V-
R1OUTR2OUT
T1OUTT2OUT
VC
CG
ND
Fig. 5.3 – Circuito de chaveamento da serial.
5.2 DIGITALIZAÇÃO DOS SINAIS
O subsistema de digitalização dos sinais, responsável pela conversão do sinal analógico em
digital é composto dos seguintes componentes:
• Conversor A/D com 16 bits de resolução;
• Tensão de referência do A/D (5V);
• Multiplexador com oito canais de entrada:
• Sinal bobina N-S;
• Sinal bobina L-O;
• Tensão das baterias (±12V);
• Sensor de temperatura; e
• Três canais restantes, previstos para aquisição com dois sensores de campo elétrico
e uma bobina no sentido vertical.
• Relógio do A/D (máximo de 4 MHz);
• Alimentação do conversor A/D (±5,5V);
• Lógica de controle do conversor A/D (EOC, RST, CAL, INTRLV, CS, RD, etc.); e
• Saída de dados para microcontrolador (leitura dos sinais convertidos).
80C32
88 A Figura 5.4 apresenta o diagrama de blocos do subsistema de digitalização dos sinais.
Conversor A/D
(16 bits)
Saída dedados
Lógica decontrole
ADC
Tensão deReferência
(ADC)
MUX(8canais)
CLK (ADC)
+ 5.5V-5.5VGnd
CPU+- 12 VdcENTRADA
Fig. 5.4 - Diagrama de blocos do subsistema de digitalização dos sinais.
O sinal digitalizado é disponibilizado em uma saída de 16 ou 8 bits. Neste projeto foi
utilizado saída de 8 bits, de maneira que a primeira leitura do A/D, seja dos oito bits menos
significativos (least significant byte, LSB) e a segunda leitura dos oito bits mais significativos
(most significant byte, MSB).
A alimentação do conversor A/D é ±5,5V, de maneira a permitir uma faixa de entrada do sinal
analógico de ±5,0V. Como a alimentação geral do sistema será ±12,0V (provenientes das
baterias), para obtenção das tensões requeridas, foram utilizados os reguladores de tensão LM
317 e LM 337, cujo circuito é apresentado na Figura 5.5. O conversor A/D necessita ainda, de
uma tensão de referência estável e para isto utilizou-se o CI LT1019-5, cujo circuito é
apresentado na Figura 5.6.
A grande dificuldade apresentada em projetos de conversores A/D com 16 bits ou mais de
resolução, é a elaboração do layout da placa de circuito impresso. Para se minimizar os
problemas, uma sugestão sempre apresentada nos manuais é a separação adequada entre os
89 planos de terra (Ground) analógico e digital da placa. Outra sugestão é a utilização de filtro
entre a ligação destes planos, conforme apresentado na Figura 5.7.
U18LM117
3
1
2VIN
AD
J
VOUT
R16R
R19R
R21R
U19
LM137
3 1
2
IN OUT
AD
J
+ C191uF
+5.5V
R20R
R17R
-12V
R15R
C160.1uF
AGND
-5.5V
C180.1uF
+ C171uF
R14R
+12V
R18R
Fig. 5.5 – Circuito de alimentação do conversor A/D.
U21LT1019-5
2
73
6
4
5
INPUT
HEATTEMP
OUTPUT
GN
D
TRIMC24100nF
VRef
+ C2310uF
+12V
R242R6
AGND
+C2210uF
Fig. 5.6 – Circuito da tensão de referência do conversor A/D.
L1
2.2uH+ C26
10uF
VCC
C28100nF
AGND
+C2710uFC25
100nF
+5.5V
Fig. 5.7 – Filtro entre terra analógico e digital.
Os circuitos da CPU e da placa de digitalização dos sinais são apresentados no Apêndice B.
90 5.3 SINCRONIZAÇÃO DO TEMPO ENTRE ESTAÇÕES
O sistema digital de aquisição terá a informação de tempo ajustada por um receptor GPS, com
a finalidade de se ter uma associação direta entre o instante de tempo dado pelo relógio
interno do microcontrolador e o tempo real obtido pelo receptor GPS.
Um dos principais métodos de obtenção de dados para o estudo das pulsações geomagnéticas
consiste na instalação de um array de sistemas de coleta de dados, por exemplo, em uma
mesma latitude, de maneira a se fazer uma análise comparativa dos dados provenientes das
diversas estações. Sendo assim, é de supra importância a sincronização do tempo durante a
aquisição nas diversas estações.
5.3.1 GPS (GLOBAL POSITIONING SYSTEM)
A sigla GPS é uma abreviatura de NAVSTAR GPS, que significa Navigation System with
Time and Ranging Global Positioning System e designa um sistema de radio navegação via
satélite. Trata-se de um Sistema de Posicionamento Global (Global Positioning System)
baseado na existência de 27 satélites (24 ativos e 3 suplentes), que foram colocados em órbita
pelo Departamento de defesa norte-americano.
Fornece ao usuário, desde que munido de um receptor de sinais do sistema GPS, coordenadas
precisas de posicionamento tridimensional e informações de navegação e tempo. Na
realidade, convencionou-se chamar o receptor GPS simplesmente de GPS, o que teoricamente
é um erro, pois GPS, se refere a todo o sistema (satélites, receptores, bases).
5.3.2 CRITÉRIO DE ESCOLHA DO GPS
Existe uma grande disponibilidade de receptores GPS no mercado. Para facilitar o
desenvolvimento do sistema alguns critérios foram utilizados para especificação do mesmo,
são eles:
• facilidade de interfaceamento (dados via saída serial);
• dimensão (9,6 X 5,6 X 2,6 cm);
• tensão de alimentação (10 a 30V);
91
• sistema completo em montagem única (antena e recepção/transmissão); e
• montagem a prova d`água, própria para utilização em campo a céu aberto.
O receptor GPS escolhido foi o modelo GPS 35/36 do fabricante GARMIN, cujas
informações são disponibilizadas via RS232, a cada segundo. A leitura destas informações
será feita a cada ½ (meia) hora, via interrupção do microcontrolador (INT0).
5.3.3 FORMATAÇÃO DOS DADOS DO GPS
A saída do GPS, disponibilizada a cada segundo e com uma taxa de transmissão de 4.800 bps
(bits por segundo), segue o formato apresentado a seguir.
$GPRMC,181846,V,2312.6177,S,04551.5084,W,000.0,000.0,191001,020.1,W*7C
$GPGGA,181846,2312.6177,S,04551.5084,W,0,00,,,M,,M,,*59
$GPGSA,A,1,,,,,,,,,,,,,,,*1E
$GPGSV,3,1,11,03,51,227,,06,09,036,,14,47,011,,15,40,127,*73
$GPGSV,3,2,11,17,25,109,,18,38,149,,21,64,205,,22,23,303,*78
$GPGSV,3,3,11,23,08,136,,29,26,349,,31,15,219,,,,,*49
$GPRMC,181847,V,2312.6177,S,04551.5084,W,000.0,000.0,191001,020.1,W*7D
$GPGGA,181847,2312.6177,S,04551.5084,W,0,00,,,M,,M,,*58
$GPGSA,A,1,,,,,,,,,,,,,,,*1E
$GPGSV,3,1,11,03,51,227,,06,09,036,,14,47,011,,15,40,127,*73
$GPGSV,3,2,11,17,25,109,,18,38,149,,21,64,205,,22,23,303,*78
$GPGSV,3,3,11,23,08,136,,29,26,349,,31,15,219,,,,,*49
Alinha $GPRMC, apresenta todas as informações necessárias ao projeto, conforme descrito a
seguir:
$GPRMC,<1>,<2>,<3>,<4>,<5>,<6>,<7>,<8>,<9>,<10>,<11>
<1> UTC time of position fix, hhmmss format
<2> Status, A=Valid position, V=NAV receiver warning
<3> Latitude, ddmm.mmmm format
<4> Latitude hemisphere, N or S
92 <5> Longitude, ddmm.mmmm format
<6> Longitude hemisphere, E or W
<7> Speed over ground 0,0 to 999,9 knots
<8> Course over ground, 000,0 to 359,9 degrees
<9> UTC date of position fix, ddmmyy format
<10> Magnetic variation, 000,0 to 180,0 degrees
<11> Magnetic variation direction, E or W
<12> Mode indicator (only output if NMEA 2.30 active)
5.4 TRANSMISSÃO DOS DADOS
A transmissão digital dos dados é feita serialmente, opcionalmente, através de um sistema de
modem/fibra óptica. O critério de escolha desse item foi a utilização de modelos comerciais
que suprissem as necessidades do projeto, no que diz respeito às dificuldades apresentadas nas
diversas estações, como fibra óptica resistente a baixas temperaturas e proteção contra
roedores.
5.5 SUBSISTEMA RECEPÇÃO E ARMAZENAMENTO DOS DADOS
Na escolha do subsistema de armazenamento dos dados, alguns critérios são pré-
estabelecidos, de maneira a se fazer uma escolha adequada para atender aos requisitos do
sistema, no que diz respeito à capacidade de armazenamento dos dados e formatação que
permita uma fácil recuperação dos dados.
Pela evolução apresentada pelas CPU´s e periféricos para PC, optou-se pela utilização de um
sistema baseado em microcomputadores PC´s industriais, que além da robustez necessária aos
equipamentos utilizados em campo, apresentam uma variedade de opções quanto ao tamanho,
consumo e periféricos para armazenamento dos dados. Outra grande vantagem deste tipo de
sistema é a grande variedade de periféricos externos para gravação dos dados, o que facilita a
retirada e o transporte dos dados, sem que para isto tenha que se abrir ou mexer no sistema
principal. Desta forma os dados podem ser armazenados em hard disk, memórias tipo flash,
Disk On Chip.
93 A utilização de um Watch Dog Timer, nesta parte do sistema também é de fundamental
importância. Estes circuitos são previstos nas placas especificadas, de maneira a se selecionar
um intervalo de time out para o software, no caso de falha ou travamento deste subsistema.
5.5.1 MONITORAÇÃO DE FUNCIONAMENTO DO SISTEMA
Uma vez instalado todo o sistema e disparado o processo de aquisição, por questão de
segurança, o teclado e o monitor do subsistema de armazenamento dos dados são retirados.
Desta forma está previsto um dispositivo de monitoração de funcionamento do sistema, que
consiste basicamente de uma interface de saída para um display de cristal líquido, onde são
mostrados alguns parâmetros que caracterizam o funcionamento do sistema. O programa de
recepção dos dados retira a informação de tempo do frame recebido e atualiza periodicamente
a informação no display. A Figura 5.8 apresenta o diagrama da interface de monitoração do
funcionamento e o diagrama esquemático é apresentado no Apêndice B.
Barramento PC (PCI)
Interface de saída para display LCD 16 x 2
Fig. 5.8 – Diagrama da monitoração de funcionamento do sistema.
A escolha de não utilização do teclado no PC, pode ser feita no setup da BIOS do sistema na
opção “Keyboard ON/OFF”.
5.6 PROGRAMAÇÃO DO SISTEMA
Em um sistema de aquisição de dados, um parâmetro de grande relevância é a definição da
taxa de amostragem dos sinais, de maneira a recuperarmos o sinal amostrado corretamente.
Para se acompanhar a evolução temporal de um sinal elétrico deve-se medi-lo em intervalos
menores do que o tempo para o qual se esperam mudanças significativas de seu valor. A taxa
com que se repetem as medidas é chamada de taxa ou freqüência de amostragem (fa).
94 5.6.1 - TEOREMA DA AMOSTRAGEM E O PROBLEMA DE ALIASING
Uma pergunta que se faz na hora de amostrar um sinal refere-se ao valor correto da taxa de
amostragem. Uma resposta simples é que, se pudermos reconstruir o sinal analógico a partir
das amostras adquiridas, significa que a amostragem do sinal foi feita de forma adequada.
Dois termos são largamente utilizados quando se trata de obter a taxa ou freqüência correta da
amostragem de sinal, freqüência de Nyquist ou taxa de Nyquist.
O teorema da amostragem de Nyquist demonstra, que a freqüência de amostragem necessária
para reconstrução do sinal, deve ser no mínimo duas vezes a freqüência máxima do sinal
amostrado (fa > 2fm). Aliasing ocorre quando a taxa de amostragem está abaixo da freqüência
mínima indicada. Ao se reconstruir o sinal amostrado, nota-se a presença de freqüências que
não estavam presentes no sinal original, adulterando a medida.
É importante notar que, mesmo que não se esteja interessado em valores de freqüência acima
de um determinado valor, estas componentes devem ser filtradas analogicamente antes de
digitalizarmos o sinal, pois através do aliasing, o ruído de alta freqüência será convertido em
ruído de baixa freqüência, piorando assim a qualidade da medida nas freqüências de interesse.
Como regra prática deve se usar, sempre que possível fa da ordem de 10 vezes a fm.
A Figura 5.9 apresenta ilustrações de sinais amostrados de maneira correta e incorreta no que
se refere à taxa de amostragem. Sabendo-se que um sinal contínuo é amostrado de forma
correta se as amostras contêm todas as informações necessárias para recriar o sinal original,
podemos dizer que as Figuras 5.9 (a), (b) e (c) são exemplos de amostragens que conseguem
reconstituir o sinal amostrado e a Figura 5.9 (d), apresenta um exemplo de uma amostragem
que não permite a reconstrução do sinal original, apresentando o problema de aliasing. Desta
forma, a freqüência do sinal original é maior do que a freqüência de Nyquist, resultando em
aliasing, onde a freqüência do dado amostrado é diferente da freqüência do sinal contínuo.
Como o aliasing corrompeu a informação, o sinal original não pode ser reconstruído a partir
das amostras [Steven, 1999].
Portanto para a aquisição de dados de sinais de pulsações, onde a maior freqüência do sinal
amostrado aparece em torno de 5 Hz, a menor taxa de amostragem aceitável, para
satisfazermos o teorema de Nyquist é 10 Hz, ou 10 amostras por segundo.
95
Fig. 5.9 – Ilustração de taxas de amostragem adequadas e inadequadas *
*(a), (b), (c) ilustram amostragens feitas adequadamente de três ondas senoidais.
(d) ilustra o problema de aliasing, devido à taxa de amostragem inadequada.
Fonte: Steven, 1999
5.6.2 FIRMWARE
Para a descrição da programação do sistema, é utilizado como base o digrama de blocos da
arquitetura de comunicação entre as diversas partes do sistema apresentado na Figura 5.10. De
uma forma geral os dados são adquiridos pela placa de digitalização, e transmitidos ao PC via
serial A, a uma taxa de 19.200 bps, ou recebido da serial B vindo do GPS (taxa de 4.800 bps)
e transmitidos ao PC via serial A. A mudança entre a serial A e B é feita por chaveamento
lógico.
Tempo (ou número de amostras) Tempo (ou número de amostras)
Tempo (ou número de amostras) Tempo (ou número de amostras)
a. Freqüência = 0.0 (D.C) b. Freqüência = 0.0 9 da taxa de amostragem
b. Freqüência = 0.31 da taxa de amostragem b. Freqüência = 0. 95 da taxa de amostragem
96
PlacaDigitalização
PLACA CPU
Serial PC
Serial GPS
Serial A
Serial B
Fig. 5.10 – Arquitetura de comunicação do sistema.
A aquisição dos sinais magnéticos se dará a uma taxa de 10 amostras por segundo, para cada
componente, sendo que cada amostra resultante será a soma de 1000 pontos (a média será
calculada posteriormente, no subsistema de recepção/armazenamento dos dados). São
previstos dois modos de programação do sistema, a saber:
• No primeiro modo, o subsistema digitalização/aquisição (subsistema 1) e o subsistema
recepção e armazenamento (subsistema 2), funcionam totalmente independentes, de
maneira a permitir uma reinicialização automática de cada um dos subsistemas em caso de
falha. Neste modo, enquanto o subsistema 1 fica sempre adquirindo e enviando dados, o
subsistema 2 fica esperando a chegada deles; e
• Num segundo modo de operação, modo de teste, é previsto uma troca de comandos
entre os dois subsistemas (ex.: reset do módulo 1, ajuste de relógio GPS e
microcontrolador, inicia aquisição, transmite dados, etc.). Os comandos são enviados
pelo subsistema 2 e são atendidos pelo subsistema 1 através da interrupção da serial.
5.6.3 REQUISITOS GERAIS DO FIRMWARE
Para atender as diversas funções do sistema, os requisitos gerais do firmware são:
• Inicialização dos parâmetros do sistema;
• Calibração entre o relógio do microcontrolador e do GPS;
97 • Aquisição e transmissão dos dados de pulsações geomagnéticas (sinais L-O e N-S) com
taxa de 10 amostras por segundo, sendo cada componente a soma de 1000 pontos
adquiridos, totalizando 4 bytes por canal;
• A cada ½ (meia) hora adquirir os dados do GPS, e enviar ao PC;
• Juntamente com o frame de dados do GPS, adquirir e enviar dados de monitoração
(tensão das baterias e leitura do sensor de temperatura);
• Em cada frame calcular o check sum e anexar ao final do frame; e
• Retransmissão dos dados, caso necessário.
A Figura 5.11 apresenta o fluxograma das funções gerais do firmware.
Inicialização geral do sistema
Calibração GPS/RELÓGIO CPU
r
LOOP principal
- Ativa WDT (seta contador)
- Atendimento das Interrupções
- Leitura do GPS
- Aquisição dos dados
- Desativa WDT (reseta contador)
r
Fig. 5.11 – Fluxograma geral do firmware.
5.6.4 O PROTOCOLO
Levando em conta as duas situações de funcionamento do sistema:
• Subsistema de digitalização/transmissão e o subsistema de recepção/armazenamento
dos dados estarão fisicamente próximos ou,
• Ligação da comunicação através de fibra óptica.
98 Portanto, com baixa probabilidade de erros na transmissão, o protocolo deve ser o mais
simples possível, de maneira a não complicar a programação dos subsistemas. Desta forma
adotou-se apenas a utilização de um check sum, com a possibilidade de retransmissão dos
dados, caso haja diferença entre o check sum transmitido e o recebido. A fórmula utilizada
para o cálculo do check sum é a seguinte:
1)( +−= BYTESFFCksum Eq. 5.1
onde:
BYTES, equivale ao byte menos significativo resultante da soma.
5.6.5 FORMATAÇÃO DOS DADOS
Os dados aparecem em três diferentes formatos de frames, cada um correspondendo a um tipo
de informação, são eles:
• Frame de informação de dados dos sensores;
• Frame de informação de dados do GPS e dados de monitoração; e
• Frame de informação da calibração GPS/Relógio do microcontrolador.
Estes frames são apresentados nas Tabelas 5.1 a 5.3.
Tabela 5.1 – Frame de Informação de dados dos sensores
Sincronismo Identificador (DADO/GPS)
Tempo inicio de
conversão
Tempo fim de
conversão
Sinal N-S (soma)
Sinal L-O (soma)
CKSUM
12 Bits 4 Bits 4 bytes 4 bytes 4 bytes 4 bytes 1 byte
Tabela 5.2 – Frame de Informação de dados GPS e monitoração
Sincronismo Identificador (DADO/GPS)
Dados GPS +Relógio µµµµC
Temp. sensor
Tensão (12V)
Tensão (-12V)
CKSUM
12 bits 4 bits 68 bytes 1 byte 1 byte 1 byte 1 byte
Tabela 5.3 – Frame de Informação de calibração GPS/Microcontrolador
Sincronismo Identificador (DADO/GPS)
Dados GPS (horário UT)
Relógio Microcontrolador CKSUM
12 bits 4 bits 8 bytes 4 bytes 1 BYTE
99 A partir das informações apresentadas nas Tabelas 5.1 a 5.3, a coleta de 1 mês de dados a uma
taxa de 10 amostras por segundo, utiliza um total de aproximadamente 500 MB de memória
para armazenamento destes dados.
O sincronismo é um conjunto de bytes que serve para identificar o início de um frame de
dados. A tabela 5.4 apresenta os bytes utilizados para sincronismo e identificador.
Tabela 5.4 – Sincronismo e Identificador
Sincronismo Identificador Descrição 0 Dado dos sensores 1 Calibração GPS/Relógio microcontrolador
EB9 2 Dados GPS : : F Erro check sum*
* Os bytes de sincronismo EB9F, são colocados no início de um frame onde a retransmissão foi feita por 6 vezes seguidas sem sucesso (check sum recepção diferente da transmissão).
5.6.6 TRATAMENTO DAS INTERRUPÇÕES
Dentre as interrupções disponíveis na linha do microcontrolador utilizado, as seguintes são
utilizadas:
• INT0: utilizada para ativar/desativar o flag de leitura do GPS a cada ½ (meia) hora;
• TIMER0: 2 bytes menos significativos do relógio/contador do microcontrolador – 66,5
ms);
• TIMER1: geração de tempo para ativar/desativar o flag de aquisição de dados – 50 ms; e
• TIMER2: geração de baud rate da serial.
5.6.6.1 INTERRUPÇÃO SERIAL
Através da interrupção serial a interface digital recebe e executa comandos provenientes do
subsistema de recepção/armazenamento dos dados, cujo formato é apresentado a seguir:
EB 9X CKSUM
onde
EB – Sincronismo; e
9X – Podendo variar de 90 a 9F, cada dígito refere a um determinado comando.
100 5.7 RECEPÇÃO DOS DADOS
Visando facilidades na instalação do sistema, duas versões do programa de recepção foram
desenvolvidas, uma de uso final para aquisição dos dados, onde o subsistema de recepção dos
dados faz a leitura da interface serial, verifica o check sum, atualiza o parâmetro de
funcionamento no LCD e grava os dados em forma de arquivo. Esta versão do programa é
implementada em linguagem BASIC com pacote serial (QBS). No segundo modo do
programa de operação, visando testes funcionais do sistema no local de instalação, os dados
são recebidos e apresentados em uma tela gráfica e gravados em forma de arquivo. Versão
esta desenvolvida em linguagem de programação gráfica. A Figura 5.12 apresenta o
fluxograma geral do programa de recepção dos dados.
Recebe Dados
Lê serial
EB?Não
Sim
90?
92?
91?
Não
NãoSim
Sim
Sim Lê dadossensores
Lê dadosGPS
Lê dadosCalibração
CksumOK?
Não
Pederetransmissão
dos dados
Sim
Atualiza LCD(1º modo devisualização)
Grava dados
Saída para tela gráfica
(2º modo devisualização)
Fig. 5.12 – Fluxograma de recepção dos dados.
101 Os fluxogramas da sub-rotina de interrupção da serial e das principais sub-rotinas do firmware
são apresentados no Apêndice C.
5.8 TESTES DA INTERFACE DIGITAL
Para a realização dos testes funcionais das placas da interface digital e firmware, foi utilizado
um programa monitor gravado na EPROM da CPU (Unidade Central de Processamento),
onde o programa assembly já codificado em hexadecimal é carregado na RAM através da
comunicação entre as saídas seriais do PC e da CPU, possibilitando a execução de diversos
comandos de comunicação entre os dois subsistemas. A Figura 5.13 apresenta a tela do
programa monitor, mostrando os comandos disponíveis e as áreas de visualização do
comando enviado (BUFFER TX) e da resposta recebida (TERMINAL).
Fig. 5.13 – Tela do programa monitor.
Para a verificação do teste funcional completo, foi utilizado o programa de recepção dos
dados com saída gráfica, cuja tela é apresentada na Figura 5.14.
102
Fig. 5.14 – Tela de visualização dos dados recebidos.
Após a realização dos testes funcionais das diversas partes do sistema, partiu-se para a
realização dos testes mais específicos, para obtenção dos dados técnicos do sistema, relativos
ao nível de ruído, linearidade, deriva térmica, etc. São apresentados também, dados adquiridos
com o sistema totalmente integrado. Estes resultados são apresentados no Capítulo 6.
103
CAPÍTULO 6 – RESULTADOS
Este capítulo apresenta os resultados práticos dos testes realizados com as interfaces analógica
e digital. São apresentados os resultados dos testes de nível de offset, ruído e deriva térmica
da interface analógica, linearidade do conversor A/D e, finalmente, o resultado dos testes do
sistema totalmente integrado.
6.1 OFFSET DA INTERFACE ANALÓGICA
Os testes de offset foram realizados, aterrando-se a entrada das placas e medindo-se a saída
com ganho 100. Durante estes testes as placas foram colocadas dentro da caixa na qual o
sistema será montado, inclusive utilizando a placa de back plane na qual as mesmas ficarão
instaladas. Foram obtidos os níveis de offset das placas na banda total de passagem, ou seja,
de 5 mHz a 5Hz, cujo valor médio ficou em torno de 2,8 mV e 3,2 mV para as placas 1 e 2
respectivamente, conforme mostram as Figuras 6.1 e 6.2 (saídas tomadas diretamente no
osciloscópio TDS 360).
0 200 400 600 800 10000.0005
0.0010
0.0015
0.0020
0.0025
0.0030
0.0035
0.0040
0.0045
0.0050
Amplitude (V)
Placa 1 % Linear FIT of Placa 1
Número de Pontos
0 200 400 600 800 1000
0.0005
0.0010
0.0015
0.0020
0.0025
0.0030
0.0035
0.0040
0.0045
0.0050
Fig. 6.1 - Offset da placa 1.
104
0 200 400 600 800 10000.0005
0.0010
0.0015
0.0020
0.0025
0.0030
0.0035
0.0040
0.0045
0.0050
Amplitude (V)
Placa 2 % Linear FIT of Placa 2
Número de pontos
0 200 400 600 800 1000
0.0005
0.0010
0.0015
0.0020
0.0025
0.0030
0.0035
0.0040
0.0045
0.0050
Fig. 6.2 - Offset da placa 2.
6.2 NÍVEL DE RUÍDO
O teste de ruído foi realizado com todo o sistema ligado, ou seja, com as interfaces de
tratamento analógico e digital, portanto o ruído medido é o ruído total que envolve o sistema e
não somente a interface analógica. Coletando dados a uma taxa de 10 amostras por segundo
na faixa total de freqüência de 5 mHz a 5Hz e utilizando a técnica de análise utilizada por
Kabata [ITA – 2000], obtêm-se o nível de ruído do sistema. Os canais 1 e 2 (canais de entrada
dos sinais de pulsações) apresentaram ruído de 174 µV e 162 µV respectivamente.
6.3 DERIVA TÉRMICA
A deriva térmica constitui uma fonte de ruído, portanto deve ser analisada, para sabermos sua
influência no funcionamento do circuito da interface analógica. O teste térmico foi executado
colocando-se a caixa do sistema dentro uma câmara térmica, de maneira a se variar a
temperatura lentamente. Da mesma forma que nos testes de medida do nível de offset e ruído,
este teste foi feito aterrando-se a entrada da placa e medindo-se a tensão de saída.
Desta forma foi possível verificar o deslocamento do sinal na saída do circuito, devido a
105 variação da temperatura. Durante os testes a temperatura foi variada de 0 a 50ºC ocorrendo
um acréscimo de 10oC a cada hora, ocasionando uma duração total de aproximadamente 10
horas por teste, incluindo o tempo da estabilização inicial e final da temperatura da câmara.
Os resultados apresentaram uma deriva térmica do circuito na faixa completa em torno de
80 µV/oC. A Figura 6.3 apresenta a caixa do sistema dentro da câmara e a Figura 6.4
apresenta o gráfico da variação da temperatura, durante os testes térmicos.
Fig. 6.3 - Sistema dentro da câmara durante a montagem do teste térmico.
Fig. 6.4 - Gráfico da variação da temperatura durante teste térmico.
As Figuras 6.5 e 6.6 apresentam os gráficos do deslocamento da tensão de saída devido à
variação da temperatura nas placas 1 e 2 respectivamente na faixa de 0 a 50ºC.
106
0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000
20.00
20.50
21.00
21.50
22.00
22.50
23.00
23.50
24.00
Amplitude (mV)
Placa 1
Tempo(horas)
0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000
20.0
20.5
21.0
21.5
22.0
22.5
23.0
23.5
24.0
Fig. 6.5 - Gráfico do deslocamento da tensão de saída devido à variação de temperatura na
placa 1.
0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 500019.0
19.5
20.0
20.5
21.0
21.5
22.0
22.5
23.0
23.5
24.0
Amplitude (mV)
Placa 2
Tempo (horas)
0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000
19.0
19.5
20.0
20.5
21.0
21.5
22.0
22.5
23.0
23.5
24.0
Fig. 6.6 - Gráfico do deslocamento da tensão de saída devido à variação de temperatura na
placa 2.
0.00 1.00 2.00 3.00 4.00 5.00 6.00 7.00 8.00 9.00 10.00
0.00 1.00 2.00 3.00 4.00 5.00 6.00 7.00 8.00 9.00 10.00
0.00 1.00 2.00 3.00 4.00 5.00 6.00 7.00 8.00 9.00 10.00
0.00 1.00 2.00 3.00 4.00 5.00 6.00 7.00 8.00 9.00 10.00
Amplitude (mV)
Amplitude (mV)
107 6.4 LINEARIDADE DO CONVERSOR ANALÓGICO DIGITAL
O gráfico da linearidade do conversor analógico digital foi obtido com a utilização de uma
fonte precisão (HP 6114A – Precision Power Supply - ±10,0000 Volts), que gera o sinal de
entrada. A Tabela 6.1 apresenta o resultado geral da calibração, mostrando o desvio na
contagem e a Figura 6.7 apresenta o gráfico da linearidade.
Tabela 6.1 – Medidas resultantes da calibração do conversor A/D.
Tensão de entrada (Volts) Contagem (±±±±variação) Desvio
-5,016 0 (±0) 0,000% -5 8 (±2) 0,062% -4 6554 (±2) 0,062% -3 13104 (±3) 0,094% -2 19654 (±3) 0,094% -1 26213 (±2) 0,062% 0 32767 (±0) 0,000% 1 39235 (±2) 0,094% 2 45786 (±2) 0,062% 3 52335 (±3) 0,094% 4 58887 (±2) 0,062% 5 65437 (±2) 0,062%
5,018 65535 (±0) 0,000%
0 50 100 150 200 250 300 3500
10000
20000
30000
40000
50000
60000
70000+5V
+4V
+3V
+2V
+1V
0V
-1V
-2V
-3V
-4V
-5V
Linearidade do Conversor AD Tensão de entrada (Volts) LInear Fit
Saída ADC(contagem)
Número de pontos
0 50 100 150 200 250 300 350
0
10000
20000
30000
40000
50000
60000
70000
Fig. 6.7 – Gráfico da linearidade do conversor analógico digital.
108 6.5 – TESTES DE FUNCIONAMENTO DO SISTEMA COMPLETO
Os testes funcionais foram feitos de maneira a se analisar a similaridade entre os canais do
sistema, independente das diferenças de resposta que possam existir entre as duas bobinas,
desta forma a saída de uma mesma bobina foi ligada à entrada dos dois canais responsáveis
pela aquisição dos sinais de pulsações.
Uma vez feita a aquisição dos dados, estes são passados por um programa de redução, de
maneira a deixá-los em um formato compatível com o programa de análise dos dados,
conforme apresentado na Tabela 6.2. As Figuras 6.8 e 6.9 apresentam um trecho do gráfico
dos dados referentes aos canais 1 e 2, antes da filtragem destes, ou seja dados brutos e a
Figura 6.10 apresenta o gráfico de espalhamento referentes aos canais 1 e 2.
Tabela 6.2 – Formato do arquivo de dados pronto para análise dos dados.
Arquivo de entrada : P1003030.TXT Canal 1 - Metronix KIM 863 S/N 014 Canal 2 - Metronix KIM 863 S/N 014 Data de aquisição : 03/04/2003 Número de pontos : 11400 Delta : 0,200000 seg. Número de canais : 2 Hora, Canal 1, Canal 2 Hora inicial (TU) : 15:00:00.00 Hora final (TU) : 15:38:59.80 0.000 -2,884 -2,794 0.200 -1,294 -1,216 0.400 -2,708 -2,667 0.600 -2,183 -2,111 0.800 1,332 1,459 ................... ................... 57.800 -1,006 -0,981 58.000 -0,214 -0,183 58.200 -0,082 -0,043 58.400 -1,038 -0,982 58.600 0,166 0,228 58.800 -0,966 -0,932 59.000 -0,781 -0,727 59.200 -1,375 -1,351 59.400 0,122 0,202 59.600 0,718 0,791 59.800 -0,609 -0,537
109
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
-4
-2
0
2
4
Amplitude (V)
Canal 1 - Dados sem tratamento03/04/3003 -SJC
Númeo de pontos
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
-4
-2
0
2
4
Fig. 6.8 – Gráfico dos dados brutos - Canal 1.
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
-4
-2
0
2
4
Amplitude (V)
Canal 2 - Dados sem tratamento03/04/3003 -SJC
Númeo de pontos
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
-4
-2
0
2
4
Fig. 6.9 – Gráfico dos dados brutos - Canal 2.
110
-6 -4 -2 0 2 4 6-6
-4
-2
0
2
4
6
Canal 1 X Canal 2 P1003030CLinear FIT
Canal 1
Canal 2
-6 -4 -2 0 2 4 6
-6
-4
-2
0
2
4
6
Fig. 6.10 – Gráfico de espalhamento (Canal 1 X Canal 2).
A primeira análise é feita utilizando-se o programa Origin, onde obtemos o índice de
correlação linear entre os dois canais, cujo resultado é apresentado na janela de saída da
Tabela 6.3.
Tabela 6.3 – Resposta de saída apresentando índice de correlação (Origin).
8/4/2003 14:41 Linear Regression for P1003030_C: Y = A + B * X Parameter Value Error ------------------------------------------------------------ A 0.06925 3.43039E-4 B 1.00528 1.79522E-4 ------------------------------------------------------------ R SD N P ------------------------------------------------------------ 0.99982 0.03478 11400 <0.0001 ------------------------------------------------------------ The Statistics Output Group R (Correlation Coefficient), Standard Deviation, number of points in the raw data curve, and P (the P value for the t-test of the slope = 0).
111 Uma segunda análise comparativa é feita, utilizando-se um programa que faz a filtragem
digital dos dados de cada canal dividindo-os em três sub faixas de freqüência dentro do
intervalo de amostragem, apresentando como resposta o índice de correlação linear entre os
dois canais e os dados resultantes para cada uma destas sub faixas de freqüência. A Tabela 6.4
apresenta a resposta de saída do programa de análise dos dados.
Tabela 6.4 – Resposta de saída do programa de análise dos dados.
melpar (R) Correlacao linear - DASYLab etc.
@ 2001-2003 DBK - DGE/INPE 14/03/2003 Versao 1.10
Data-Tempo = 2003/04/08-10:37:56.97
Arquivo de entrada : P1003030.TXT
Canal 1 - Metronix KIM 863 S/N 014
Canal 2 - Metronix KIM 863 S/N 014
Data de aquiaição : 03/04/2003
Número de pontos : 11400
Delta : 0,200000 seg.
Número de canais : 2
Hora, Canal 1, Canal2
Hora inicial (TU) : 12:00:00.00
Hora final (TU) : 12:38:59.80
Numero de pontos : 11400 (lidos)
Intervalo de amostragem: .200 segundos
Faixa de filtragem dos sinais
Baixa frequencia : 3,000E-01 a 5,872E-01 hertz
Media frequencia : 5,872E-01 a 1,149E+00 hertz
Alta frequencia : 1,149E+00 a 2,250E+00 hertz
Índices de correlação
Baixa frequencia = 99,990
Media frequencia = 99,981
Alta frequencia = 99,976
A Figuras 6.11 e 6.12, apresentam os gráficos relativos aos dados de saída de uma das sub
faixas de freqüência.
112
11000 11050 11100 11150 11200 11250 11300 11350 11400-3-2-10123
Amplitude (V)
Frequência (Hz)
9800 9900 10000 10100 10200 10300 10400 10500 10600 10700 10800 10900 11000 11100 11200-3-2-10123
8400 8500 8600 8700 8800 8900 9000 9100 9200 9300 9400 9500 9600 9700 9800-3-2-10123
7000 7100 7200 7300 7400 7500 7600 7700 7800 7900 8000 8100 8200 8300 8400-3-2-10123
5600 5700 5800 5900 6000 6100 6200 6300 6400 6500 6600 6700 6800 6900 7000-3-2-10123
4200 4300 4400 4500 4600 4700 4800 4900 5000 5100 5200 5300 5400 5500 5600-3-2-10123
2800 2900 3000 3100 3200 3300 3400 3500 3600 3700 3800 3900 4000 4100 4200-3-2-10123
1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200 2300 2400 2500 2600 2700 2800-3-2-10123
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200 1300 1400-3-2-10123
Canal 1 (BOB 14)- MPBAIXA3.000E-01 a 5.872E-01 hertzDados coletados 03/04/2003 - SJC
Fig. 6.11 – Dados coletados em 03/04/2003 – SJC – Canal 1 (BOB 14 ligada aos dois canais)
Saída do programa de análise MPBAIXA (3,000E-01 a 5,872E-01 Hertz).
Número de pontos
Amplitude (V)
113
11000 11100 11200 11300 11400
-3-2-10123
9600 9700 9800 9900 10000 10100 10200 10300 10400 10500 10600 10700 10800 10900 11000 11100 11200
-3-2-10123
Canal 2 (BOB 14)- MPBAIXA3.000E-01 a 5.872E-01 hertzDados coletados 03/04/2003 - SJC
8400 8500 8600 8700 8800 8900 9000 9100 9200 9300 9400 9500 9600
-3-2-10123
7000 7100 7200 7300 7400 7500 7600 7700 7800 7900 8000 8100 8200 8300 8400
-3-2-10123
5600 5700 5800 5900 6000 6100 6200 6300 6400 6500 6600 6700 6800 6900 7000
-3-2-10123
4200 4300 4400 4500 4600 4700 4800 4900 5000 5100 5200 5300 5400 5500 5600
-3-2-10123
2800 2900 3000 3100 3200 3300 3400 3500 3600 3700 3800 3900 4000 4100 4200
-3-2-10123
Amplitude (V)
1400 1500 1600 1700 1800 1900 2000 2100 2200 2300 2400 2500 2600 2700 2800
-3-2-10123
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200 1300 1400
-3-2-10123
Frequência (Hz)
Fig. 6.12 – Dados coletados em 03/04/2003 – SJC – Canal 2 (BOB 14 ligada aos dois canais)
Saída do programa de análise MPBAIXA (3,000E-01 a 5,872E-01 Hertz).
6.6 – CONSUMO DO SISTEMA
O consumo apresentado na Tabela 6.5 refere-se ao conjunto de aquisição dos dados,
constituído pelas bobinas, GPS e subsistemas de tratamento analógico e digital dos dados.
Não foi possível adquirir o subsistema de recepção com as placas compactas tipo half size a
tempo de se efetuar os testes, mas a fonte especificada para alimentação desta parte do
sistema é uma fonte de 50W com entrada de 6-40 Vdc.
Tabela 6.5 - Consumo do conjunto aquisição dos dados.
Tensão de entrada
Subsistema de tratamento dos dados (analógico/digital) + GPS + Bobinas
+12 Vdc 280 mA(**) (3,36W) -12 Vdc 110 mA (1,32W)
(**) Consumo do GPS em 12 Vdc = 70 mA.
Número de pontos
Amplitude (V)
114
CAPÍTULO 7 – CONCLUSÕES
Este trabalho apresentou o projeto, a implementação e os testes de avaliação de um sistema de
tratamento e coleta de dados para sinais de pulsações geomagnéticas.
Os resultados obtidos nos testes mostram que o sistema satisfaz todas as especificações
necessárias para a aquisição dos sinais propostos. A comparação destes resultados com os
dados técnicos de equipamentos similares, como o GMS 05 (Geophysical Measurement
System - Metronix), mostra a compatibilidade entre as características técnicas dos mesmos.
O sistema foi projetado de maneira a se ter uma arquitetura modular, composta de vários
subsistemas, possibilitando assim:
• implementação e testes do sistema por partes;
• capacidade de alteração de um determinado módulo, ou subsistema, sem que os
demais sejam alterados; e
• facilidade na construção e manutenção do sistema.
O trabalho foi desenvolvido da seguinte maneira:
• Inicialmente foi feito um estudo teórico que permitiu a especificação das
características do sinal a ser amostrado;
• A partir do estudo mencionado, foi proposta uma arquitetura geral que, atendesse às
condições de funcionamento do sistema e às características dos sinais;
• Os circuitos para o tratamento analógico dos sinais provenientes dos sensores foram
montados e testados. Estes circuitos, denominados de interface analógica, tiveram suas
características medidas e apresentadas em gráficos e tabelas;
• Os circuitos para o tratamento digital dos sinais, provenientes da interface analógica,
foram montados e testados. Estes circuitos, denominados de interface digital, tiveram
suas características testadas e seus resultados apresentados em tela gráfica;
• Para controle da interface digital, foi implementado o firmware do sistema, que
controla a aquisição e transmissão dos sinais, bem como a leitura do sinal digital
115
proveniente do GPS. O firmware foi testado e o resultado de seu funcionamento foi
apresentado em tela gráfica; e
• Finalmente foi desenvolvido o programa de recepção/armazenamento dos dados, cuja
verificação de seu funcionamento foi apresentada em tela gráfica e/ou saída em um
display de cristal líquido.
Os circuitos utilizados na implementação da interface analógica apresentaram um nível de
ruído satisfatório. Os resultados ainda podem ser melhorados, com a utilização de
amplificadores operacionais de menor ruído, resistores de vidro etc. Neste sentido, o lay out
da interface analógica foi projetado de maneira a aceitar outros amplificadores operacionais,
com a colocação de jumpers na placa. A mudança da faixa de operação dos filtros é possível
com a simples troca de alguns componentes, mais especificamente resistores e/ou capacitores,
nos filtros passa-baixa e/ou passa-alta.
Embora inicialmente esteja prevista a utilização de apenas dois canais, foram colocados mais
três slots, prevendo a utilização de placas adicionais da interface analógica, facilitando a
utilização deste mesmo sistema para outras aplicações, onde se necessite de mais canais de
entrada de sinais.
Os circuitos da interface digital, o firmware e o programa de recepção/armazenamento dos
dados apresentaram um funcionamento adequado às especificações do sistema. Estes foram
implementados de maneira a se permitir modificações na quantidade de canais adquiridos,
com pouco trabalho adicional. Os circuitos da interface digital foram ainda, divididos em duas
placas, uma com os circuitos do microcontrolador e outra com os circuitos do conversor
analógico digital de maneira que, qualquer mudança em uma destas partes não interfira na
outra.
Com relação ao subsistema de recepção/armazenamento dos dados, a opção inicial de se
armazenar os dados em um computador tipo PC, deve-se à necessidade de grande capacidade
de armazenamento dos dados e ao fácil tratamento posterior dos dados devido à sua
formatação, o que é possível com a utilização de um hard disk.
Como se utilizou comunicação serial entre os subsistemas de transmissão e
recepção/armazenamento dos dados, este último pode ser facilmente substituído, por exemplo,
116 por um Palm Top com gravação dos dados em cartão de memória tipo flash. Para isto é
necessário que este novo subsistema tenha capacidade de suprir à necessidade de memória de
armazenamento dos dados, que garanta bom funcionamento nas condições de instalação do
sistema e que o custo deste seja compatível com a primeira opção.
A análise dos dados coletados com o sistema totalmente integrado (bobina, interface
analógica, interface digital e subsistema de recepção dos dados), mostrou que o mesmo
apresenta uma ótima similaridade na resposta das placas da interface analógica e dos canais
destinados à aquisição dos dados, de forma que já se pode passar às próximas etapas de testes
que devem ser, a avaliação da resposta das bobinas e a instalação do sistema em local
adequado, com baixo ruído eletromagnético ambiental, para a obtenção de dados científicos.
Nesta primeira versão o programa de pré-processamento dos dados apenas avalia e mostra o
funcionamento do sistema como um todo, sem efetuar qualquer tipo de análise dos mesmos.
Nas próximas versões este programa deve prever a avaliação local dos dados apresentando
graficamente o nível de ruído dos sinais, determinar o ganho a ser dado em cada canal. Deve
possibilitar ainda, um auto teste inicial do sistema, permitindo ao operador detectar erros de
conexão nos cabos, nível de tensão das baterias.
A redução de volume e o consumo de energia do sistema também devem ser avaliados nas
próximas versões.
O desenvolvimento deste tipo de equipamento se justifica, pelo fato de se obter um sistema
mais simples e, portanto mais barato e de fácil operação. Além disso, por haver um domínio
completo sobre o mesmo, são permitidas alterações de suas características ou a adição de
novos recursos, não ficando assim, preso às limitações de um sistema comercial.
Desta forma, evidencia-se a importância da realização deste trabalho, por ter-se alcançado as
características propostas inicialmente, de maneira que o mesmo satisfaça às condições
requeridas por um sistema de coleta de dados relativos aos sinais de pulsações geomagnéticas.
117
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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120
APÊNDICE A – DETERMINAÇÃO DOS VALORES DOS COMPONENTES
PASSIVOS DOS FILTROS e CURVAS PRÁTICAS DA SEGUNDA FAIXA DE
FILTROS
Este Apêndice apresenta as janelas dos programas utilizados para os cálculos dos
componentes e as janelas que apresentam os resultados de ττττ e da freqüência. Apresenta ainda
as curvas de simulação e práticas da segunda faixa de filtros.
A.1 – FILTRO PASSA-FAIXA DE 5 mHz a 5Hz
A Figura A.1 apresenta o programa para cálculo dos componentes passivos do filtro passa-alta
e a Figura A.2 a janela com o resultado dos componentes calculados para este filtro.
Fig. A.1 – Programa para cálculo dos componentes passivos do filtro passa-alta
Fig. A.2 – Janela com saída dos valores dos componentes do filtro passa-alta
121 A Figura A.3 apresenta o programa para cálculo dos componentes passivos do filtro passa-
baixa e a Figura A.4 a janela com o resultado dos componentes calculados para este filtro.
Fig. A.3 – Programa para cálculo dos componentes do passa-baixa
Fig. A.4 – Janela com saída dos valores dos componentes do passa-baixa
A.2 – FILTRO PASSA-FAIXA DE 500 mHz a 5 Hz
A Figura A.5 apresenta a janela com o resultado dos componentes calculados para o filtro
passa-alta na segunda faixa de filtro e a Figura A.6 o circuito do mesmo.
Fig. A.5 – Janela com saída dos valores dos componentes do filtro passa-alta (2ª faixa)
122
C204.7 uF
R40100 K
R41100 K
-V
Entrada_amplificador
R4310 K
13
2
Saída_passa-baixa
Saída_passa-alta
de ganho variável
+
-
U11CA3140
3
26
7 5
4 1
R42100 K
C214.7 uF
+VEntrada_passa-alta
C2210pF
Fig. A.6 – Circuito passa-alta para 2ª faixa (500 mHz – 5Hz)
O gráfico da simulação do circuito é apresentado na Figura A.7.
Frequency
100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHzVdB(R2:1)
-150
-100
-50
-0
Fig. A.7 – Gráfico da simulação do circuito passa-alta para 2ª faixa
A Tabela A.1 apresenta o resultado prático das medidas do filtro passa-faixa da placa 1 e as
Figuras A.8 e A.9 os gráficos da resposta em freqüência para amplitude e fase
respectivamente.
123
Tabela A.1 - Medidas práticas do filtro passa-faixa (2ª faixa – placa 1)
Freqüência (Hz)
Amp.-saída
Fase (Graus)
continuação Tabela A.1
0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1
0,12 0,14 0,16 0,18 0,2
0,25 0,27 0,29 0,3
0,31 0,32 0,33 0,34 0,35 0,36 0,37 0,38 0,39 0,4
0,41 0,42 0,43 0,44 0,45 0,46 0,47 0,48 0,49 0,5
0,51 0,52 0,53 0,54 0,55 0,56 0,57 0,58 0,59 0,6 :
0,04 0,04 0,06 0,1
0,11 0,14 0,16 0,25 0,35 0,46 0,55 0,64 0,82 0,88 0,92 0,94 0,96 0,95 0,96 0,98 0,98 0,98 0,99 0,98
1 0,99
1 0,99
1 0,99
1 1
0,98 0,99
1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 :
154,7 152,2 156,4 142,7 138,4 138,4 129,5 116,7 115,9 109,2 102,5 96,2 79,1 72,2 68,1 64,8 61,8 60
57,9 55,9 53,3 52,1 50,5 48,3 46,6 44,3 43,5 41,8 40,3 38,5 36,6 35,2 33,8 32,7 31,5 30,2 28,8 27,3 26,7 25,4 24,8 23,7 22,3 21,2 20,3 19,5
:
: 0,62 0,64 0,66 0,68 0,7 0,73 0,76 0,78 0,8 0,84 0,88 0,9 0,95
1 1,5 2
2,5 3
3,5 3,6 3,7 3,8 3,9 4
4,1 4,2 4,3 4,4 4,5 4,6 4,7 4,8 4,9 5
5,5 6 7 8 9
10 11 12 13 14 15
: 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
0,99 0,98 0,92 0,91 0,89 0,89 0,88 0,86 0,84 0,82 0,81 0,81 0,79 0,75 0,74 0,72 0,72 0,71 0,62 0,52 0,38 0,29 0,21 0,2
0,16 0,14 0,11 0,09 0,06
: 17,1 14,8 14,8 12,7 10,1 8,3 6,3 4,3 4
1,7 -2
-2,3 -4,9 -8,7
-31,3 -48,3 -62,6 -75,6 -88,2 -92,3 -94,8 -96,7 -99
-101,4 -105,5 -106,3 -109,2 -111,2 -114,5 -115,4 -118,1 -120
-122,7 -125,7 -139,3 -150,3 178,6 151,6 122,1 112,8 104,8 96,6 84,5 79,3 74,3
124
0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0Curva prática - placa 1
Amplitude (V)
Frequência (Hz)
0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Fig. A.8 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amplitude X Freqüência - 2ª faixa –
placa 1)
0.1 1 10-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Curva prática - placa 1
Ganho (dB)
Frequência (Hz)
0.1 1 10
-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Fig. A.9 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase X Freqüência - 2ª faixa – placa 1)
A Tabela A.2 apresenta o resultado prático das medidas do filtro passa-faixa da placa 2 e as
Figuras A.10 e A.11 os gráficos da resposta em freqüência para amplitude e fase
respectivamente.
125
Tabela A.2 - Medidas práticas do filtro passa-faixa (2ª faixa – placa 2)
Freqüência (Hz)
Amp.-saída
Ganho (dB)
continuação Tabela A.2
0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1
0,12 0,14 0,16 0,18 0,2
0,25 0,27 0,29 0,3
0,31 0,32 0,33 0,34 0,35 0,36 0,37 0,38 0,39 0,4
0,41 0,42 0,43 0,44 0,45 0,46 0,47 0,48 0,49 0,5
0,51 0,52 0,53 0,54 0,55 0,56 0,57 0,58 0,59 0,6 :
0,02 0,04 0,04 0,1
0,11 0,15 0,16 0,25 0,35 0,46 0,56 0,66 0,82 0,88 0,92 0,94 0,96 0,96 0,98 0,98 0,98 0,99
1 1
0,99 1
0,99 1 1 1
0,98 0,99 1,01
1 1,01
1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 :
145,6 143,9 122,5 142,7 134,5 137,7 132,3 116,7 115,2 109,9 103,8 97,5 78,1 71,7 67
63,8 61,7 59,6 57,6 55,7 53,5 51,5 49,6 47,5 45,6 44,5 42,6 40,8 39,1 38,3 35,8 34,9 33,6 32,3 30,9 29,1 28,4 27
25,7 24
23,8 22,5 21,8 21,6 19,7 18,3
:
: 0,62 0,64 0,66 0,68 0,7 0,73 0,76 0,78 0,8 0,84 0,88 0,9 0,95
1 1,5 2
2,5 3
3,5 3,6 3,7 3,8 3,9 4
4,1 4,2 4,3 4,4 4,5 4,6 4,7 4,8 4,9 5
5,5 6 7 8 9
10 11 12 13 14 15
: 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
0,96 0,91 0,89 0,88 0,85 0,85 0,85 0,82 0,81 0,79 0,78 0,75 0,74 0,74 0,72 0,71 0,69 0,59 0,49 0,38 0,26 0,21 0,19 0,15 0,14 0,1
0,08 0,04
: 16,6 14,2 14
12,7 10,8 8,1 5,2 3,4 3,1 0,2 -2,8 -4,3 -6,4
-10,2 -31,8 -48,7 -62,5 -76,5 -89,1 -93,1 -95,8 -98,2
-101,1 -104,3 -105,5 -107,7 -109,9 -112,3 -114,7 -116,7 -119,7 -122,2 -124,7 -128,3 -141,3 -151,7 177,1 151,1 122,1 115,5 105,2 96,6 80,6 71,1 56,4
126
0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0Curva prática - placa 2
Amplitude (V)
Frequência (Hz)
0.1 1 10
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Fig. A.10 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Amplitude X Freqüência - 2ª faixa –
placa 2)
0.1 1 10-200
-150
-100
-50
0
50
100
150
200
Curva prática - placa 2
Fase (Graus)
Frequência (Hz)
Fig. A.11 – Resposta em freqüência do filtro passa-faixa (Fase X Freqüência - 2ª faixa – placa 2)
127
APÊNDICE B – DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS
CNT_FILTRO.sch 01
Sinais de Saída
A
1 1Thursday, February 07, 2002
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
EX
RTN\ EY
-12V
HZRTN\ HZ
RTN\ EX
CNT2
conec22
A1A2A3A4A5A6A7A8A9A10A11A12A13A14A15A16A17A18A19A20A21A22
B1B2B3B4B5B6B7B8B9
B10B11B12B13B14B15B16B17B18B19B20B21B22 +12V
AGND
RTN\ HYEY
HX
HY
EZ
RTN\ HX
RTN\ EZ
Fig. B.1 – Conector da placa de filtros
128
R172M
R2910 Meg
R3510K
R441K
(Sul)
(Norte)(Leste)
C110pF
+V
R211K
+
-
U13OP 97
3
26
7
14 8
R_Campo Magnético
+
-
U4OP97
3
26
7 1
48
C910 pF
-V
-V
JP71 2
R3010 Meg
JP91 2
R310k
+
-
U6OP97
3
26
7 1
48
C244.7 uF
R381K
C210pF
+
-
U7OP97
3
26
71
48
JP2
1 2
3
P310 K
13
2
R210k
JP81 2
+V
P110K
13
2
R11K
+V
+
-
U10CA 3140
3
26
7
14 8
JMP04
12
+V
C2147 nF
C2310pF
Saida_filtro
-V
+V
-V
+
-
U5OP97
3
26
71
48
R111K
C254.7 uF
+ C3010uF
+V
C1010 pF
C111.2 nF
R391K
R4112
Ref_Terra
R121K
C22100 nF
JP51 2
+V
+
-
U11CA 3140
3
26
7 5
4 1-12V1K
R
C121.2 nF
C2810 pF
Eletrodo_central
Campo Elétrico
+V
-V
C2010 pF
C26100 nF
R91K
-V
R2810Meg
JMP05
12
-V
R181M
R142M
+
-
U9CA3140
3
26
7
14 8
C71.2 nF
R27150 K
-V
C13
2.4 nF
R221K
P210K
13
2
C19100 nF
R24562K
C2910 pF
JP31 2
3
JMP071 2
C1410 pF
(Oeste)
C82.4 nF
C61.2 nF
(Sul) +V
R37200K
R151M
R26562k
Saida_filtro
-V
R132M
+V
Campo Magnético
-V
+
-
U12OP 97
3
26
7
14 8
+12V
JMP021 2
C1510 pF
-V
+
-
U8OP97
3
26
7 1
48
+V
R4012
JP61 2
C1710 pF
R25150K
B
R36100K
+
-
U1OP97
3
26
7 1
48
+
-
U3
OP97
3
26
7 1
48
-V
JMP06
12
-V
+V
JP41 2
C510pF
R41k
R71k
JMP03
12
R61k
+V
R_Campo_E
JMP011 2
R345K
-V
R101K
R162M
JP1
1 2
3
SAIDA
+
-
U2OP97
3
26
7
14 8
B
+ C3110uF
+V
C1847 nF
Fig. B.2 – Esquema completo da Interface Analógica
3140
129
P2
DB9 Macho
594837261
ALIMENTAÇÃO
Maz_alm.sch
VREF
CLKADCLKAD2
OSC
-12V+12V
AGND
SISTEMA.SCH 01
DIAGRAMA GERAL
B
1 1Friday, February 01, 2002
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais+12V
Filtro_S
Filtro_s.sch
FonteExterna
PortaSerial
SISTEMA de AQUISIÇÃO
GPS
A/D
Maz_ad.sch
P2P3
P1
DEVICE I/O #1DEVICE I/O #5DEVICE I/O #6RST_AD
CLKADCLKAD2
VREF
D[0..7]
P1
DB9 Femea
594837261
-12V
AD5016
AGND
Filtro
Filtro.sch
MICROCONTROLADOR
Maz_con.sch
P1P2P3
DEVICE I/O#1DEVICE I/O#5DEVICE I/O#6RST_AD
OSC
TX1_232RX1_232
GND
RX2_232
TX+_422TX-_422
RX+_422RX-_422
D[0..7] TX2_232
Fig. B.3 – Diagrama de Interligação entre os conectores das placas da Interface digital
130
P2
(Saída filtro de alimentação)
RTN\RX_422
RD
D2
TX2_232
AGND
RX_422
DEVICE I/O #1
CNT2
conec22
A1A2A3A4A5A6A7A8A9A10A11A12A13A14A15A16A17A18A19A20A21A22
B1B2B3B4B5B6B7B8B9
B10B11B12B13B14B15B16B17B18B19B20B21B22
-12V
D7
P1
D1
CLK_AD
D6
TX1_232
DEVICE I/O #6
DEVICE I/O #2
+12V
+5.5V
D0
VCC
D5
TX+_422
RX1_232
DEVICE I/O #5
(Entrada filtro de alimentação)
DEVICE I/O #3
P3
D4
RX2_232
TX-_422
CNT_8031.sch 01
Sinais de Saída
A
1 1Monday, March 18, 2002
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
RST_ADD3
DEVICE I/O #4
Fig. B.4 – Sinais disponíveis na placa do microcontrolador
131
RST_AD
GPS
+
- U11BLM339
5
42
312 DEVICE I/O #4
A5
A11
A9
R1047K
TX1_232
D3
A9C110uF
OSC
RD
C21.2KpF
2
DEVICE I/O #6
D7
U7A74HC32
1
23
R84K7
A14
U9A74HC32
1
23
RD
A3
U9D74HC32
12
1311
D6
VCC
D6
D2
U15A
74LS04
1 2
U1A
74HC00
1
23
A13
D0
A7
A10
R4
22K
RX+_422
A10
D3
TX+_422
TX-_422
JP1JUMPER
1 2
PC
U4D74HC08
12
1311
P1
A11
A4U8
74LS138
123
645
15141312111097
ABC
G1G2AG2B
Y0Y1Y2Y3Y4Y5Y6Y7
RX1_232RX2_232
DEVICE I/O #1
D6
P3
D1
DEVICE I/O #2
D6
R3
R
A5A4
R5
100K
R747K
R115K
U12A26C31
12
3
412
1
A0
A12
A7
+C40.1uF
U10
74HC4060
11
12
7546141315123
910
PI
RST
Q4Q5Q6Q7Q8Q9
Q10Q12Q13Q14
POPO
A4
A11
A2
D2
+ C6
0.1uF
U6
27C256
109876543
25242123
22627
2022
1
1112131516171819
A0A1A2A3A4A5A6A7A8A9A10A11A12A13A14
CEOEVPP
O0O1O2O3O4O5O6O7
VCC
A14
D4
U5
6264
109876543
25242123
2
20262722
1112131516171819
A0A1A2A3A4A5A6A7A8A9A10A11A12
CS1CS2WEOE
D0D1D2D3D4D5D6D7
U4B74HC08
4
56
Pulso 1 seg.(GPS)
VCC
A8
+
C70.1uF
D1A2
D4
U4A74HC08
1
23
Serial
Serial_opcional
RX1_8031
TX1_8032
RX2_8031
A1
D3
U7B74HC32
4
56
D7
P2
A3
D1
Maz_con.sch 01
Interface 8031
B
1 1Thursday, February 13, 2003
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
A5 D5
WR
R2
R
D5
A0
VCC
D2
A10
A6
A12
DEVICE I/O #3
D0
D4
JP2jumper1
123
TX2_232
D3
D5
D11N4148
A6
R9400
A2A3
A0
+C30.1uF
INSTITUTO NACIONAL DE PESQUISAS ESPACIAIS
A8
VCC
A13
A1D0
D7
A7
A12
D1
D4
D7
U9B74HC32
4
56
U2
8031
31
19
18
9
12131415
12345678
3938373635343332
2122232425262728
171629301110
EA/VP
X1
X2
RESET
INT0INT1T0T1
P1.0P1.1P1.2P1.3P1.4P1.5P1.6P1.7
P0.0P0.1P0.2P0.3P0.4P0.5P0.6P0.7
P2.0P2.1P2.2P2.3P2.4P2.5P2.6P2.7
RDWR
PSENALE/P
TXDRXD
U1B
74HC00
4
56
END0END1A15
WR
DEVICE I/O #5
VCC
D2
A8
A15
U3
74HC373
111
20
256912151619
3478
13141718
OELE
VCC
1Q2Q3Q4Q5Q6Q7Q8Q
1D2D3D4D5D6D7D8D
A9
D5
R6400
RX-_422
WR
U7D74HC32
12
1311
U1D74HC00
12
1311
D0
U13
MAX232A
138
1110
1345
2
6
129
147
1615
R1INR2IN
T1INT2IN
C+C1-C2+C2-
V+
V-
R1OUTR2OUT
T1OUTT2OUT
VC
CG
ND
U7C74HC32
9
108
+ C5
0.1uF
A6
VCC
A1
Fig. B.5 – Esquema completo da placa do microcontrolador
132
AGND
D1
D4
X5X6
P2
-12V
DEVICE I/O #1DEVICE I/O #2D3
CNT2
conec22
A1A2A3A4A5A6A7A8A9A10A11A12A13A14A15A16A17A18A19A20A21A22
B1B2B3B4B5B6B7B8B9
B10B11B12B13B14B15B16B17B18B19B20B21B22 +12V
X0+5.5V
X7
P3
DEVICE I/O #3
DEVICE I/O #5
CNT_AD.sch 01
Sinais de Saída
A
1 1Thursday, February 07, 2002
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
D7
D2
X2X3
CLK_AD
VCC
DEVICE I/O #6
(Para entrada filtro de alimentação)
D6
VCC
X1
(Saída filtro de alimentação)
X4
P1
D5 DEVICE I/O #4
D0
RST_AD
Fig. B.6 – Sinais disponíveis na placa do Conversor A/D
133
R1310R
RST_AD
-5.5
U20B
74HC14A
3 4
D2
X5
X3
C80.1uF
DEVICE I/O #6
X5
END2
D5
R12
10R
C2027pF
X3
U20C
74HC14A
5 6
X5
R14100K
END1
+5.5
D31N4148
DEVICE I/O #5
X1
X0
D1
X4
C90.1uF
DEVICE I/O #1
R33R
U20D
74HC14A
9 8
D1J1
Jumper
123
X4
VCC
C15100pF
X6
C1410uF
VREF
X4
Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais
X0
C410nF
D0
P3X5
D4
X2
C2127pF
END0
U16
4051
131415121524
611109
3
7
X0X1X2X3X4X5X6X7
INHABC
X
VEE
-5.5
X2
X0
X7
D2END2
C10
0.1uF
D7
X3U17
74LS174
346
111314
91
257101215
D1D2D3D4D5D6
CLKCLR
Q1Q2Q3Q4Q5Q6
X7
X1
C11
10uF
C710uF
X6
END1
X1
+5.5
CLK_AD
X3
AGND
R341M
Maz_ad.sch 01
Conversor A/D
B
1 1Monday, March 18, 2002
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
C120.1uF
X7
P2
D3
X2
D21N4148
R11200R
X2
+5.5
X7
D0
D6
C51nF
X1
4MHz
X4
U16
5016
24
33
20
26
28
27
29
38
23456789
1
3235342122233110
30 36
25 11
BP
BW
CLK
AIN
VREF
AGND
REFB
EOC
D0D1D2D3D4D5D6D7
HOLD
RSTCAL
INTRLVCSRDA0
TSTDGNDV
A-
VD
-
VA
+
VD
+
X6
SW1
SW DIP-8
12345678
161514131211109
C130.1uF
-5.5
END0
U14
74LS244
2468
11131517
119
181614129753
1A11A21A31A42A12A22A32A4
1G2G
1Y11Y21Y31Y42Y12Y22Y32Y4
X0
X1
+5.5
C60.1uF
P1
X6
Fig. B.7a – Esquema do Conversor A/D
134
C2127pF
VCC
U20B
74HC74
12
11
9
8
1013
D
CLK
Q
Q
PR
CL
+C2710uF
Placa Microcontrolador
VCC
C34100nF
U15D
74HC14A
9 8
C37100nF
+ C191uF
AGND
+12V
R16R
+5.5V
R231M
C38100nF
+5.5V
VCC
U15A
74HC14A
1 2
R18R
AGND
C180.1uF
Placa A/D
+ C2610uF
L1
2.2uH
+C2210uF
R31R
U20A
74HC74
2
3
5
6
41
D
CLK
Q
Q
PR
CL
C32100nF
C33100nF
C29100nF
C25100nF
C35100nF
R29R
U18LM117
3
1
2VIN
AD
J
VOUT
JMP3
Jumper
1234
-5.5V
C28100nF
+5.5V
R27R
R20R
X1
7.37MHz
+ C171uF
R30R
VCC
CLK_AD
R18R
U15C
74HC14A
5 6
C40100nF
OSC
Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais
R25R
Maz_alm.sch 01
Alimentação Sistema
B
1 1Wednesday, November 06, 2002
Title
Size Document Number Rev
Date: Sheet of
AGND
VCC
+5Monitor
C36100nF
R32R
C2027pF
+12V
U21LT1019-5
2
73
6
4
5
INPUT
HEATTEMP
OUTPUT
GN
D
TRIM
C39100nF
U19
LM137
3 1
2
IN OUT
AD
J
-5Monitor
+ C2310uF
R15R
R21R
-12V
VREF
R242R6
C24100nF
R19R
C31100nF
C30100nF
R26R
VCC
C160.1uF
-5.5V
R17R
R28R
R14R
Fig. B.7b – Esquema do Conversor A/D
135
D7
-12V
A.2
A8
7
A.1
D29
A23
12
A.2
A9
A28
DADO
A31
D7
JP2 7 8
4
8
A5D5
A.0
A0
END.
OUT3
6D5
A.5
D6
D6
LCD
OUT1
A8
A30
OUT8
11
A11
A6
B20
A7
A.4
U1
74HC244
1
2468
19
11131517
181614129753
1G
1A11A21A31A4
2G
2A12A22A32A4
1Y11Y21Y31Y42Y12Y22Y32Y4
B13
JP2 13 14
D4
A0
OUT7
D2
D6
JP2 9 10
A2
A5
D0
D1
+5V
A11
A29
A.5A25
D3
A.0
JP1 1 2
JP2 11 12
U6A
74HC08
2
13
CONT.
A3
A6
A.4
A.7
Vcc
OUT4
10
A9
A6
JP2 15 16
A22
AEN-IOR
A7
A2
R1
1k
A5
5
A24
+5V
A9 U9A
74HC04
12
A4
OUT5
JP2 5 6
D1
2
A26
A3
CNC1
Conec_PC
A1A2A3A4A5A6A7A8A9
A10A11A12A13A14A15A16A17A18A19A20A21A22
B1B2B3B4B5B6B7B8B9B10B11B12B13B14B15B16B17B18B19B20B21B22B23B24B25B26B27B28B29B30B31
A23A24A25A26A27A28A29A30A31
P1
dB25
114
215
316
417
518
619
720
821
92210231124122513
A27
U6C
74HC08
9
108
+12V
OUT2
A3
U3
74HC245
191
23456789
1817161514131211
GDIR
A1A2A3A4A5A6A7A8
B1B2B3B4B5B6B7B8
A26
U4
74HC138
15141312111097
1
5
23
64
Y0Y1Y2Y3Y4Y5Y6Y7
A
G2B
BC
G1G2A
A28
-IOW
A23
OUT6
13
D7
B20
B13
B14 U6B
74HC08
4
56
A25
A31
3 +5V
D2
A7
B14
1
A24
D3
A22
D1
A1
A.1
A4 14D5D4
U2
74HC244
1
2468
19
11131517
181614129753
1G
1A11A21A31A4
2G
2A12A22A32A4
1Y11Y21Y31Y42Y12Y22Y32Y4
A27
U5
74HC138
15141312111097
1
5
23
64
Y0Y1Y2Y3Y4Y5Y6Y7
A
G2B
BC
G1G2A
-5V
A8
A4
A30
D0
D3
A.7
D4
A2
D0
JP2 3 4
A29
CLK
Fig. B.8 – Esquema da interface de monitoração do funcionamento do sistema (saída LCD)
136
APÊNDICE C – FLUXOGRAMA DAS PRINCIPAIS ROTINAS DO FIRMWARE
Inicialização Geral doSistema
Calibração relógioMicroCont/GPS
Leitura GPShabilitada?
Sim
Não
Atualiza contagemtempo aquisição
Adquire 1000pontos
Chaveia p/Serial BBaud Rate = 4800 Lê GPS
Aquisiçãohabilitada?
Não
Sim
Fig. C.1 - Fluxograma da rotina da principal
Timer0
Incrementa eatualiza contador
RET INT
‘
'
Fig. C.2 - Fluxograma da rotina de interrupção do Timer 0
137
Timer1
Decrementacontador
Contador=0?
Atualiza "Flag" deaquisição
Atualiza contadorleitura GPS
RET. INT.
SimNão
Fig. C.3- Fluxograma da rotina de interrupção do Timer 1
INT0
IncrementaContador
30Minutos
Atualiza “Flag”Leitura GPS
Sim
RET. INT.
Não
Fig. C.4 - Fluxograma da rotina de interrupção INT0
138
AQUISI2CH
Lê relógio MicroCont.(Início da aquisição)
Conversões =1000?
Calcula CkSum
Sim
Fim
Não
Canal 0(Soma)
Canal 1(Soma)
Lê relógio MicroCont.(Fim da aquisição)
Transmite Dados
Fig. C.5 - Fluxograma da rotina da aquisição de dois canais (1000 conversões)
139
INTSERIAL
Lê Byte recebido
CONTRX = O
BYTE =EBH
Faça CONTRX =1
Sai SERIAL eespera próximo
BYTE
Mensagem Erro Sinc. Sai SERIAL
CONTRX =1 CONTRX = 2
Sim
Não
Sim
RetornaMensagem Erro
Sai SERIALNão
Não
Sim Sim
Não
Guarda Byterecebido
Faça CONTRX = 2
Sai SERIAL
Guarda Byterecebido
Faça CONTRX = 0
CKSUM 0K? Mensagem ErroCKSUM Sai SERIAL
FIM
Comando = 0Sim
Executacomando
Comando = FExecuta
comandoSim
Não
NãoRetorna
Mensagem Erro
Fig. C.6 - Fluxograma da rotina de interrupção da serial
